JP2001148296A - チョッパとインバータとの組合せ電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 放電灯の調光と安定化との両方を簡単に行う
ことが困難であった。 【解決手段】 チョッパ回路２にインバータ回路３を接
続する。インバータ回路３で放電灯４を駆動する。チョ
ッパ回路２のトランジスタＱ3 のオン・オフ周波数より
も十分に低い周波数で方形波パルスを断続的に発生する
回路２１を設ける。このパルスによってチョッパ回路２
を断続的に動作させ、放電灯の調光を達成する。放電灯
４の電流を検出してチョッパ用トランジスタＱ3 のオン
時間幅を制御し、放電灯４の電流の安定化を図る。チョ
ッパ用トランジスタＱ3 のオン・オフのためのＰＷＭパ
ルスをインバータ回路３のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオ
ン・オフに同期させて発生させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯に好適なチ
ョッパとインバータとの組合せ電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術と発明が解決しようとする課題】液晶表示
装置のバックライト用放電灯として、主に冷陰極蛍光管
（Cold-Cathode Fluorescent Lamp ：ＣＰＬ）が使用さ
れている。この放電灯の電源装置は、放電灯の明るさを
制御することができるように形成されている。図１に示
す従来の放電灯電源装置は、直流電源１の第１及び第２
の端子１ａ、１ｂに接続されたチョッパ回路２とこのチ
ョッパ回路２の出力で駆動されるインバータ回路３との
組合せから成る。放電灯４はインバータ回路３の出力で
付勢される。

【０００３】インバータ回路３は第１及び第２のインバ
ータ用スイッチング素子としての第１及び第２のトラン
ジスタＱ1 、Ｑ2 と、相互に電磁結合された１次巻線Ｎ
1 、２次巻線Ｎ2 及び３次巻線Ｎ3 を有するトランスＴ
r と、共振用コンデンサＣ1と、起動用抵抗Ｒ1 とから
成る。１次巻線Ｎ1 はタップ５を有し、これによって第
１及び第２の部分Ｎ1a、Ｎ1bに分割されている。タップ
５はチョッパ回路２の出力ライン６に接続されている。
第１のトランジスタＱ1 は１次巻線Ｎ1 の一端とグラン
ド端子としての第２の電源端子１ｂとの間に接続されて
いる。第２のトランジスタＱ2 は１次巻線Ｎ1 の他端と
第２の電源端子１ｂとの間に接続されている。共振用コ
ンデンサＣ1 はインダクタンスを有する１次巻線Ｎ１に
並列に接続されている。３次巻線Ｎ3 は第１及び第２の
トランジスタＱ1 、Ｑ2 のベース間に接続されている。
起動抵抗Ｒ1 はチョッパ出力ライン６と第１のトランジ
スタＱ1 のベースとの間に接続されている。２次巻線Ｎ
2 の一端は結合コンデンサＣ2 を介して第１の交流出力
端子７に接続され、２次巻線Ｎ2 の他端は電流検出抵抗
９を介して第２の交流出力端子８に接続されている。負
荷としての冷陰極蛍光管ＣＦＬから成る放電灯４は第１
及び第２の交流出力端子７、８に接続されている。イン
バータ回路３は、共振用コンデンサＣ1 と１次巻線Ｎ1
のインダクタンスＬ1 とから成る共振回路の共振動作に
よって自励発振し、４０kHz 〜７０kHz 程度の交流を発
生する。

【０００４】チョッパ回路２はチョッパ用スイッチとし
ての第３のトランジスタＱ3 と平滑用リアクトルＬf と
このリアクトルＬf と蓄積エネルギー放出手段としての
転流用ダイオードＤ1 とから成る。第３のトランジスタ
Ｑ3 とリアクトルＬf との直列回路は第１の電源端子１
ａとチョッパ出力ライン６即ち１次巻線Ｎ1 のタップ５
との間に直列に接続されている。転流用ダイオードＤ1
は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のエミッタと
リアクトルＬf の第３のトランジスタＱ3 側の端子との
間に接続されている。

【０００５】チョッパ用の第３のトランジスタＱ3 をオ
ン・オフ制御するために制御回路１０及び整流平滑回路
１１が設けられている。制御回路１０は、ＰＷＭ制御回
路であって、第４及び第５のトランジスタＱ4 、Ｑ5
と、鋸波発生回路１２と、調光用可変基準電圧源１３
と、誤差増幅器１４と、比較器１５と、抵抗１６とから
成る。誤差増幅器１４の正入力端子は電流検出用の整流
平滑回路１１に接続され、この負入力端子は可変基準電
圧源１３に接続されている。電流検出抵抗９と整流平滑
回路１１とは電流検出手段を構成している。電流検出抵
抗９は負荷電流に比例した電圧降下分即ちこの両端電圧
を整流平滑回路１１に送る。整流平滑回路１１は負荷電
流に比例した入力を整流及び平滑し、直流電圧から成る
電流検出信号を誤差増幅器１４に送る。これにより、負
荷電流を一定に制御するためのＰＷＭパルスを形成する
ことができる。また、基準電圧源１３は、放電灯４の明
るさを変えるために基準電圧値を変えることができるよ
うに形成されている。この基準電圧値を変えると、ＰＷ
Ｍパルスの幅が変化し、放電灯４の明るさが変化する。
鋸波発生回路１２は、所定の周期で鋸波（三角波）を発
生する。比較器１５は鋸波発生回路１２の出力と誤差増
幅器１４の出力を比較してＰＷＭパルスを発生する。駆
動用トランジスタとしての第４のトランジスタＱ4 のコ
レクタは第３のトランジスタＱ3 のベースに接続され、
このエミッタは第２の電源端子１ｂに接続され、このベ
ースは抵抗１６を介して第１の電源端子１ａに接続され
ている。ＰＷＭパルスの位相反転用又はオン・オフ制御
用としての第５のトランジスタＱ5のコレクタは第４の
トランジスタＱ4 のベースに接続され、このエミッタは
第２の電源端子１ｂに接続され、このベースは比較器１
５に接続されている。従って、比較器１５の出力電圧が
高レベルの時には、第５のトランジスタＱ5 がオンにな
り、第４のトランジスタＱ4 のベース電流のバイパスが
形成され、これがオフになり、また第３のトランジスタ
Ｑ3 もオフになる。逆に比較器１５の出力電圧が低レベ
ル（グランド）の時には、第５のトランジスタＱ5 がオ
フになり、第４のトランジスタＱ4 がオンになり、第３
のトランジスタＱ3 もオンになる。

【０００６】図１の従来の電源装置は、放電灯４の調光
と、電流の安定化制御との両方を行うことができるとい
う利点を有する。しかし、チョッパ回路２による直流電
圧の断続とインバータ回路３における自励発振とが同期
していないために放電灯４の電流に揺らぎが発生すると
いう問題がある。即ち、インバータ回路３の出力段の負
荷電流の不規則な変化が生じるという問題がある。ま
た、放電灯４の減光時には、チョッパ用トランジスタＱ
3 のデューティ比を小さくし、インバータ回路３の出力
電圧を低下させ、放電灯４の電流を減少させる。しか
し、放電灯４は、ここを流れる電流が所定値以下になる
と、放電を維持することができなくなる特性を有する。
従って、図１の電源装置では、大きな調光範囲をとるこ
とができなかった。

【０００７】調光範囲の大きい放電灯電源装置として図
２に示すものが知られている。図２の電源装置において
図１と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその
説明を省略する。図２のインバータ回路３ａは図１のイ
ンバータ回路３に駆動制御用トランジスタ２０を付加し
た他は図１と同一に構成したものである。駆動制御用ト
ランジスタ２０は起動抵抗Ｒ1 とトランジスタＱ1 のベ
ースとの間に接続されている。従って、駆動制御用トラ
ンジスタ２０のオンの期間のみインバータ回路３ａは動
作する。このトランジスタ２０をオン・オフするために
パルス発生回路２１が設けられ、この出力端子が抵抗２
２を介してトランジスタ２３のベースに接続されてい
る。トランジスタ２３のコレクタは抵抗２４を介してト
ランジスタ２０のベースに接続され、このエミッタは第
２の電源端子１ｂに接続されている。従って、パルス発
生回路２１から高レベルのパルスが発生すると、トラン
ジスタ２０、２３がオンになる。パルス発生回路２１の
パルスの繰返し周波数はインバータ回路３ａの出力周波
数（例えば４０〜７０kHz ）よりも大幅に低い１００〜
３００Hzである。このパルスの繰返し周波数は放電灯４
が視覚的に連続点灯に見える値に設定される。放電灯４
の調光時には調光制御信号源１３ａから調光制御信号を
パルス発生回路２１に送り、パルス幅を制御する。これ
によりパルス発生回路２１の出力パルスのデューティ比
が変化し、インバータ回路３ａ及び放電灯４の駆動期間
と非駆動期間の割合が変化し、調光が達成される。

【０００８】図２の電源装置は、０〜１００％の広い調
光範囲を得ることができ、且つ放電灯４の視覚的輝度を
直線的に変化させることができるという利点を有する。
しかし、負荷電流の帰還制御が行われていないために放
電灯４の電流が所定値にならず、目標の明るさを得るこ
とができないという問題がある。即ち、電源１の電圧変
動又は放電灯４の温度変化又は経時変化等によって放電
灯４の明るさが変化する。また、複数の放電灯間の明る
さのばらつきが生じる。以上、放電灯４の電源装置につ
いて述べたが、放電灯と類似の照明灯又は負荷において
も同様な問題がある。

【０００９】そこで、本発明の目的は、負荷が要求する
電圧を維持して負荷に供給する電力の平均値を大幅に変
えることができ、且つ負荷電流を安定化させることがで
きる電源装置を提供することにある。また、本発明の別
の目的は負荷電流の揺らぎを抑制することができる電源
装置を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、直流電源と、前記直流
電源の電圧を第１の繰返し周波数でオン・オフするチョ
ッパ用スイッチング素子と平滑用リアクトルとから成る
チョツパ回路と、前記チョッパ回路に接続され、インバ
ータ用スイッチング素子のオン・オフによって直流を交
流に変換するように形成されたインバータ回路と、前記
第１の繰返し周波数よりも十分に低い第２の繰返し周波
数でパルスを発生し、且つこのデューティ比を変えるこ
とができるように形成されたパルス発生回路と、前記パ
ルス発生回路からパルスが発生している時に前記チョッ
パ回路を駆動するチョッパ選択駆動手段と、前記インバ
ータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記チ
ョッパ用スイッチング素子をオン・オフするためのパル
ス幅変調信号を形成するものであって、前記電流検出手
段から得られた検出信号によって前記出力電流の安定化
を図るために前記パルス幅変調信号のパルスの幅を制御
するように形成されたチョッパ制御回路と備えた電源装
置に係わるものである。

【００１１】なお、請求項２又は３に示すようにチョッ
パ回路のスイッチング素子をインバータ回路のスイッチ
ング素子に同期させてオン・オフすることが望ましい。
また、請求項４に示すようにインバータ回路を共振型イ
ンバータ回路とすることができる。また、請求項５に示
すように、第１及び第２のインバータ用スイッチング素
子を使用するプッシュプル型インバータとすることがで
きる。また、請求項６に示すように、鋸波電圧発生回路
を、コンデンサと、この充電用抵抗と、コンデンサと平
滑用リアクトルの出力端との間に接続された放電用抵抗
とで構成することが望ましい。また、請求項７に示すよ
うに、電流検出手段を、電流検出器と整流平滑回路と基
準電圧源と差信号形成回路とで構成することが望まし
い。また、請求項８に示すように、請求項３の発明にお
いても、チョッパ用スイッチング素子のオン・オフ周期
よりも十分に長いオン・オフ周期を有してパルスを発生
する回路を設け、このパルスによってチョッパ用スイッ
チング素子を断続的に駆動することが望ましい。また、
請求項９に示すようにインバータ回路の負荷を放電灯と
することが望ましい。

【００１２】

【発明の効果】請求項１及び２の発明においては、チョ
ッパ用スイッチング素子のオン時間幅の調整によって、
負荷電流の安定化と負荷に供給する電圧レベルの切換え
との両方を行なわないで、電流安定化制御のみを行って
いる。従って、チョッパ用スイッチング素子のオン時間
幅を極端に狭くする必要がなく、負荷に対して所望レベ
ルの電圧を供給し続けることができる。負荷に供給する
電力の制御はパルス発生回路の出力に基づいて実行され
るので、負荷の駆動を安定的に保って電力供給量を減ら
すことができる。また、請求項２〜９の発明において
は、チョッパ用スイッチング素子を制御するためのパル
ス幅変調信号がインバータ用スイッチング素子のオン・
オフに同期している。従って、インバータ回路の出力電
流即ち負荷電流の不規則な変化即ち揺らぎが抑制され、
負荷電流の安定性の高い電源装置を提供することができ
る。また、請求項４及び５の発明によれば、自励発振で
あるのでインバータ回路の構成が簡単になる。また、請
求項６の発明によれば、インバータ用スイッチング素子
とチョッパ用スイッチング素子との同期を容易にとるこ
とができる。また、請求項７の発明によれば、電流の安
定化制御を良好に達成することができる。また、請求項
８の発明によれば、請求項１の発明と同様な効果を得る
ことができる。即ちパルス発生回路の出力パルスの幅を
制御してチョッパ用スイッチング素子を断続的に駆動す
るので、チョッパ用スイッチング素子の１回のオン時間
の幅をさほど狭くしないで、インバータ回路の出力電力
の平均値を下げることができる。従って、放電灯のよう
な負荷において動作（点灯）を維持するための最低電流
以上の電流を駆動期間に流すことができる。従って、負
荷を正常に動作させて、負荷に対する供給電力の平均値
を大幅に変えることができる。また、請求項９に示すよ
うにインバータの負荷を放電灯とする場合は、放電灯を
安定的に点灯させることができる。

【００１３】

【実施形態及び実施例】次に、図３〜図５を参照して本
発明の実施形態及び実施例を説明する。但し、図３にお
いて図１及び図２と実質的に同一の部分には同一の符号
を付し、その説明を省略する。

【００１４】図３の放電灯電源装置は、図１と同様に形
成された直流電源１、チョッパ回路２、インバータ回路
３、放電灯４、電流検出抵抗９、及び整流平滑回路１１
を有する他に、変形されたチョッパ制御回路１０ａ、図
２と同様に形成されたパルス発生回路２１及び調光用可
変電源１３ａ、第６及び第７のトランジスタＱ6 、Ｑ7
、及び抵抗Ｒｂを有している。

【００１５】チョッパ用スイッチング素子としての第３
のトランジスタＱ3 をオン・オフ制御するための変形さ
れた制御回路１０ａは、図１と同一の誤差増幅器１４、
比較器１５、第４及び第５のトランジスタＱ4 、Ｑ5 の
他に、固定の基準電圧源１３ｂ、同期鋸波発生回路１２
ａを有する。誤差増幅器１４の正の入力端子は整流平滑
回路１１に接続され、負の入力端子は固定の基準電圧源
１３ｂに接続されている。基準電圧源１３ｂが固定であ
るので、誤差増幅器１４の出力が出力電流値を示す整流
平滑回路１１の出力によってのみ変化する。図３の比較
器１５の正の入力端子は図１と同様に誤差増幅器１４に
接続され、この負の入力端子は変形されたインバータ同
期鋸波発生回路１２ａに接続されている。

【００１６】インバータ同期鋸波発生回路１２ａは、鋸
波用コンデンサ３０と充電用抵抗３１と放電用抵抗３２
と放電用ダイオード３３とから成る。鋸波用コンデンサ
３０の一端はグランド側の第２の電源端子１ｂに接続さ
れている。充電用抵抗３１の一端はチョッパ選択駆動手
段としての第６のトランジスタＱ6 を介して第１の電源
端子１ａに接続され、この他端は鋸波用コンデンサ３０
の他端に接続されている。従って、第６のトランジスタ
Ｑ6 がオンの期間には充電用抵抗３１を介して鋸波用コ
ンデンサ３０に充電電流が流れる。放電用抵抗３２は鋸
波用コンデンサ３０の他端と平滑用リアクトルＬf の出
力端との間に放電用ダイオード３３を介して接続されて
いる。ダイオード３３は、リアクトルＬf 側のライン６
の電位がコンデンサ３０の他端（上端）の電位よりも低
い時に導通する方向性を有している。ライン６の電位は
第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ動
作に同期して変化する。従って、コンデンサ３０の放電
が第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオン・オフ
に同期して生じ、コンデンサ３０と抵抗３１との接続点
３４に鋸波電圧即ち三角波電圧が得られ、これが比較器
１５の入力となる。鋸波発生回路１２ａの動作の詳細は
追って説明する。

【００１７】制御回路１０ａに断続的に電力を供給し、
チョッパ回路２を選択的に駆動するための第６のトラン
ジスタＱ6 のエミッタは第１の電源端子１ａに接続さ
れ、このコレクタは第４のトランジスタＱ4 のベース、
第５のトランジスタＱ5 のコレクタ、及び抵抗３１に接
続されている。従って、第６のトランジスタＱ6 がオン
の期間に第４のトランジスタＱ4 のオン・オフ動作が可
能になる。第４のトランジスタＱ4 のベース・エミッタ
間に並列に第５のトランジスタＱ5 が接続されているの
で、第５のトランジスタＱ5 のオンの期間には第４のト
ランジスタＱ4 がオフになる。第３のトランジスタＱ3
は第４のトランジスタＱ4 と同時にオンになる。

【００１８】図３のパルス発生回路２１は図２のそれと
同様に１００〜３００Hz程度の低い繰返し周波数で方形
波パルスを発生する。負荷平均電力制御手段又は調光制
御手段としての可変電圧源１３ａは放電灯４の調光時に
操作するものである。可変電圧源１３ａの操作でパルス
の幅が変化する。パルス発生回路２１は第１及び第２の
電源端子１ａ、１ｂ間の電圧で駆動され、出力ライン３
５にパルスを発生する。第７のトランジスタＱ7 のベー
スはパルス発生回路２１の出力ライン３５に接続され、
このコレクタは抵抗Ｒb を介して第６のトランジスタＱ
6 のベースに接続され、このエミッタは第２の電源端子
１ｂに接続されている。従って、パルス発生回路２１か
ら高レベルのパルスが発生している期間に第６及び第７
のトランジスタＱ6 、Ｑ7 がオンになる。

【００１９】図４は図３の電源装置の各部の状態を概略
的に示す。ＯＳＣ即ちパルス幅発生回路２１の出力電圧
Ｖosc は図４（Ａ）に示すように変化する。出力電圧Ｖ
oscのｔ1 〜ｔ5 のオン期間Ｔonとｔ5 〜ｔ6 のオフ期
間Ｔoff の加算時間は一定に保たれ、調光時にオン期間
Ｔonが点線で示すように変えられる。図４（Ａ）の出力
電圧Ｖosc の高レベル期間には図４（Ｂ）に示すように
第６のトランジスタＱ6 がオンになる。従って、ｔ1 〜
ｔ5 のオン期間Ｔonには制御回路１０ａが駆動される
が、比較器１５から得られるＰＷＭ信号によって第４の
トランジスタＱ4がオン・オフされるために第３のトラ
ンジスタＱ3 も図４（Ｃ）に示すようにｔ1 〜ｔ5 期間
に断続的にオン・オフし、ｔ5 〜ｔ6 のオフ期間Ｔoff
に連続的にオフになる。

【００２０】インバータ回路３の第１及び第２のトラン
ジスタＱ1 、Ｑ2 は図４（Ｄ）（Ｅ）に示すように交互
にオン・オフする。なお、図４（Ｂ）〜（Ｅ）におい
て、高レベルでトランジスタＱ6 、Ｑ3 、Ｑ1 、Ｑ2 の
オン期間が示され、低レベルでこれ等のオフ期間が示さ
れている。チョッパ回路２の動作期間Ｔonにおいて、イ
ンバータ回路３の起動抵抗Ｒ1 を介して例えば第１のト
ランジスタＱ1 のベース電流が流れると、これがオンに
なり、チョッパ回路２を電源として１次巻線Ｎ1の第１
の部分Ｎ1aと第１のトランジスタＱ1 の回路が形成され
る。これにより、１次巻線Ｎ1 の第１の部分Ｎ1aを電源
として共振用コンデンサＣ1 と１次巻線Ｎ1 とのＬＣ共
振回路にエネルギーが供給され、ここに共振電流が流れ
る。また、２次巻線Ｎ2 には共振電流に対応した電圧が
発生し、これが放電灯４に供給され、電流検出抵抗９を
介して負荷電流即ちランプ電流が流れる。３次巻線Ｎ3
は正帰還巻線として機能し、第１のトランジスタＱ1 が
オンの期間にはこのオンを維持する方向の電圧を第１の
トランジスタＱ1 のベース・エミッタ間に加える。ＬＣ
共振の電流の向きが逆になると、３次巻線Ｎ3 の電圧の
向きも逆になり、第１のトランジスタＱ1 が逆バイアス
状態となり、第２のトランジスタＱ2 のベース・エミッ
タ間が順バイアス状態となり、第１のトランジスタＱ1
がオフになり、第２のトランジスタＱ2 がオンになる。
これにより、負の半波の共振電流が流れる。共振電流の
向きが再び正方向になると、前述と同様な動作が繰返
す。インバータ回路３の出力周波数ｆは、１次巻線Ｎ1
のインダクタンスをＬ1 とすれば、共振周波数１／｛２
π√（Ｌ1 Ｃ1 ）で決定される。第１のトランジスタＱ
1 のオン期間ｔ1 〜ｔ3 、第２のトランジスタＱ2 のオ
ン期間ｔ3 〜ｔ4 はＬ1 Ｃ1の共振周波数によって一義
的に決まり、例えば４０kHz 〜７０kHz 程度になる。２
次巻線Ｎ2 に１次巻線Ｎ1 の共振電流に対応して発生し
た交流電圧によりＣＦＬから成る放電灯４が駆動され、
図４（Ｆ）に説明的に示すような負荷電流Ｉ0が流れる
と、電流検出抵抗９に負荷電流Ｉ0 に比例した検出電圧
が得られる。電流検出器としての抵抗９の両端の交流電
圧は整流平滑回路１１で整流及び平滑されて直流の検出
信号となる。この電流検出信号は負荷電流Ｉ0 を一定に
制御するために使用される。インバータ回路３の駆動期
間は図４（Ａ）に示すパルス発生回路２１の出力Ｖosc
が高レベルとなる。例えばｔ1 〜ｔ5 のオン期間Ｔonに
一致する。このオン期間Ｔon中には、チョッパ用の第３
のトランジスタＱ3 が図４（Ｃ）に示すようにオン・オ
フする。第３のトランジスタＱ3 のオン・オフ繰返し周
波数は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ2 のオン・
オフ繰返し周波数の２倍である。

【００２１】パルス発生回路２１の周波数は図２の場合
と同様に１００〜３００Hz程度に決定されているので、
図４（Ａ）に示すオフ期間Ｔoff があっても、視覚的に
放電灯４を連続点灯と見なせる。従って、パルス発生回
路２１の出力周波数は視覚的に連続点灯と見なせる最低
周波数以上に決定される。また、負荷が放電灯でない場
合には、パルス発生回路２１の出力周波数を負荷を見掛
上連続駆動と見なせる最低周波数以上に決定する。放電
灯４の明るさを変える時には調光用電源１３ａを操作し
て図４（Ａ）のオン期間Ｔonの幅を変える。これによ
り、負荷としての放電灯４に対する供給電力の平均値が
変化し、放電灯の明るさが変化する。この時、チョッパ
用トランジスタＱ3 のオン時間幅は電流安定化のために
僅かに変えられるが、図１のように調光のために大幅に
変えられない。従って、放電灯４の電流がこの点灯維持
電流以下になることはない。

【００２２】次に、図３の各部の状態を示す図５を参照
してチョッパ回路２とインバータ回路３との同期動作を
説明する。図５（Ａ）に示すようにパルス発生回路２１
の出力が高レベルの駆動期間Ｔonにおいて、チョッパ用
の第３のトランジスタＱ3 が図５（Ｇ）のｔ1 〜ｔ2 に
示すようにオンしていると共に、インバータ回路３の第
１のトランジスタＱ1 がオンしている時には、直流電源
１、第３のトランジスタＱ3 、リアクトルＬf 、１次巻
線Ｎ1 の第１の部分Ｎ1a、第１のトランジスタＱ1 の閉
回路に電流が流れる。第３のトランジスタＱ3 のオン期
間ｔ1 〜ｔ2 には、このコレクタとグランドとの間の電
圧Ｖ1 は図５（Ｄ）に示すように直流電源１の電圧に近
い値になる。これに対してリアクトルＬf の出力ライン
６とグランドとの間の電圧Ｖ2 は、図５（Ｅ）に示すよ
うにトランジスタＱ1 のオン期間ｔ1 〜ｔ2 に時間と共
に増大する。ｔ2 で第３のトランジスタＱ3 がオフにな
ると、ライン６の電圧Ｖ2 は時間と共に減少する。即
ち、リアクトルＬf の蓄積エネルギーの放出が、リアク
トルＬf 、第１の部分Ｎ1a、第１のトランジスタＱ1、
転流ダイオードＤ1 の回路に生じ、電圧Ｖ2 は低下す
る。同期用の鋸波発生回路１２ａのコンデンサ３０は第
６のトランジスタＱ6 と充電用抵抗３１とを介して所定
の時定数で充電される。充電用抵抗３１の値は、コンデ
ンサ３０の電圧Ｖ3 が第３のトランジスタＱ3 のオン期
間ｔ1 〜ｔ2 にライン６の電圧Ｖ2 を横切らないように
決定されている。コンデンサ３０は第３のトランジスタ
Ｑ3 を介して充電されていないので、第３のトランジス
タＱ3 がｔ2 でオフになっても、コンデンサ３０の充電
は継続し、この電圧Ｖ3 は上昇を続ける。これに対して
ライン６の電圧Ｖ2 は第３のトランジスタＱ3 のオフに
同期して低下する。このため、図５（Ｅ）に示すように
ｔ3 ′で電圧Ｖ2 と電圧Ｖ3 とが交差する。電圧Ｖ2が
電圧Ｖ3 よりも低くなると、放電用ダイオード３３がオ
ンになって、コンデンサ３０の放電回路が形成される。
即ち、コンデンサ３０、抵抗３２、ダイオード３３、第
１の部分Ｎ1a、及び第１のトランジスタＱ1 の閉回路が
形成され、コンデンサ３０が放電し、この電圧Ｖ3 が図
５（Ｅ）に示すように低下する。コンデンサ３０の電圧
Ｖ3 が電圧Ｖ2 よりも低くなると、ダイオード３３が再
びオフになり、コンデンサ３０の電圧Ｖ3 が上昇する。
なお、抵抗３１、３２の値は、コンデンサ３０の充電速
度よりも放電速度が大きくなるように設定されている。
即ち抵抗３１の値は抵抗３２の値よりも大きい。図５
（Ｅ）から明らかなようにライン６の電圧Ｖ2 は、図５
（Ｂ）（Ｃ）に示す第１及び第２のトランジスタＱ1、
Ｑ2 のオン・オフに同期して変化し、コンデンサ電圧Ｖ
3 はライン６の電圧Ｖ2 に同期して変化するので、コン
デンサ電圧Ｖ3 は第１及び第２のトランジスタＱ1 、Ｑ
2 のオン・オフに一定の時間関係を有して同期した鋸波
電圧即ち三角波電圧である。

【００２３】コンデンサ電圧Ｖ3 は比較器１５の負入力
端子に供給され、負荷電流Ｉ0 に対応した誤差増幅器１
４の出力電圧Ｖ4 と図５（Ｅ）に示すように比較され、
比較器１５から図５（Ｆ）に示すＰＷＭ（パルス幅変
調）パルスが発生する。即ち、コンデンサ電圧Ｖ3 が誤
差電圧Ｖ4 よりも低い時に高レベルとなる。負荷電流Ｉ
0 が所望値よりも高くなると、誤差電圧Ｖ4 も高くな
り、ＰＷＭパルスの幅が図５（Ｆ）で点線で示すように
広くなる。比較器１５の出力はトランジスタＱ5 のベー
スに供給されているので、図５（Ｆ）のＰＷＭパルスが
高レベルの期間に第５のトランジスタＱ5 がオンにな
り、逆に第３及び第４のトランジスタＱ3 、Ｑ4 が図５
（Ｇ）に示すようにオフになる。第３及び第４のトラン
ジスタＱ3 、Ｑ4 はＰＷＭパルスの低レベル期間にオン
になる。第３及び第４のトランジスタＱ3 、Ｑ4 のオン
時間幅は負荷電流Ｉ0 の変動によってこれを一定に戻す
ように僅かに変化する。

【００２４】本実施例は次の効果を有する。 （１） チョッパ用トランジスタＱ3 のオン・オフ動作
期間をパルス発生回路２１のパルス幅によって変えて調
光する構成であるので、チョッパ用トランジスタＱ3 の
オン時間幅を大幅に変えることが不要になり、放電灯４
の電流が放電維持電流以下になることを防ぐことができ
る。従って、パルス発生回路２１の出力パルスのデュー
ティ比を変えて放電灯の明るさを大幅に変えることがで
きる。 （２） チョッパ用トランジスタＱ3 のオン時間幅が放
電灯４の電流Ｉ0 を安定化するように制御されるので、
放電灯４の明るさのばらつきを防ぐことができる。即
ち、放電灯４に量産時における特性のばらつき、又は電
源装置や放電灯４の特性の経時変化等でこれ等の特性が
変化しても、電流Ｉ0 を一定に保つ制御回路を有してい
るので、電流及び明るさのばらつきを防ぐことができ
る。 （３） 鋸波発生回路１２ａの鋸波コンデンサ電圧Ｖ3
をインバータ回路３の第１及び第２のトランジスタＱ1
、Ｑ2 のオン・オフに同期させたので、チョッパ回路
２のオン・オフがインバータ回路３のオン・オフに２倍
の周波数の関係を有して同期し、放電灯４の不規則的電
流が流れなくなり、放電灯４の明るさの揺らぎが抑制さ
れる。 （４） 鋸波発生回路１２ａの鋸波電圧Ｖ3 が、リアク
トルＬf の出力ライン６とコンデンサ３０との間に接続
された抵抗３２とダイオード３３とを利用して形成され
ているので、鋸波電圧Ｖ3 のインバータに対する同期化
が簡単な回路で容易に達成されている。 （５） インバータ回路３は自励の共振型インバータで
あるので、この構成を簡単にすることができる。

【００２５】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） チョッパ制御回路１０ａにおけるトランジスタ
Ｑ5 を比較器１５に内蔵させた構成にすること、又は比
較器１５の出力でトランジスタＱ4 は直接に制御するこ
とができる。 （２） 整流平滑回路１１の出力電圧レベルが低い時に
は、この出力を比較器１５に直接に入力させることがで
きる。 （３） インバータ回路３をハーフブリッジ型、ブリッ
ジ型、他励型等の別の形式のインバータにすることがで
きる。 （４） インバータの１次巻線Ｎ1 に電磁結合した４次
巻線を設け、この４次巻線の電圧に同期させてコンデン
サ３０を放電させる回路を形成すること、又は電流検出
抵抗９の電圧に同期させてコンデンサ３０を放電させる
回路を形成することができる。 （５） 明るさの揺らぎが問題にならない時には鋸波発
生回路１２ａをインバータ回路３に非同期にしてもよ
い。 （６） 調光が不要な場合にはパルス発生回路２１とト
ランジスタＱ6 による断続制御回路を省くことができ
る。 （７） 放電灯４以外の負荷にも本発明の電源装置を使
用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の放電灯の電源装置を示す回路図である。

【図２】従来の別の放電灯の電源装置を示す回路図であ
る。

【図３】本発明の実施例に係わる放電灯の電源装置を示
す回路図である。

【図４】図３の各部の状態を概略的に示す波形図であ
る。

【図５】図３の状態を図４よりも詳しく示す波形図であ
る。

【符号の説明】

１ 電源 ２ チョッパ回路 ３ インバータ回路 ４ 放電灯 ９ 電流検出抵抗 １２ａ 同期鋸波発生回路 ２１ パルス発生回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA01 AC02 BA05 BC03 BC05 CA03 CA16 EB06 GA01 GB14 GC01 GC03 HA10 3K098 CC24 CC40 DD06 DD09 DD18 DD21 EE09 EE12 EE31 5H007 BB03 CA01 CB03 CB06 CC12 DA05 DB01 DC02 EA02

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と、 前記直流電源の電圧を第１の繰返し周波数でオン・オフ
   するチョッパ用スイッチング素子と平滑用リアクトルと
   から成るチョツパ回路と、 前記チョッパ回路に接続され、インバータ用スイッチン
   グ素子のオン・オフによって直流を交流に変換するよう
   に形成されたインバータ回路と、 前記第１の繰返し周波数よりも十分に低い第２の繰返し
   周波数でパルスを発生し、且つこのデューティ比を変え
   ることができるように形成されたパルス発生回路と、 前記パルス発生回路からパルスが発生している時に前記
   チョッパ回路を駆動するチョッパ選択駆動手段と、 前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段
   と、 前記チョッパ用スイッチング素子をオン・オフするため
   のパルス幅変調信号を形成するものであって、前記電流
   検出手段から得られた検出信号によって前記出力電流の
   安定化を図るために前記パルス幅変調信号のパルスの幅
   を制御するように形成されたチョッパ制御回路とを備え
   た電源装置。
2. 【請求項２】 前記パルス幅変調信号のパルスは前記イ
   ンバータ用スイッチング素子のオン・オフに同期して発
   生するものである請求項１記載の電源装置。
3. 【請求項３】 直流電圧を供給するための第１及び第２
   の電源端子と、 前記第１の電源端子に接続されたチョッパ用スイッチン
   グ素子と平滑用リアクトルとの直列回路と、 前記チョッパ用スイッチング素子のオフの期間に平滑用
   リアクトルの蓄積エネルギーを放出する手段と、 前記直列回路と前記第２の電源端子とに接続され、イン
   バータ用スイッチング素子のオン・オフによって直流を
   交流に変換するように形成されたインバータ回路と、 前記インバータ回路の出力電流を検出し、前記出力電流
   のレベルを示す電圧からなる検出信号を出力する電流検
   出手段と、 前記インバータ用スイッチング素子のオン・オフに同期
   して鋸波電圧を発生する鋸波電圧発生回路と、 前記鋸波電圧と前記検出信号とを比較してパルス幅変調
   信号を形成して前記チョッパ用スイッチング素子をオン
   ・オフ制御する比較手段とを備えた電源装置。
4. 【請求項４】 前記インバータ回路は自励共振型インバ
   ータ回路であることを特徴とする請求項１又は２又は３
   記載の電源装置。
5. 【請求項５】 前記インバータ回路は、第１及び第２の
   インバータ用スイッチング素子と、インダクタンスを有
   し且つ中間タップを有する１次巻線と、前記１次巻線に
   電磁結合された２次及び３次巻線と、共振用コンデンサ
   又は寄生容量と、起動抵抗とから成り、前記タップが前
   記平滑用リアクトルと前記チョッパ用スイッチング素子
   との直列回路を介して前記第１の電源端子に接続され、
   前記第１のインバータ用スイッチング素子は前記１次巻
   線の一端と前記第２の電源端子との間に接続され、前記
   第２のインバータ用スイッチング素子は前記１次巻線の
   他端と前記第２の電源端子との間に接続され、前記起動
   抵抗は前記直列回路の出力端と前記第１のインバータ用
   スイッチング素子の制御端子との間に接続され、前記３
   次巻線は前記第１及び第２のインバータ用スイッチング
   素子の制御端子間に接続され、前記共振用コンデンサ又
   は寄生容量は前記１次巻線に対して並列に接続され、前
   記２次巻線から負荷に交流電力を供給するように形成さ
   れていることを特徴とする請求項３記載の電源装置。
6. 【請求項６】 前記鋸波電圧発生回路は、 この一端が前記第２の電源端子に接続された鋸波用コン
   デンサと、 前記第１の電源端子と前記鋸波用コンデンサの他端との
   間に接続された充電用抵抗と、 前記鋸波用コンデンサの他端と前記平滑用リアクトルの
   出力端との間に接続され且つ前記充電用抵抗よりも小さ
   い値を有している放電用抵抗と、 前記放電用抵抗に直列に接続された放電用ダイオードと
   から成ることを特徴とする請求項３又は５記載の電源装
   置。
7. 【請求項７】 前記電流検出手段は、 前記２次巻線から負荷に流れる交流電流を検出する電流
   検出器と、 前記電流検出器に接続された整流平滑回路と、 基準電圧を発生する基準電圧源と、 前記整流平滑回路の出力電圧と前記基準電圧源の基準電
   圧との差の信号を形成する差信号形成回路とから成るこ
   とを特徴とする請求項３又は５又は６記載の電源装置。
8. 【請求項８】 更に、前記チョッパ用スイッチング素子
   の制御端子と前記第２の電源端子の間に接続され、前記
   比較手段の出力に基づいてオン・オフ制御される第１の
   駆動用スイッチング素子（Ｑ4 ）と、 前記第１の電源端子と前記第１の駆動用スイッチング素
   子の制御端子及び前記充電用抵抗との間に接続された第
   ２の駆動用スイッチング素子（Ｑ6 ）と、 前記チョッパ用スイッチング素子のオン・オフ周期より
   も十分に長いオン・オフ周期を有して前記第２の駆動用
   スイッチング素子をオン・オフ制御するための制御パル
   スを発生し、且つ前記制御パルスのデューティ比を変え
   ることができるように形成されたパルス発生回路とを備
   えていることを特徴とする請求項３又は５又は６又は７
   記載の電源装置。
9. 【請求項９】 前記インバータ回路は放電灯に電力を供
   給するものである請求項１乃至８のいずれかに記載の電
   源装置。