KR20040080985A

KR20040080985A - 스위칭 정전류 전원장치

Info

Publication number: KR20040080985A
Application number: KR1020040014183A
Authority: KR
Inventors: 아타케테쯔시
Original assignee: 도꼬가부시끼가이샤
Priority date: 2003-03-07
Filing date: 2004-03-03
Publication date: 2004-09-20
Also published as: US7235899B2; JP2004274872A; US20040183380A1; TW200421700A

Abstract

본 발명은 부하가 단속을 반복하는 조건 하에서도 부하 전류를 안정화할 수 있는 스위칭 정전류 전원장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

이를 위해, 부하(6)에 흐르는 전류에 따른 제 1 귀환신호를 발생하는 검출회로(5)와, 부하 전류를 안정화하기 위하여 제 2 전력 변환회로(10)의 입력측에 설치된 제 1 전력 변환회로(3)를 구동하기 위한 제어회로(4) 사이에, 제 2 귀환신호를 발생하는 신호 유지기능부분(8)을 구비한 귀환회로(7)를 설치한다.

상기 귀환회로(7)로부터 제어회로(4)에, 부하(6)가 접속되는 전류 유통기간 중에는 제 1 귀환신호를 공급시키고, 부하(6)가 차단되는 전류 차단기간 중에는 제 2 귀환신호를 공급한다. 여기서, 제 2 귀환신호는 전류 유통기간 중에 나타난 제 1 귀환신호의 최대값과 거의 같은 크기를 가진다.

Description

스위칭 정전류 전원장치{SWITCHING CONSTANT-CURRENT POWER SUPPLY SYSTEM}

본 발명은 단속되는 부하에 대해서 안정된 교류 전류 또는 펄스 전류를 공급하기 위한 스위칭 정전류 전원장치에 관한 것이다.

최근에는 액정 모니터의 백라이트에 발광 다이오드(이하, LED라 함)를 광원으로서 이용하는 경우가 증가하고 있다.

LED를 포함하는 부하에 구동 전류를 공급하기 위한 전원회로에는 여러가지의 회로방식이 존재한다. LED 구동용 전원회로는 출력 전류의 형태로 분류하면 일정한 직류 전류를 공급하는 것, 교류 전류를 공급하는 것, 또는, 펄스상의 전류를 공급하는 것 등이 존재한다.

푸시풀 회로의 구성을 가지며, 로이어(royer) 발진회로의 동작원리를 응용한 전원회로(이하, 로이어형 전원회로라 함)는 교류 또는 펄스상의 전류를 얻는 수단의 하나로서 알려져 있다. 또한, 로이어 발진회로는 일본 특허 공개 소32-4066호 공보에 개시되어 있다. 상기 로이어형 전원회로는 구성이 간소하며, 공진작용을 이용함으로써 정현파에 가까운 교류 전압이 얻어진다라는 2개의 이점을 가진다. 이이점에 의해 로이어형 전원회로는 자려(自勵)식 인버터로서 널리 이용되고 있다.

그러나, 로이어형 전원회로 자체에 출력 전류를 일정하게 유지하거나, 또는, 출력 전류의 크기를 변경한다라는 기능이 부가되는 경우는 적다. 그 이유는 공진작용을 이용하고 있는 경우, 공진 주파수와 스위칭 주파수를 일치시킬 필요가 있고, 트랜지스터의 온 듀티(on duty)를 변화시키는 PWM제어와 같이 출력 전류를 정밀하게 조정하는 것이 곤란하기 때문이다.

그래서, 종래에는 로이어형 전원회로로부터 부하에 공급하는 전류를 안정화하는 경우, 도 1에 도시하는 회로와 같이, 로이어형 전원회로의 입력측에 직류 출력 전압의 제어기능을 갖는 컨버터 회로를 설치하여 두었다. 여기서, 컨버터 회로는 로이어형 전원회로에 공급하는 전압을 제어함으로써 로이어형 전원회로로부터 부하에 공급하는 교류 또는 펄스상 전류를 간접적으로 제어한다.

도 1의 회로에 관해서 간단하게 설명한다.

도 1에 있어서, 도면 부호 1은 밧데리 등의 외부전원으로부터 전력의 공급을 받기 위한 입력단자이고, 도면 부호 2a,2b는 그 사이에 접속된 복수의 LED를 갖는 부하(6)에 전류를 공급하기 위한 출력단자이다. 입력단자(1)와 한쪽의 출력단자 (2a) 사이에는 승압 초퍼(chopper)형 컨버터를 형성하도록 초크 코일(L1), 스위칭 트랜지스터(Q1), 정류 다이오드(D1) 및 평활 콘덴서(C1)의 상호간을 접속한 제 1 전력 변환회로(3)와, 로이어형 전원회로를 형성하도록 트랜지스터(Q11,Q12), 콘덴서(C21), 저항(R21,R22), 트랜지스터(T)의 상호간을 접속한 제 2 전력 변환회로 (10)가 직렬로 설치되어 있다.

다른쪽의 출력단자(2b)와 회로의 기준 전위점으로서의 그라운드 사이에는 부하(6)에 흐르는 전류(이하, 부하 전류라 함)를 검출하고, 이 부하 전류에 따른 귀환신호를 발생하기 위한 검출회로(5)가 접속되어 있다. 또한, 제 1 전력 변환회로 (3)와 검출회로(5) 사이에는 검출회로(5)로부터 귀환신호의 공급을 받고, 이 귀환신호의 크기에 따라서 제 1 전력 변환회로(3)를 구동하기 위한 제어회로(4)가 접속되어 있다.

이들 제 1 전력 변환회로(3), 제어회로(4), 제 2 전력 변환회로(10) 및 검출회로(5)에 의해 부하(6)에 소정의 전류를 공급하기 위한 스위칭 정전류 전원장치가 구성되어 있다.

상기 도 1의 스위칭 정전류 전원장치의 동작을 간단하게 해설하면 제어회로 (4)는 검출회로(5)로부터의 귀환신호에 따른 온 듀티에 의해 스위칭 트랜지스터 (Q1)에 온오프 동작을 행하게 한다. 이 스위칭 트랜지스터(Q1)의 온오프 동작에 수반해서 정류 다이오드(D1)를 통해서 평활 콘덴서(C1)에 전류가 유입되고, 평활 콘덴서(C1)의 단자 사이에 직류 전압이 발생한다. 평활 콘덴서(C1)의 단자 간에 발생한 직류 전압이 제 1 전력 변환회로(3)의 출력 전압으로 된다.

제 2 전력 변환회로(10)는 제 1 전력 변환회로(3)로부터 직류 출력 전압의 제공을 받아서 자려 발진 동작을 행하고, 그 2차 권선(N2)에 교번하는 전압을 발생시킨다. 또한, 상기 2차 권선(N2)에 발생한 교번하는 전압에 의해 부하(6)에는 반파 정류파형 형상을 한 펄스상의 전류가 흐르게 된다.

검출회로(5)에 있어서 발생하는 귀환신호는 부하(6)를 흐르는 전류에 따른크기를 가진다. 이를 위한 스위칭 트랜지스터(Q1)는 부하 전류의 크기에 따른 온 듀티에 의해 온오프 동작하고, 콘덴서(C1)의 단자 간 전압은 부하 전류의 크기에 따른 값으로 유도된다. 예컨대, 부하 전류가 안정화 목표값보다 낮을 경우, 평활 콘덴서(C1)의 단자 간 전압은 상승한다. 여기서, 제 2 전력 변환회로(10)로부터 부하(6)에 공급되는 전류의 크기는 제 2 전력 변환회로(10)에 공급되는 직류 전압, 즉, 평활 콘덴서(C1)의 단자 간 전압으로 결정한다. 이를 위해 안정화 목표값보다 낮은 부하 전류는 평활 콘덴서(C1)의 단자 간 전압의 상승에 의해 증가하도록 유도된다. 이와 같은 제어 프로세스에 의해 도 1의 회로에서는 부하(6)를 흐르는 부하 전류가 안정화된다.

또한, 푸시풀 회로의 구성을 가지는 제 2 전력 변환회로(10)의 안정한 자려 발진 동작을 위해서는 2차 권선(N2)에 순/역 양방향의 전류가 흐르는 것이 요망된다. 그러나, 부하(6)에 내장된 LED에는 일방향으로만 전류를 흐르게 하지 않으므로 로이어형 전원회로에 의해 LED를 포함하는 부하(6)에 전류를 공급하는 경우, LED와는 역방향의 전류를 흘리는 더미회로를 부하(6)에 대해서 병렬로 설치하거나, 또는, 부하(6)를 도 2에 도시하는 바와 같은 순방향이 반대방향인 복수의 LED열로 구성하는 것 등의 대책을 실시한다.

그러나, 도 1의 회로 동작의 설명에서 중요한 것은 전류 검출을 실시하는 회로부분이므로 더미회로나 역방향의 LED열의 도시와 설명을 생략하여 있다. 이하에 설명하는 다른 회로에 관해서도 모두 마찬가지로 한다.

최근의 LED를 광원으로서 사용하는 표시장치ㆍ조명장치의 일부에서는 인간의눈으로는 인식할 수 없는 속도로 LED의 점등과 소등을 반복함으로써 표시화면의 밝기의 조정(이하, 조광이라 함)이 행해지고 있다. 이와 같은 표시장치ㆍ조명장치에서는 LED에 전류가 흐르고 있는 기간(이하, 전류 유통기간이라 함)과 흐르고 있지 않는 기간(이하, 전류 차단기간이라 함)이 필연적으로 생긴다. 그러면, LED에 전류를 공급하기 위한 전원이 도 1에 도시하는 바와 같은 구성으로 되어 있는 스위칭 정전류 전원장치에서는 부하의 단속에 의해서 생기는 전류 차단기간에는 검출회로 (5)로부터 제어회로(4)에 공급되는 귀환신호가 거의 제로 레벨로 된다.

또한, 도 1의 전원장치에서는 부하(6)를 흐르는 전류가 펄스상이기 때문에 펄스와 펄스 사이에 전류가 흐르고 있지 않는 기간[이하, 펄스 인터벌(pulse interval) 기간이라 함]이 생긴다. 그러나, 스위칭 트랜지스터(Q1)의 스위칭 주파수와 트랜지스터(Q11,Q12)의 스위칭 주파수는 거의 동일한 레벨(수백kHz)이다. 이와 같은 조건 하에서는 귀환신호의 신호량이 펄스 인터벌 기간 중에 제로로 되더라도 제어시스템의 응답속도의 관계때문에 제어회로(4)와 제 1 전력 변환회로(3)는 신호량이 제로로 되지 않는 귀환신호의 경우와 동일하도록 동작한다.

그러나, LED의 점등과 소등(이하, 단속이라 함)의 주파수는 전력 변환회로의 스위칭 주파수에 비해서 현격하게 낮다. 그 실태의 단속 주파수는 수백Hz정도이므로 동일하도록 귀환신호가 제로로 되는 경우라도 전류 차단기간과 펄스 인터벌 기간에는 상황이 다르다. 즉, 제어회로(4)는 전류 차단기간에 있어서는 스위칭 트랜지스터(Q1)의 온 듀티를 최대로 하고자 하고, 그 다음에 나타나는 전류 유통기간에 있어서는 스위칭 트랜지스터(Q1)의 온 듀티를 작게 하고자 한다. 여기서, 전류 차단기간에 온 듀티가 최대로 되면 평활 콘덴서(C1)의 단자 간 전압이 급격하게 상승해버리고, 다음 전류 유통기간이 비교적 긴 동안에 안정화 목표값 이상의 부하 전류가 흐른다라는 문제점이 생긴다.

이와 같은 부하 전류 불안정화로의 대책 중 하나로서는, 예컨대, 상기 귀환신호를 비교적 큰 용량을 가지는 콘덴서에서 평활하게 한 후에 제어회로(4)에 공급하는 것이 고려된다. 그러나, 전류 차단기간 동안, 귀환신호를 특정한 크기로 유지할 수 있을 정도의 대용량의 콘덴서를 설치하면 제어회로(4)에 의해 처리되는 귀환신호를 비교적 긴 기간의 평균값과 거의 같은 크기로 되므로 단속은 별도의 원인에 의해서 부하 전류가 변동하였을 때에는 신속하게 안정화 목표값으로부터 벗어난 부하 전류의 크기를 목표값으로 복귀시킬 수 없게 된다. 그 결과, 전류 차단기간과는 별도의 원인에 의해 부하 전류의 불안정화가 일어나버린다.

이와 같이, 부하가 단속되는 조건 하에서는 제어회로(4)로부터 스위칭 트랜지스터(Q1), 평활 콘덴서(C1), 제 2 전력 변환회로(10), 부하(6), 검출회로(5)를 경유하여 다시 제어회로(4)에 되돌아오는 피드백 루프의 제어동작의 응답속도가 부하 전류의 변화를 따라갈 수 없고, 부하 전류를 안정화할 수 없게 될 가능성이 있었다.

그래서, 본 발명은 부하가 단속을 반복하는 조건 하에서도 부하 전류를 안정화할 수 있는 스위칭 정전류 전원장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.

도 1은 종래의 스위칭 정전류 전원장치의 일예의 블록도이다.

도 2는 교류 전류에 대응한 LED를 포함하는 부하의 구성예를 도시하는 회로도이다.

도 3은 본 발명에 의한 스위칭 정전류 전원장치의 실시예의 블록도이다.

도 4는 본 발명의 요부를 이루는 귀환회로의 제 1 구성예를 도시하는 블록도이다.

도 5는 본 발명의 요부를 이루는 귀환회로의 제 2 구성예를 도시하는 블록도이다.

도 6은 도 3의 본 발명에 의한 스위칭 정전류 전원장치를 실현하는 구체적인 회로도이다.

(도면의 주요부분에 대한 부호의 설명)

1 … 입력단자 2a,2b … 출력단자

3 … 제 1 전력 변환회로 4 … 제어회로

5 … 검출회로 6 … 부하

7 … 귀환회로 8 … 신호 유지기능부분

9 … 선택기능부분 C1 … 평활 콘덴서

C21 … 콘덴서 D1 … 정류 다이오드

L1 … 초크 코일 N2 … 2차 권선

Q1 … 스위칭 트랜지스터 Q11,Q12 … 트랜지스터

R21,R22 … 저항

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 외부 전원으로부터 전력의 공급을 받고, 안정된 직류 전압을 생성하는 스위칭 방식의 제 1 전력 변환회로;

상기 제 1 전력 변환회로로부터 직류 전압의 공급을 받고, 부하에 교류 또는펄스상의 전류를 공급하는, 직류-교류 변환기능을 갖는 제 2 전력 변환회로;

부하 전류에 따른 귀환신호를 발생하는 전류 검출회로; 및

상기 귀환신호에 따라서 상기 제 1 전력 변환회로의 동작을 제어하는 제어회로를 구비한 스위칭 정전류 전원장치에 있어서:

상기 전류 검출회로와 상기 제어회로 사이에 설치되고, 그 내부에는 신호 유지기능부분을 갖고, 상기 전류 검출회로로부터 출력되는 제 1 귀환신호와 상기 신호 유지기능부분으로부터 출력되는 제 2 귀환신호 중 어느 한쪽을 상기 제어회로에 공급하는 귀환회로를 구비하고,

여기서, 상기 제 2 귀환신호는 어느 시점에 있어서의 상기 제 1 귀환신호와 거의 같은 크기인 것을 특징으로 한다.

더욱 구체적으로는 상기 발명은 다음과 같이 하여 실현한다.

부하 전류에 따른 귀환신호를 발생하는 검출회로와, 부하에 교류 또는 펄스상의 전류를 공급하기 위한 제 2 전력 변환회로와, 제 2 전력 변환회로에 소정의 직류 전압을 공급하는 제 1 전력 변환회로와, 검출회로로부터의 귀환신호에 따라서 제 1 전력 변환회로를 구동하는 제어회로로 스위칭 정전류 전원장치의 기초부분을 구성한다. 또한, 본 발명의 요부로서 검출회로와 제어회로 사이에, 그 내부에 신호 유지기능부분을 구비하고, 전류 유통기간에는 전류 검출회로가 출력하는 제 1 귀환신호를 제어회로에 공급하고, 전류 차단기간에는 신호 유지기능부분이 출력하는 제 2 귀환신호를 제어회로에 공급하는 귀환회로를 설치한다.

이와 같은 기능을 실현하기 위한 귀환회로는 크게 나누어서 선택기능부분과 신호 유지기능부분으로 구성된다. 구체적으로 신호 유지기능부분은 피크 홀드(peak hold) 회로와 리셋 회로로 구성된다.

여기서, 피크 홀드 회로는 검출회로가 출력하는 제 1 귀환신호를 참조하고, 전류 유통기간 내에 발생한 제 1 귀환신호의 최대값과 거의 같은 제 2 귀환신호를 생성한다. 또한, 리셋 회로는 부하의 단속에 동기하는 신호가 소정의 변화를 나타내었을 때, 또는, 제 1 귀환신호로부터 부하 전류가 흐르지 않는 상태로부터 흐르는 상태로 전환한 것을 검지하였을 때, 피크 홀드 회로의 회로상태를 초기상태로 복귀시킨다.

이와 같은 귀환회로를 조립한 스위칭 정전류 전원장치에서는 전류 유통기간에는 귀환회로로부터 제어회로에 대해서 제 1 귀환신호가 공급됨으로써 전류 유통기간의 스위칭 정전류 전원장치의 내부에서는 종래 회로와 마찬가지로 부하 전류를 안정화하는 동작이 행해진다.

한편, 전류 차단기간에는 귀환회로로부터 제어회로에 대해서 제 2 귀환신호가 공급된다. 이 때, 제어회로는 제 1 전력 변환회로 내에 설치된 스위칭 소자의 온 듀티를, 직전의 전류 유통기간 중에서 최대의 부하 전류가 흐르고 있었을 때와 거의 같은 크기로 설정한다.

이상의 구성과 동작에 의해 부하가 단속되는 조건 하에서 스위칭 정전류 전원장치가 부하 전류를 안정화할 수 없게 된다라는 좋지 않은 현상의 발생을 방지한다.

도 3은 본 발명에 의한 스위칭 정전류 전원장치의 실시예를 도시하는 블록도이다.

제어회로(4)와 검출회로(5) 사이에 귀환회로(7)를 설치한 점을 제외하면 도 3의 스위칭 정전류 전원장치의 구성은 도 1의 종래의 회로와 동일하다. 도 3 중에 도시된 귀환회로(7)는 제 2 귀환신호를 생성하기 위한 신호 유지기능부분(8)과, 검출회로(5)가 출력하는 제 1 귀환신호와 앞의 제 2 귀환신호 중 어느 하나를 제어회로(4)에 공급하기 위한 선택기능부분(9)으로 이루어져 있다.

여기서, 귀환회로(7)는 구체적으로는 도 4에 도시하는 바와 같은 구성으로 하고 있다.

도 4에 있어서, 피크 홀드 회로(8a)와 제 1 버퍼회로(9b)의 각 입력단자는 제 1 귀환신호를 수신하도록 검출회로(5)에 접속된다. 피크 홀드 회로(8a)의 출력단자는 스위치 회로(9a)를 통해서 제 2 버퍼회로(9c)의 입력단자에 접속되고, 또한, 피크 홀드 회로(8a)의 제어단자는 리셋 회로(8b)의 출력단자에 접속된다. 각 버퍼회로(9b,9c)의 출력단자는 제어회로(4)의 귀환신호 입력용 단자에 접속된다. 또한, 리셋 회로(8b)의 제어단자와 스위치 회로(9a)의 제어단자는 각각 부하(6)의 부하 전류를 단속하기 위한 단속 제어신호가 입력되도록 신호단자(8c) 또는 신호단자(9b)에 접속되어 있다.

이상과 같은 구성으로 한 귀환회로(7)는 외부로부터 공급되는 단속 제어신호와 검출회로(5)로부터 공급되는 제 1 귀환신호에 따라서 다음과 같이 동작한다.

우선, 단속 제어신호가 제 1 상태일 때, 부하(6)에는 부하 전류가 흐르고, 스위치 회로(9a)는 오프상태가 된다. 상기 전류 유통기간 동안에 제어회로(4)에는 제 1 버퍼회로(9b)를 통해서 제 1 귀환신호가 공급된다.

이 때, 피크 홀드 회로(8a)는 검출회로(5)가 출력하는 제 1 귀환신호를 참조하여 제 1 귀환신호의 최대값(피크값)과 거의 같은 제 2 귀환신호를 발생시킨다.

단속 제어신호가 제 2 상태로 되면 이번에는 부하(6)에 부하 전류가 흐르지 않게 되고, 스위치 회로(9a)는 온상태로 된다. 상기 전류 차단기간 중, 제어회로 (4)에는 스위치 회로(9a)와 제 2 버퍼회로(9c)를 통해서 제 2 귀환신호가 공급된다.

또한, 단속 제어신호가 제 2 상태로부터 다시 제 1 상태로 전환되었을 때, 단속 제어신호의 변화로부터 이것을 검지한 리셋 회로(8b)는 피크 홀드 회로(8a)의 회로상태를 초기상태로 되돌림으로써 피크 홀드 회로(8a)는 새로운 전류 유통기간에 발생한 제 1 귀환신호의 최대값(피크값)과 거의 같게 되는 제 2 귀환신호를 생성한다.

상기 도 4에 도시하는 바와 같은 귀환회로(7)를 구비한 도 3의 스위칭 정전류 전원장치에서는 부하 전류가 흐르는 전류 유통기간 동안에 제어회로(4)에는 검출회로(5)로부터의 제 1 귀환신호가 선택적으로 공급된다. 이 상태에서의 도 3의 장치는 도 1의 종래 회로와 완전히 동일한 동작에 의해서 부하 전류를 안정화한다.

한편, 부하 전류가 흐르지 않는 전류 차단기간 중, 제어회로(4)에는 피크 홀드 회로(8a)로부터 출력된 제 2 귀환신호가 선택적으로 공급된다. 제 2 귀환신호의 공급을 받은 제어회로(4)는 스위칭 트랜지스터(Q1)의 온 듀티를 소정의 크기로 설정(=고정)한다. 이 때의 온 듀티는 직전의 직류 유통기간 중에서 최대의 부하 전류가 흐르고 있던 때와 거의 동일한 크기가 된다.

여기서, 스위칭 트랜지스터(Q1)의 온 듀티가 고정되면 전류 차단기간 중에 있어서의 평활 콘덴서(C1)의 단자 간 전압의 상승이 제어되기 때문에 다음 전류 유통기간에 목표값이상의 부하 전류가 흐른다라는 좋지 않은 현상이 발생하기 어렵게 된다. 또한, 전류 차단기간에서의 스위칭 트랜지스터(Q1)의 온 듀티는 실제로 부하 (6)에 전류를 공급하고 있을 때와 거의 동일하기 때문에 부하 전류가 흐르지 않는 상태로부터 흐르는 상태로 되었을 때, 제 1 귀환신호에 따라서 재빠르게 피드백 루프의 제어동작이 행해지도록 된다.

이와 같은 동작의 결과, 부하가 단속을 반복하는 경우에도 부하 전류를 안정화할 수 있게 된다.

또한, 도 3의 귀환회로(7)는 도 5에 도시하는 구성으로 하여도 좋다.

도 4는 귀환회로(7)는 리셋 회로(8b)와 스위치 회로(9a)가 각각 신호단자 (8c), 신호단자(9d)를 통해서 공급되는 단속 제어신호에 따라서 동작하는 구성을 갖는다. 이것에 대해서 도 5에 도시하는 귀환회로(7')는 리셋 회로(8d)와 스위치 회로(9e)가 검출회로(5)로부터 공급되는 제 1 귀환신호의 상태에 따라서 동작하는 구성을 갖는다.

상기 도 5의 귀환회로(7')에서도 도 4의 귀환회로(7)와 동일한 동작을 행하게 할 수 있다. 단, 도 5의 귀환회로(7')에서는 펄스 인터벌 기간에 제 1 귀환신호의 신호량이 제로로 되어도 오동작을 하지 않도록 하는 대책, 예컨대, 미소 용량의 삽입이나 동작 속도가 느린 회로소자의 사용 등을 리셋 회로(8d)와 스위치 회로 (9e)에 실시할 필요가 있다.

도 6은 도 3에서 블록도로 도시한 본 발명에 의한 스위칭 정전류 전원장치를 실현하기 위한 구체적인 회로구성을 도시하는 회로도이다.

도 6의 회로도에 있어서, 제어회로(4)를 포함한 제 1 전력 변환회로(3)의 회로구성과 자려 발진 동작에 관해서는 일본 실용신안 공개 소53-78418호, 일본 특허 공개 평10-14236호, 일본 특허 공개 평11-69791호, 일본 특허 공개 평12-287460호의 개시회로와 거의 동일하다. 또한, 직류-교류 변환기능을 갖는 제 2 전력 변환회로(10)의 회로구성과 발진동작에 관해서는 일본 특허 공개 평8-126348호의 개시회로와 거의 동일하다.

도 6의 회로도에 있어서, 본 발명의 요부인 귀환회로(7)는 다음과 같이 구성하였다.

2개의 에러 앰프(error amplifier)(EA1,EA2)를 설치하고, 에러 앰프(EA1)의 출력단자를 다이오드(D3)를 통해서 에러 앰프(EA2)의 비반전측 입력단자(+)에 접속한다. 에러 앰프(EA2)의 비반전측 입력단자(+)와 그라운드 사이에 콘덴서(C3)를 접속하고, 에러 앰프(EA2)의 반전측 입력단자(-)는 그 출력단자에 접속한다. 에러 앰프(EA1)의 반전측 입력단자(-)와 그 출력단자 사이에는 다이오드(D4)를 접속하고, 에러 앰프(EA1)의 반전측 입력단자(-)와 에러 앰프(EA2)의 출력단자 사이에는 저항(R5)을 접속하고, 에러 앰프(EA1)의 비반전측 입력단자(+)는 검출회로(5)에 접속한다.

상기 에러 앰프(EA1,EA2), 다이오드(D3,D4), 저항(R5) 및 콘덴서(C3)에 의해 피크 홀드 회로(8a)가 형성되어 있다. 이와 관련하여 상기 피크 홀드 회로(8a)의 구성은 일본 특허 공개 2002-288990호에 개시되어 있다.

콘덴서(C3)와 에러 앰프(EA2)의 접속점에 트랜지스터(Q4)의 컬렉터를 접속하고, 트랜지스터(Q4)의 이미터를 그라운드에 접속한다. 트랜지스터(Q4)의 베이스는 콘덴서(C4)를 통해서 신호 입력단자(8c)에 접속하고, 트랜지스터(Q4)의 베이스, 이미터 간에는 저항(R6)을 접속한다. 상기 콘덴서(C4), 저항(R6) 및 트랜지스터(Q4)에 의해 리셋 회로(8b)가 형성되어 있다.

검출회로(5)와 그라운드 사이에 저항(R7)과 저항(R8)을 직렬로 접속하고, 이 저항(R7과 R8)의 접속점을 트랜지스터(Q5)의 베이스에 접속한다. 트랜지스터(Q5)의 이미터는 그라운드에 접속하고, 그 컬렉터는 제어회로(4)의 트랜지스터(Q2)의 컬렉터에 접속한다. 상기 저항(R7), 저항(R8) 및 트랜지스터(Q5)에 의해 제 1 버퍼회로 (9b)가 형성되어 있다.

에러 앰프(EA2)의 출력단자와 그라운드 사이에 저항(R9)과 저항(R10)을 직렬로 접속하고, 이 저항(R9와 R10)의 접속점을 트랜지스터(Q6)의 베이스에 접속한다. 트랜지스터(Q6)의 이미터는 그라운드에 접속하고, 그 컬렉터는 제어회로(4)의 트랜지스터(Q2)의 컬렉터에 접속한다. 상기 저항(R9), 저항(R10) 및 트랜지스터(Q6)에 의해 제 2 버퍼회로(9c)가 형성되어 있다.

또한, 트랜지스터(Q6)의 베이스에 트랜지스터(Q7)의 컬렉터를 접속하고, 트랜지스터(Q7)의 이미터를 그라운드에 접속한다. 트랜지스터(Q7)의 베이스는 저항 (R11)을 통해서 신호 입력단자(9d)에 접속하고, 트랜지스터(Q7)의 베이스, 이미터 사이에는 저항(R12)을 접속한다. 상기 저항(R11), 저항(R12) 및 트랜지스터(Q7)에 의해 스위치 회로(9a)가 형성되어 있다.

상기한 바와 같은 구성으로 되어 있는 도 6의 회로에서는 전류 유통기간 중, 검출회로(5)가 출력하는 제 1 귀환신호는 부하 전류에 따른 크기가 된다. 이 때, 신호 입력단자(9d)를 통해서 공급되는 단속 제어신호에 의해 트랜지스터(Q7)가 온되고, 트랜지스터(Q6)가 오프되면 제어회로(4)로부터 트랜지스터(Q5)의 컬렉터에 제 1 귀환신호에 따른 전류가 유입됨으로써 스위칭 트랜지스터(Q1)는 제 1 귀환신호에 따른 온 듀티를 가지고서 온/오프 동작을 한다.

이 때, 피크 홀드 회로(8a)의 에러 앰프(EA1)는 검출회로(5)로부터 공급되는 제 1 귀환신호의 크기에 따라서 콘덴서(C3)를 충전한다. 또한, 에러 앰프(EA2)는 콘덴서(C3)의 단자 간에 발생한 전압에 따라서 제 2 귀환신호를 생성한다. 여기서, 에러 앰프(EA2)의 출력이 에러 앰프(EA1)의 반전측 입력단자(-)에 접속되어 있기 때문에 콘덴서(C3)는 제 1 귀환신호가 제 2 제어신호보다도 크게 되었을 때만큼 에러 앰프(EA1)에 의해서 충전되므로 제 2 제어신호는 전류 유통기간 중에 발생된 제 1 제어신호의 최대값과 거의 동일한 크기가 된다.

전류 차단기간이 되면 검출회로(5)가 출력하는 제 1 귀환신호의 신호량은 거의 제로 레벨이 된다. 이 때, 트랜지스터(Q5)는 오프된다. 또한, 단속 제어신호의상태의 전환에 의해 트랜지스터(Q7)가 오프되고, 트랜지스터(Q6)가 온되면 제어회로(4)로부터 트랜지스터(Q6)의 컬렉터에 제 2 귀환신호에 따른 전류가 유입됨으로써 스위칭 트랜지스터(Q1)는 제 2 귀환신호에 따른 온 듀티를 가지고서 온/오프 동작을 한다.

리셋 회로(8b)의 콘덴서(C4)와 저항(R6)은 등가적으로 미분 회로의 구성으로 되어 있으므로 베이스가 콘덴서(C4)와 저항(R6)의 접속점에 접속된 트랜지스터(Q4)는 전류 차단기간으로부터 전류 유통기간으로 이행할 때에 단속 제어신호가 스텝 (step)형상으로 변화하면 단시간 동안에 온된다. 그러면, 콘덴서(C3)는 트랜지스터 (Q4)를 통해서 방전하고, 피크 홀드 회로(8a)의 회로상태는 초기상태로 되돌아간다.

이와 같이 도 6에 도시하는 회로는 도 3, 도 4에 블록도로 도시한 스위칭 정전류 전원장치와 그 귀환회로를 실현하고, 부하가 단속을 반복하는 경우에도 부하 전류를 안정화할 수 있는 전원장치로 되어 있다.

이상의 실시예의 설명에서는 귀환회로(7)의 신호 유지기능부분(8)을 피크 홀드 회로(8a)와 리셋 회로(8b)로 구성한 경우에 관해서 설명하였다. 그러나, 신호 유지기능부분(8)은 반드시 피크 홀드 회로(8a)와 리셋 회로(8b)로 구성하지 않아도 좋다. 예컨대, 샘플 홀드(sample hold) 회로와 트리거 회로로 신호 유지기능부분 (8)을 구성하여도 좋다.

또한, 리셋 회로(8b)는 단속 제어신호나 제 1 귀환신호의 변화에 따라서 피크 홀드 회로(8a)를 초기상태로 되돌리는 것이 아니고, 주기적인 별도의 리셋 신호에 의해서 초기상태로 되돌리는 구성으로 하여도 좋다. 또한, 상기 별도의 리셋 신호는 부하의 단속 주기 이상의 주기로 공급되면 좋고, 지나친 논리지만 부하의 단속에 동기하지 않는 타이밍으로 상기 리셋 신호가 공급되어도 좋다.

또한, 제 1 전력 변환회로(3)는 승압 초퍼형으로 제한되지 않고, 제어회로 (4)에 관해서도 자려ㆍPWM 제어방식으로 한정되지 않는다. 또한, 검출회로(5)도 저항검출 이외의 검출방법을 이용하여도 좋고, 제 1 귀환신호의 크기를 제어회로(4)에서 요구되는 레벨에 맞추기 위하여 새로이 증폭회로나 레벨 시프트(level shift) 회로를 부가하여도 좋다.

본 발명의 요지를 변경하지 않는 범위이면 구체적인 회로구성의 변형이 가능한 것은 말할 필요도 없다.

본 발명의 스위칭 정전류 전원장치에 의하면 부하가 단속을 반복하는 조건 하에서도 부하 전류를 안정화할 수 있는 효과가 있다.

Claims

외부 전원으로부터 전력의 공급을 받고, 안정된 직류 전압을 생성하는 스위칭 방식의 제 1 전력 변환회로;

상기 제 1 전력 변환회로로부터 직류 전압의 공급을 받고, 부하에 교류 또는펄스상의 전류를 공급하는, 직류-교류 변환기능을 갖는 제 2 전력 변환회로;

부하 전류에 따른 귀환신호를 발생하는 전류 검출회로; 및

상기 귀환신호에 따라서 상기 제 1 전력 변환회로의 동작을 제어하는 제어회로를 구비한 스위칭 정전류 전원장치에 있어서:

상기 전류 검출회로와 상기 제어회로 사이에 설치되고, 그 내부에는 신호 유지기능부분을 갖고, 상기 전류 검출회로로부터 출력되는 제 1 귀환신호와 상기 신호 유지기능부분으로부터 출력되는 제 2 귀환신호 중 어느 한쪽을 상기 제어회로에 공급하는 귀환회로를 구비하고,

여기서, 상기 제 2 귀환신호는 어느 시점에 있어서의 상기 제 1 귀환신호와 거의 같은 크기인 것을 특징으로 하는 스위칭 정전류 전원장치.
제1항에 있어서, 상기 귀환회로 내에 설치된 상기 신호 유지기능부분은 부하 전류가 흐르고 있던 때의 어느 시점에 있어서의 제 1 귀환신호를 참조하여 그와 거의 같은 제 2 귀환신호를 생성하고,

상기 귀환회로는 부하 전류가 흐르고 있을 때에는 상기 제 1 귀환신호를 상기 제어회로에 공급하고, 부하 전류가 흐르고 있지 않을 때에는 상기 제 2 귀환신호를 상기 제어회로에 공급하는 것을 특징으로 하는 스위칭 정전류 전원장치.
제2항에 있어서, 상기 신호 유지기능부분이 피크 홀드 회로를 구비하고, 상기 제 2 제어신호는 부하 전류가 흐르고 있을 때에 발생된 상기 제 1 귀환신호의 최대값과 거의 같은 크기인 것을 특징으로 하는 스위칭 정전류 전원장치.
제3항에 있어서, 상기 신호 유지기능부분이 리셋 회로를 추가로 구비하고,

상기 리셋 회로는 부하 전류가 흐르고 있지 않는 상태로부터 흐르고 있는 상태로 전환하였을 때, 상기 피크 홀드 회로에 그 회로상태를 초기상태로 복귀시키는 신호를 공급하는 것을 특징으로 하는 스위칭 정전류 전원장치.
제2항에 있어서, 상기 부하가 고속으로 온/오프되는 LED를 구비하고, 상기 스위칭 정전류 전원장치가 온상태일 때의 상기 LED에 소정의 전류를 공급하는 것임을 특징으로 하는 스위칭 정전류 전원장치.
제3항에 있어서, 상기 부하가 고속으로 온/오프되는 LED를 구비하고, 상기 스위칭 정전류 전원장치가 온상태일 때의 상기 LED에 소정의 전류를 공급하는 것임을 특징으로 하는 스위칭 정전류 전원장치.
제4항에 있어서, 상기 부하가 고속으로 온/오프되는 LED를 구비하고, 상기 스위칭 정전류 정원장치가 온상태일 때의 상기 LED에 소정의 전류를 공급하는 것임을 특징으로 하는 스위칭 정전류 전원장치.