JP2539610Y2 - インバータ点灯回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本考案は、蛍光管の点灯制御に利用されるインバータ
点灯回路に関するものである。

（従来の技術） 照明用器具として使用される蛍光灯は、蛍光管を交流
電源周波数そのまま50Hz〜60Hzでドライブする代わり
に、これよりも1000倍程度高周波の40KHz〜100KHzの交
流電源でドライブする高周波ドライブ方式を採用するこ
とにより、チラツキの少ない良好な発光特性を実現でき
る。

このような高周波ドライブ方式の典型的なものは、第
７図に示すようなインバータ点灯回路によって実現され
る。すなわち、蛍光管LPに並列接続されたコンデンサC1
とこれに直列接続されたインダクタンスL1とによってLC
直列共振回路を形成すると共に、直流電源電圧が供給さ
れる入力端子INにインダクタンスL2を介して接続したス
イッチング・トランジスタＱをオン／オフさせることに
よりこのインダクタンスL1とコンデンサC1との直列共振
回路をその共振周波数の近傍で励振し、蛍光管LPの電極
間に放電開始可能な高電圧を発生させる構成となってい
る。このLC直列共振回路に流れる電流は、インダクタン
スL1を含む変成器ＴとコンデンサC3とを介してスイッチ
ング・トランジスタＱのベース端子に帰還され、自励発
振による高周波ドライブが行われる。この自励発振周波
数は、コンデンサC3の静電容量値により調整される。

すなわち、第８図の波形図にスイッチング・トランジ
スタＱのベース電圧Vbとコレクタ電圧Vcとして示すよう
に、コンデンサC3の静電容量値が大きければ（Ａ）に示
すように自励発振周波数は低くなり、逆にこの静電容量
値が小さければ（Ｂ）に示すように自励発振周波数は高
くなる。また、ベース電圧Vbのデューティ比は自励発振
周波数の増加と共に増加する。この自励発振周波数とデ
ューティ比の関係は、スイッチング・トランジスタＱの
導通期間中はそのコレクタ電圧Vcがローに保たれるとい
う点においてこのスイッチング・トランジスタＱの安定
動作上極めて好都合なものとなる。

（考案が解決しようとする課題） 一般に蛍光管では、始動に際し低温の電極（フイラメ
ント）に高電圧を印加して放電を開始させると電極の寿
命が短かくなるため、放電の開始前にフィラメントを予
熱しておくことが望ましい。この予熱は、インバータ点
灯回路の始動直後には励振周波数を直列共振周波数から
外れた値に設定して蛍光管への高電圧の印加を抑制する
と共に、この励振周波数を徐々に直列共振周波数に接近
させることにより始動から適宜な時間遅れて点灯を開始
させることによって達成される。

しかしながら、第７図に示した自励式のインバータ点
灯回路は上記予熱や調光のための正確な周波数制御には
不向きであり、スイッチング・トランジスタへのオン／
オフ制御信号を外部から供給する他励式の構成の採用が
望ましい。

しかしながら、この他励式のインバータ点灯回路を従
来のアナログ回路で実現しようとすれば、素子定数の温
度特性や経年変化のもとで高精度の周波数制御の実現は
困難である。また、アナログ回路による他励式のインバ
ータ点灯回路は、上述のようにスイッチング・トランジ
スタの安定動作を図るうえで励振周波数に応してデュー
ティ比を制御することが極めて困難であり、広範な用途
に適用できない等の課題があった。

一方、特開平１−167990号「放電灯点灯装置」には、
電源投入直後は直列共振周波数よりも高い励振周波数を
もってスイッチング・トランジスタを駆動し、励振周波
数を徐々に直列共振周波数に近づける構成とした他励式
のインバータ点灯回路が開示されている。しかしなが
ら、このものは、予熱状態から点灯状態に至る過程での
励振周波数下降態様が、予熱タイマ回路に設定された電
源投入直後の１秒間程度の予熱期間は、励振周波数を同
じ最大周波数に保っておき、予熱期間が経過した後の点
灯に至るまでのソフトスタート期間は、CR時定数回路の
充電曲線に従って上昇する電圧を、タイマICが他の充電
曲線に従って上昇する基準電圧と比較しつつ発振周波数
を漸減させて点灯に至る構成とされており、このため蛍
光管の始動特性に関係なくソフトスタート時の励振周波
数下降特性が画一的に規定されてしまっており、始動特
性の違いによってフィラメント予熱が不十分なまま点灯
に至る不適格なソフトスタートを繰り返して寿命を縮め
る蛍光管が多数存在するのは明らかであり、また蛍光管
の始動特性に合わせて励振周波数下降速度を調整しよう
とすると、二種類の充電曲線を試行錯誤的に波形調整し
なければならず、調整作業が非常に面倒かつ複雑であ
り、仕様が異なる蛍光管を揃えた幅広い商品ラインアッ
プに適応できない等の課題を抱えるものであった。

また、特開昭62−47995号「放電灯安定器」には、所
定周波数のクロック信号を分周し、制御信号としてスイ
ッチング・トランジスタの制御電極に供給する構成とし
たインバータ点灯回路が開示されている。しかしなが
ら、このものは、ただ単にスイッチング・トランジスタ
のドライブ信号を分周することで調光信号を生成し、点
灯後の蛍光管の安定駆動を図るだけのものであり、予熱
状態から点灯状態に至る過程での励振周波数下降態様
を、電源投入直後の最大励振周波数とその後の励振周波
数下降速度の２つのパラメータを自在に設定することに
より、使用する蛍光管の始動特性に合わせた最適な予熱
を実現する構成とはなっておらず、蛍光管の始動特性に
合わないフィラメント予熱を強行してしまい、蛍光管の
寿命を不要に縮めるおそれもある等の課題を抱えるもの
であった。

（課題を解決するための手段） 本考案のインバータ点灯回路は、蛍光管に並列接続さ
れたコンデンサ及び該コンデンサに直列接続された第１
のインダクタンスからなる直列共振回路と、交流電源を
整流して直流電源を出力する直流電源回路と、該直流電
源回路の出力端子に第２のインダクタンスを介して接続
され、可変周波数の制御信号によりオン／オフ駆動さ
れ、前記直列共振回路を励振するスイッチング・トラン
ジスタと、所定周波数のクロック信号を可変分周比に従
って分周し、分周出力を前記制御信号として前記スイッ
チング・トランジスタの制御電極に供給する可変分周回
路と、前記交流電源の投入直後に、外部からの同期信号
に同期して前記可変分周回路の分周比を所定の所期値か
ら漸増し、該可変分周回路から出力される制御信号の周
波数を、前記直列共振回路の共振周波数よりも高い値か
ら所定の励振周波数下降速度に従って徐々に前記直列共
振回路の共振周波数に接近させ、前記蛍光管を予熱状態
を経て点灯状態に至らしめる分周比制御回路と、前記予
熱状態から点灯状態へ移行するさいの前記蛍光管の始動
特性に合わせ、前記所定の励振周波数下降速度をもたら
す周波数に設定された同期信号を生成し、該同期信号を
前記分周比制御回路に供給する同期信号発生手段とを具
備することを特徴とするものである。

（実施例） 以下、本考案の実施例を第１図ないし第６図を参照し
て説明する。第１図は、本考案のインバータ点灯回路の
一実施例の構成を点灯対象の蛍光管と共に示すブロック
図、第２図は、第１図に示した可変分周回路の動作を説
明するための波形図、第３図は、第１図に示した可変分
周回路から出力される制御信号の周波数とデューティ比
との関係を例示する特性図、第４図は、第１図に示した
他励式インバータ点灯回路の励振動作を説明するための
波形図、第５図は、第１図に示した異常検出回路の構成
を例示する回路図である。

第１図中、１は整流回路、２は他励式インバータ点灯
回路、３は可変分周回路、４は分周比制御回路、５はロ
ード値設定回路、６は水晶発振器、７はパワーオン・リ
セット回路、８は異常検出回路、９はMOSドライバ、10
は直流安定化電源回路である。

前段に配設された電源スイッチ（図示せず）の操作に
伴う電源投入により入力端子INに供給される50Hzは60Hz
の交流電圧は、整流回路１で整流され、直流電圧に変換
されて他励式インバータ点灯回路２と直流安定化電源回
路10とに供給される。他励式インバータ点灯回路２で
は、ドライブ対象の蛍光管LPに並列接続されたコンデン
サC1とこれに直列接続されたインダクタンスL1とによる
LC直列共振回路が形成されると共に、整流回路１の出力
端子に連なる入力端子と接地点との間にインダクタンス
L2を介してMOS型のスイッチング・トランジスタＱが接
続され、そのオン／オフによってLC直列共振回路の励振
が行われる。上記LC直列共振回路の共振周波数は、典型
的には40〜50KHzの前後に設定される。このスイッチン
グ・トランジスタＱのオン／オフは、可変分周回路３か
ら出力されたMOSドライバ９で増幅されてゲート電極に
供給される制御信号によって行われる。

可変分周回路３は、７ビット幅のシンクロナス・ロー
ド（SL）カウンタ3aと、このSLカウンタ3aへのロード値
をお保持するラッチ回路3bと、SLカウンタ3aのカウント
値を所定の基準値と比較し両者が一致した時点でロード
指令を出力する比較回路30と、この基準値を保持するレ
ジスタ3dとから構成されている。

分周比制御回路４は、スイッチS1,S2,S3と、ラッチ回
路LA1,LA2と、逆歩進回路SBと、比較回路CMと、17ビッ
ト幅のSLカウンタから成る可変分周器VCと、アンドゲー
トADとから構成され、可変分周回路３内のラッチ回路3b
に保持させるロード値を制御する。

ロード値設定回路５は、上記分周比制御回路４によっ
て可変分周回路３内のラッチ回路3bに保持されるロード
値の初期値，定常値及び調光値のそれぞれを保持するレ
ジスタ5a,5b,5cから構成されている。

発振回路６は、水晶発振器などで構成され、所定周波
数（この実施例では4.32MHz）のクロック信号を発生
し、SLカウンタ3aと可変分周器VCのカウント入力端子に
供給する。パワーオンリセット回路７は、電源投入に伴
う入力端子IN上の交流電圧の立上がりを検出し、第1,第
２のリセット信号RST1,RST2をスイッチ回路S1とアンド
ゲートADとに供給する。異常検出回路８は、他励式イン
バータ点灯回路２内の動作を電流変成器を介して監視
し、その異常を検出すると、MOSドライバ９を遮断状態
に移行させて他励式インバータ点灯回路２の動作を停止
させ、過電流に伴うスイッチング・トランジスタＱの破
壊などを防止する。

まず、可変分周回路３の動作に基づく制御信号の周波
数（分周比）とデューティ比との関係を、第２図の波形
を参照して説明する。

第２図の（Ａ）はSLカウンタ3aのカウント値の目盛で
あり、カウント値が時間と共に一定速度で増加するた
め、この目盛の増加は時間の経過に対応する。このSLカ
ウンタ3aは７ビット幅であるからその最大カウント値は
「127」となり、「128」カウントと同時にリセットされ
てカウント値が「０」に復帰する。このカウント値の第
１ビットB1から第６ビットB6までの組合せによるカウン
ト値が比較回路3cの一方の入力端子に供給され、この比
較回路3cの他方の入力端子にはレジスタ3dに保持中の基
準値「37」が供給される。SLカウンタ3aのカウント値が
基準値「37」に達するたびに、比較回路3cからSLカウン
タ3aにロード指令が発せられ、ラッチ回路3bに保持され
ているロード値がロードされる。

従って、SLカウンタ38の第７ビットB7は、ロード値LD
を「118」、「106」及び「70」とした場合、それぞれ波
形（Ｂ），（Ｃ）及び（Ｄ）に示すように変化する。ま
た、分周比は128−LD＋38＝166−LDとなり、（Ｂ），
（Ｃ）及び（Ｄ）のそれぞれの場合、分周比は「48」，
「60」及び「96」となる。このように、SLカウンタ3aへ
のロード値の増加と共に分周比が減少して周波数が低下
してゆくと共に、波形のデューティ比が増加してゆく。

この周波数とデューティ比の変化は、クロック周波数
とレジスタ3dに保持させる基準値にも依存する。第３図
の直線a,b,c及びｄは、クロック周波数を4.32MHzに固定
し、上記基準値を「37」，「31」，「34」，「40」に設
定した場合の周波数とデューティ比との関係を示してい
る。

さて、第１図を参照すれば、パワーオンリセット回路
７で交流電源の投入が検出されると、第１のリセット信
号RST1が0.3秒程度の短期間にわたってローに立下げら
れ、スイッチS1の接点が図中の下側に切替えられる。こ
れに伴い、レジスタ5aに保持中の初期値がスイッチS1を
経て後段のスイッチ52に供給されると共に、比較回路CM
においてレジスタ5bに保持中の定常値と比較される。上
記初期値は定常値よりも大きな値に設定されているた
め、比較回路CMの出力はハイになり、スイッチS2の接点
は図中の上側に切替えられる。このため、スイッチS2か
らは上記初期値が出力され、可変分周器VCからの出力に
同期してラッチ回路LA1に保持される。このラッチ回路L
A1に保持された初期値は、電源の投入後所定期間にわた
って図中の下側に切替えられるスイッチS3を経てラッチ
回路3bに保持され、SLカウンタ3aへのロード値となる。

このSLカウンタ3aにロードされる初期値は、典型的に
は第２図の波形（Ｂ）に相当する「118」であり、この
ため他励式インバータ点灯回路２内のスイッチング・ト
ランジスタＱのゲート端子に供給される制御信号の周波
数とデューティ比は、それぞれ90KHz、21％程度とな
る。この90KHzの制御信号によってスイッチング・トラ
ンジスタＱがオン／オフされ、コンデンサC1とインダク
タンスL1による直列共振回路の励振が行われる。この励
振周波数は前述した40〜50KHz程度の直列共振周波数に
比べて相当程度高い値であるため、コンデンサC1の端子
間に発生する交流電圧は蛍光管LPの放電開始電圧よりも
十分低い値に留まり、フィラメントの予熱のみが行われ
る。

交流電源の投入から0.3秒程度の時間が経過すると、
パワーオンリセット回路７から出力される第１のリセッ
ト信号RST1がハイ状態に復帰し、スイッチS1の接点が図
中の上側に切替えられる。これに伴い、ラッチ回路LA1
に保持中のロード値から逆歩進回路SBによって「１」だ
け減算された値がスイッチS1,S2,ラッチ回路LA1、スイ
ッチS3及びラッチ回路3bを経てSLカウンタ3aにロードさ
れる。このロード値の逆歩進は、ラッチ回路LA1に供給
される同期信号に同期して繰り返される。これに伴い、
SLカウンタ3aからMOSドライバ９を経てスイッチング・
トランジスタＱに供給される制御信号の周波数は徐々に
低下してゆくと共に、そのデューティ比は徐々に増加し
てゆく。

すなわち、第４図の波形図に例示するように、制御信
号の周波数に等しい例振周波数の周波数ｆが初期値fiか
ら漸次低下して直列共振周波数40〜50KHzに接近してゆ
くにつれて、コンデンサC1の端子電圧、従って蛍光管LP
の電極間電圧Ｖが急激に上昇してゆく。この電極間電圧
Ｖが蛍光管LPの放電電圧に達するとその放電が開始さ
れ、蛍光管LPが点灯すると共に、その電極間電圧Ｖは放
電維持電圧Voまで急激に下降し、以後この値に保たれ
る。このように、放電の開始に先立って交流電源の投入
から所定期間にわたるフィラメントの予熱が行われる。

ラッチ回路LA1と逆歩進回路SBによるロード値の更新
がある程度進行して、新たなロード値がレジスタ5bに保
持中の定常値にまで低下すると、比較回路CMの出力がハ
イからローに変化する。これに伴い、スイッチS2の接点
が図中の下側に切替えられ、レジスタ5bに保持中の定常
値がラッチ回路LA1、スイッチS3及びラッチ回路3bを経
てSLカウンタ3aにロードされる。この結果、制御信号の
周波数は、第４図に示すように、一定の下限値foに固定
される。

上記点灯開始に先立つ予熱期間は、制御信号の周波数
の下降速度すなわち励振周波数下降速度によって決定さ
れる。この励振周波数下降速度は、ラッチ回路LA1と逆
歩進回路SBとによる逆歩進値の更新速度、すなわち、可
変分周器VCからラッチ回路LA1に供給される同期信号の
周波数によって決定される。

この実施例では、水晶発振器６と可変分周器VCとが同
期信号発生手段を構成しており、外付けされた４個のマ
イクロスイッチの開閉の組合せに基づく４種類の分周比
が可変分周器VCに設定できるようになっている。このた
め、４種類の分周比に応じて４種類の周波数33Hz,40Hz,
50Hz及び66Hzの同期信号が可変分周器VCから選択的に出
力される。この同期信号の周波数は、蛍光管LPの始動特
性すなわち予熱状態から点灯状態へ移行するさいの過渡
特性に応じて組立段階で選択され、以後この値に固定さ
れる。従って、出荷後は原則的には同期信号の周波数は
変更できないが、制御信号の周波数下降速度が蛍光管LP
の始動特性に応じて最適設定されているため、蛍光管LP
の潜在寿命を最大限活かすことができる。また、商品ラ
インアップに応じて仕様の異なる蛍光管LPが複数存在し
ても、始動特性の違いに合わせたきめ細かな対応が可能
である。

第１図を参照するに、パワーオンリセット回路７から
出力される第２のリセット信号RST2は、２入力アンドゲ
ートADの一方の入力端子に供給される。この２入力アン
ドゲートADの他方の入力端子には、この蛍光灯が調光状
態にあるか全光状態にあるかに応じてハイ又はローの一
方の状態を保つ二値信号が供給される。上記第２のリセ
ット信号RST2は、交流電源が投人後蛍光管LPの点灯が終
了するまでの点灯所要時間に多少のマージンが付加され
た1.5〜３秒程度の期間にわたってロー状態に保たれ
る。このため、この蛍光灯が交流電源の投入時点で調光
状態にあったとしても、点灯の終了までは全光状態によ
る制御が行われる。この結果、調光状態下で点灯制御を
行った場合に問題となる印加電圧の不足による点灯不能
のおそれが有効に回避される。

第２のリセット信号RST2がハイ状態に復帰した時点
で、アンドゲートADの他方の入力端子に供給中の二値信
号が調光状態を示すハイ状態にあれば、アンドゲートAD
から出力されるハイ信号がクロック信号CKに同期してラ
ッチ回路LA2に保持され、スイッチS3の接点が図中の上
側に切替えられる。これに伴い、レジスタ5cに保持中の
調光値がスイッチS3とラッチ回路3bとを経てSLカウンタ
3aに保持される。この調光値は、発光量最大の全光状態
を基準に発光量の減少割合を大きくしようとするほど大
きな値に設定され、これに伴いインバータ点灯回路２内
の励振周波数が高められる。励振周波数が高くなるにつ
れてインダクタンスL1による電圧降下量が増加し、これ
に伴い蛍光管LPの電極間電圧が低下して発光量も低下す
る。

このように、インバータ点灯回路は、所定周波数のク
ロック信号を可変分周比のもとで分周し、制御信号とし
てスイッチング・トランジスタＱのゲートに供給すると
ともに、交流電源の投入直後は制御信号の周波数を直列
共振周波数よりも高くし、その後は蛍光管の始動特性に
応じて設定された所定の励振周波数下降速度をもって直
列共振周波数に接近するよう可変分周回路３の分周比を
漸減するように構成したから、蛍光管LPの始動特性に適
合する励振周波数下降速度をもたらす周波数に選ばれた
同期信号に従って、可変分周比を所定の変化率をもって
漸減し、始動初期の最大周波数から最適な励振周波数下
降速度をもって直列共振周波数に接近させることができ
る。従って、分周比の初期値に応じた最大周波数と同期
信号周波数に応じた下降速度をもって励振周波数の下降
エンベロープを蛍光管LPの始動特性に合わせ最適設定で
き、蛍光管LPに並列接続されたコンデンサC1の端子間に
発生する交流電圧を、蛍光管LPの放電開始電圧よりも低
い電圧に抑えることで実現されるフィラメント予熱期間
において、必要かつ十分なフィラメント予熱が可能であ
り、蛍光管LPの始動特性を無視した画一的な励振周波数
下降法により蛍光管LPの潜在寿命を不要に縮めるといっ
たことはなく、始動特性或いは仕様が異なる蛍光管LPの
仕様を前提とした幅広い商品ラインアップを視野に入
れ、広範かつ柔軟な対応が可能である。

また、所定の上限計数値まで計数した時点で計数値を
零リセットされ、零リセット後に計数した計数値が基準
値に達したときに、外来のロード値を設定されて上限計
数値に向けて計数を行い、零から基準値に至るまでの計
数期間をスイッチング・トランジスタＱのオン期間と
し、ロード値から上限計数値に至るまでの計数期間をス
イッチング・トランジスタＱのオフ期間とするSLカウン
タ3aをもって可変分周回路３を構成し、分周比制御回路
４が、ロード値を漸減させることによりスイッチング・
トランジスタＱのオン期間とオフ期間を合わせた励振周
期を漸増し、分周比を漸増させる構成としたから、励振
周波数を漸減させる予熱期間中も、SLカウンタ3aの零か
ら基準値に至るまでの計数期間で決まるスイッチング・
トランジスタＱのオン期間を、励振周波数によらず一定
時間に保つことができ、またSLカウンタ3aのロード値か
ら上限計数値に至るまでの計数期間で決まるスイッチン
グ・トランジスタＱのオフ期間だけを徐々に増大させる
ことで分周比を的確に漸増させることができ、励振周波
数に応じてデューティ比は変わるもののオン期間の絶対
値が不変であるから、どの瞬間においてもスイッチング
・トランジスタＱの確実なスイッチング動作を約束する
ことができる。

また、同期信号発生手段が、クロック信号を発生する
水晶発振器６と、外付けスイッチの開閉状態に応じて複
数の分周比が選択可能とされ、水晶発振器６が出力する
クロック信号を、予め選択された分周比に応じて分周す
る可変分周器VC（17ビットSLカウンタ）とから構成され
るため、外付けスイッチの開閉状態の組み合わせに応じ
て可変分周器VCの分周比を切り替えるだけで、同期信号
の周波数を変更し、蛍光管LPの始動特性に合わせた励振
周波数の下降が実現でき、蛍光管LPの種類に応じて最適
の予熱時間を極めて細かに設定することで蛍光管LPの長
寿命化を図ることができる。

第５図は、第１図の異常検出回路８の構成の一例を示
すブロック図であり、11,12は入力端子、21は整流部、2
2,23は比較器、24はオアゲート、25はフリップ・フロッ
プ、01は出力端子である。

他励式インバータ点灯回路２内のインダクタンスL1に
流れる励振電流が電流変成器によってモニタされ、入力
端子I1,I2に供給される。このモニタ電流は整流平滑回
路21で整流平滑されて直流電圧に変換され、比較器22,2
3のそれぞれの一方の入力端子に供給される。比較器22
は、上記モニタ電流値の大きさを示す電圧値を所定の基
準電圧Vmaxと比較する。基準電圧Vmaxは、蛍光管LPの放
電特性の劣化などに伴う過大な放電電流の発生の検出に
備え、正常動作範囲の上限直に設定されている。従っ
て、上記モニタ電流値に比例する電圧値が所定の基準電
圧Vmaxを越えると、比較器22の出力がハイからローに立
下げられ、これに伴いアンドゲート24の出力がローに立
下げられる。アンドゲート24の出力は、第１図の発振回
路６から供給されるクロック信号CKに同期してフリップ
・フロップ25に保持され、フリップ・フロップ25に保持
されたロー信号が、フリップ・フロップ25の出力側から
アンドゲート24の入力側への帰還ループによって自己保
持される。

一方、比較器23は、上記モニタ電流値の大きさを示す
電圧値を所定の基準電圧Vminと比較する。基準電圧Vmin
は、蛍光管LPが交換中であることなどにより励振電流が
正常動作範囲の下限値以下となる状態を検出するための
ものである。従って、上記モニタ電流値に比例する電圧
値が所定の基準電圧Vminを下回ると、比較器23の出力が
ハイからローに立下げられ、アンドゲート24を介してか
つクロック信号CKに同期してフリップ・フロップ25にロ
ー信号が保持される。フリップ・フロップ25にロー信号
が保持されると、第１図のMOSドライバ９がハイインピ
ーダンス状態に移行し、これに伴い他励式インバータ点
灯回路２内のスイッチング・トランジスタＱのドライブ
が停止される。フリップ・フロップ25は、交流電源の再
投入時にパワーオンリセット回路７から供給される第１
のリセット信号RST1のローへの立下がりに同期してリセ
ットされる。

なお、第５図のＤフリップ・フロップ25を、アンドゲ
ート24の出力でセットされると共に第１のリセット信号
RST1でリセットされるRSフリップ・フロップで置換える
ことにより、第５図の場合のクロック信号CKとアンドゲ
ート24への帰還ループを不要とすることができる。

第６図は、第１図に示した水晶発振器６及び可変分周
器VCに代えて使用可能な同期信号発生手段を例示するブ
ロック図である。同図に示した同期信号発生手段は、交
流電源の入力端子INから交流電圧を受ける半波整流回路
26と、この半波整流回路26の出力波形を波形整形して矩
形状の同期信号を発生するリミタ回路27とから構成さ
れ、電源周波数50Hz又は60Hzの周波数でデューティ比50
％の同期信号パルスを出力端子O2に出力する。この簡易
な構成の同期信号発生手段を使用することにより、17ビ
ットSLカウンタによる可変分周器VCを使用する場合に比
べ、部品費用の低廉化を達成できる。また、同期信号発
生手段が出力する同期信号は、使用する蛍光管LPの始動
特性に応じて25Hz又は30Hzに変更できるよう、リミタ回
路27の後段に1/2分周用のフリッフ・フロップを接続し
て同期信号発生手段を構成することもできる。

なお、上記実施例において、７ビットSLカウンタ3aも
可変分周器VCも、シンクロナスロード（SL）カウンタに
限定されず、単なるロード・カウンタで達成するように
してもよい。

（考案の効果） 以上詳細に説明したように、本考案のインバータ点灯
回路は、LC直列共振回路とこれを励振するスイッチング
・トランジスタとを備えた他励式インバータ点灯回路に
対し、所定周波数のクロック信号を可変分周比のもとで
分周し、制御信号としてスイッチング・トランジスタの
制御電極に供給するとともに、交流電源の投入直後は制
御信号の周波数を直列共振周波数よりも高くし、その後
は蛍光管の始動特性に応じて設定された所定の励振周波
数下降速度をもって直列共振周波数に接近するよう可変
分周回路の分周比を漸減するよう構成したから、蛍光管
の始動特性に適合する励振周波数下降速度をもたらす周
波数に選ばれた同期信号に従って、可変分周比を所定の
変化率をもって漸減し、始動初期の最大周波数から最適
な励振周波数下降速度をもって直列共振周波数に接近さ
せることができ、分周比の初期値に応じた最大周波数と
同期信号周波数に応じた下降速度をもって励振周波数の
下降エンベロープを蛍光管の始動特性に合わせ最適設定
でき、蛍光管に並列接続されたコンデンサの端子間に発
生する交流電圧を、蛍光管の放電開始電圧よりも低い電
圧に抑えることで実現されるフィラメント予熱期間にお
いて、必要かつ十分なフィラメント予熱が可能であり、
蛍光管の始動特性を無視した画一的な励振周波数下降法
により蛍光管の潜在寿命を不要に縮めるといったことは
なく、始動特性或いは仕様が異なる蛍光管の仕様を前提
とした幅広い商品ラインアップを視野に入れ、広範かつ
柔軟な対応が可能である等の優れた効果を奏する。

また、所定の上限計数値まで計数した時点で計数値を
零リセットされ、零リセット後に計数した計数値が基準
値に達したときに、外来のロード値を設定されて前記上
限計数値に向けて計数を行い、零から前記基準値に至る
までの計数期間を前記スイッチング・トランジスタのオ
ン期間とし、ロード値から上限計数値に至るまでの計数
期間を前記スイッチング・トランジスタのオフ期間とす
るロード・カウンタをもって可変分周回路を構成し、分
周比制御回路が、ロード値を漸減させることによりスイ
ッチング・トランジスタのオン期間とオフ期間を合わせ
た励振周期を漸増し、分周比を漸増させる構成としたか
ら、励振周波数を漸減させる予熱期間中も、ロード・カ
ウンタの零から基準値に至るまでの計数期間で決まるス
イッチング・トランジスタのオン期間を、励振周波数に
よらず一定時間に保つことができ、またロード・カウン
タのロード値から上限計数値に至るまでの計数期間で決
まるスイッチング・トランジスタのオフ期間だけを徐々
に増大させることで分周比を的確に漸増させることがで
き、励振周波数に応じてデューティ比は変わるもののオ
ン期間の絶対値が不変であるから、どの瞬間においても
スイッチング・トランジスタの確実なスイッチング動作
を約束することができる等の効果を奏する。

また、同期信号発生手段が、前記クロック信号を発生
する水晶発振器と、外付けスイッチの開閉状態に応じて
複数の分周比が選択可能とされ、水晶発振器が出力する
クロック信号を、予め選択された分周比に応じて分周す
るカウンタとから構成されるため、外付けスイッチの開
閉状態の組み合わせに応じてカウンタの分周比を切り替
えるだけで、同期信号の周波数を変更し、蛍光管の始動
特性に合わせた励振周波数の下降が実現でき、蛍光管の
種類に応じて最適の予熱時間を極めて細かに設定するこ
とで蛍光管の長寿命化を図ることができる等の効果を奏
する。

また、同期信号発生手段を、交流電源電圧を整流平滑
する整流平滑回路と、整流平滑回路の整流平滑出力を振
幅制限し、矩形波の同期信号とするリミタとを含む構成
としたことにより、交流電源の周波数の同期信号が簡単
に生成でき、生成された同期信号を分周するにしても、
必要最小限のフリップフロップがあればよいから、回路
構成を簡単化して製造コストを下げることができる等の
効果を奏する。

さらに、分周比制御回路は、交流電源の投入時には調
光値の大きさによらず分周比の初期値に対応する最大の
ロード値を設定し、蛍光管が点灯する経験値に基づく所
定期間が経過した後は指定された調光値に基づくロード
値を設定するようにしたから、交流電源の投入から所定
期間内は調光値の指定の有無によらず、全光値に基づく
分周比の制御を実行し、調光値に基づき点灯制御を行う
場合に生じるおそれのある点灯不能の懸念を確実に払拭
することができる等の効果を奏する。

さらにまた、第１のインダクタンスを一次巻線とする
変成器と、該変成器の二次巻線出力を整流平滑する整流
平滑回路と、該整流平滑回路の出力を監視し、蛍光管へ
の過大電流の流入又は蛍光管への過小流入電流に基づく
非接続状態を検出する異常検出部と、該異常検出部の異
常検出出力に応答して可変分周回路の動作又はその出力
を無効とする保護部とを設けたので、過大電流駆動によ
る蛍光管の寿命低下を予防し、かつまた蛍光管が接続さ
れていない状態での励振を強制停止し、無駄な電力消費
を抑制することができる等の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本考案のインバータ点灯回路の一実施例の構
成を点灯対象の蛍光管と共に示すブロック図、第２図
は、第１図に示した可変分周回路の動作を説明するため
の波形図、第３図は、第１図に示した可変分周回路から
出力される制御信号の周波数とデューティ比との関係を
例示する特性図、第４図は、第１図に示した他励式イン
バータ点灯回路の励振動作を説明するための波形図、第
５図は、第１図に示した異常検出回路の構成を例示する
回路図、第６図は、第１図に示した水晶発振器及び可変
分周器に代替可能な同期信号発生手段を例示するブロッ
ク図、第７図は、従来の自励式インバータ点灯回路の構
成例を示す回路図、第８図は、第７図に示した自励式イ
ンバータ点灯回路の励振動作を説明するための波形図で
ある。 １……整流回路 ２……他励式インバータ点灯回路 LP……蛍光管 C1……蛍光管LPに並列接続されるコンデンサ L1……第１のインダクタンス L2……第２のインダクタンス Ｑ……スイッチング・トランジスタ ３……可変分周回路 3a……SLカウンタ（ロード・カウンタ） ４……分周比制御回路 VC……可変分周器（同期信号発生手段） ５……ロード値保持回路 ６……水晶発振器（同期信号発生手段） ７……パワーオンリセット回路 ８……異常検出部 ９……MOSドライバ 10……直流安定化電源回路

Claims (6)

(57)【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】蛍光管に並列接続されたコンデンサ及び該
   コンデンサに直列接続された第１のインダクタンスから
   なる直列共振回路と、交流電源を整流して直流電源を出
   力する直流電源回路と、該直流電源回路の出力端子に第
   ２のインダクタンスを介して接続され、可変周波数の制
   御信号によりオン／オフ駆動され、前記直列共振回路を
   励振するスイッッチング・トランジスタと、所定周波数
   のクロック信号を可変分周比に従って分周し、分周出力
   を前記制御信号として前記スイッチング・トランジスタ
   の制御電極に供給する可変分周回路と、前記交流電源の
   投入直後に、外部からの同期信号に同期して前記可変分
   周回路の分周比を所定の初期値から漸増し、該可変分周
   回路から出力される制御信号の周波数を、前記直列共振
   回路の共振周波数よりも高い値から所定の励振周波数下
   降速度に従って徐々に前記直列共振回路の共振周波数に
   接近させ、前記蛍光管を予熱状態を経て点灯状態に至ら
   しめる分周比制御回路と、前記予熱状態から点灯状態へ
   移行するさいの前記蛍光管の始動特性に合わせ、前記所
   定の励振周波数下降速度をもたらす周波数に設定された
   同期信号を生成し、該同期信号を前記分周比制御回路に
   供給する同期信号発生手段とを具備することを特徴とす
   るインバータ点灯回路。
2. 【請求項２】前記可変分周回路は、所定の上限計数値ま
   で計数した時点で計数値を零リセットされ、該零リセッ
   ト後に計数した計数値が基準値に達したときに、外来の
   ロード値を設定されて前記上限計数値に向けて計数を行
   い、零から前記基準値に至るまでの計数期間を前記スイ
   ッチング・トランジスタのオン期間とし、ロード値から
   上限計数値に至るまでの計数期間を前記スイッチング・
   トランジスタのオフ期間とするロード・カウンタであ
   り、前記分周比制御回路は、前記ロード値を漸減させる
   ことにより前記スイッチング・トランジスタのオン期間
   とオフ期間を合わせた励振周期を漸増し、前記分周比を
   漸増させることを特徴とする実用新案登録請求の範囲第
   １項記載のインバータ点灯回路。
3. 【請求項３】前記同期信号発生手段は、前記クロック信
   号を発生する水晶発信器と、外付けスイッチの開閉状態
   に応じて複数の分周比が選択可能とされ、前記水晶発信
   器が出力する前記クロック信号を、予め選択された分周
   比に応じて分周するカウンタからなることを特徴とする
   実用新案登録請求の範囲第１項記載のインバータ点灯回
   路。
4. 【請求項４】前記同期信号発生手段は、前記交流電源電
   圧を整流平滑する整流平滑回路と、該整流平滑回路の整
   流平滑出力を振幅制限し、矩形波の同期信号とするリミ
   タとを含むことを特徴とする実用新案登録請求の範囲第
   １項記載のインバータ点灯回路。
5. 【請求項５】前記分周比制御回路は、前記交流電源の投
   入時には調光値の大きさによらず前記初期値に対応する
   最大のロード値を設定し、前記蛍光管が点灯する経験値
   に基づく所定期間が経過した後は指定された調光値に基
   づくロード値を設定することを特徴とする実用新案登録
   請求の範囲第２項記載のインバータ点灯回路。
6. 【請求項６】前記第１のインダクタンスを一次巻線とす
   る変成器と、該変成器の二次巻線出力を整流平滑する整
   流平滑回路と、該整流平滑回路の出力を監視し、前記蛍
   光管への過大電流の流入又は該蛍光管への過小流入電流
   に基づく非接続状態を検出する異常検出部と、該異常検
   出部の異常検出出力に応答して前記可変分周回路の動作
   又はその出力を無効とする保護部とを備えたことを特徴
   とする実用新案登録請求の範囲第１項乃至第５項記載の
   インバータ点灯回路。