JPS61123218A - 半導体論理回路 - Google Patents
半導体論理回路Info
- Publication number
- JPS61123218A JPS61123218A JP59243307A JP24330784A JPS61123218A JP S61123218 A JPS61123218 A JP S61123218A JP 59243307 A JP59243307 A JP 59243307A JP 24330784 A JP24330784 A JP 24330784A JP S61123218 A JPS61123218 A JP S61123218A
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- Japan
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- input
- output
- input terminal
- transistor
- turned
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/20—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits characterised by logic function, e.g. AND, OR, NOR, NOT circuits
- H03K19/21—EXCLUSIVE-OR circuits, i.e. giving output if input signal exists at only one input; COINCIDENCE circuits, i.e. giving output only if all input signals are identical
- H03K19/215—EXCLUSIVE-OR circuits, i.e. giving output if input signal exists at only one input; COINCIDENCE circuits, i.e. giving output only if all input signals are identical using field-effect transistors
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- Physics & Mathematics (AREA)
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- Computer Hardware Design (AREA)
- Computing Systems (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は論理回路に関し、特にp型及びn゛型MIS電
界効果トランジスタ(MTn9−?ICT)を各々2す
組合せて排他的論理和(exclusite−0,1)
、若しくは排他的否定論理和(・xalusiマ・−
MOR)を論理機能として有するようにした論理回路に
関する。
界効果トランジスタ(MTn9−?ICT)を各々2す
組合せて排他的論理和(exclusite−0,1)
、若しくは排他的否定論理和(・xalusiマ・−
MOR)を論理機能として有するようにした論理回路に
関する。
第5図は従来のsxolugivs−OR(II!X−
0R)回路の一例、第6図は従来のsxclug−1v
e−NOR(IX−NOR)回路のm−である。第5,
6図において1τp1パp2y ”115p ”p4e
Tp5はp型MIS−’ ” 7% ”n、I ”!
12? Tn3.Tn4y T!構成 はn型M工8−
Fll!Tを示T0 通常、′a1の電源vDOは正電圧が印加され、第2の
電源vss は接地される。
0R)回路の一例、第6図は従来のsxclug−1v
e−NOR(IX−NOR)回路のm−である。第5,
6図において1τp1パp2y ”115p ”p4e
Tp5はp型MIS−’ ” 7% ”n、I ”!
12? Tn3.Tn4y T!構成 はn型M工8−
Fll!Tを示T0 通常、′a1の電源vDOは正電圧が印加され、第2の
電源vss は接地される。
このような構成において、第5図回路の動作を以下に説
明する。
明する。
今、入力端子BCLレベル″″0″か入力されている場
合、P型M工8−’I!l+TT およびTpsはオ
ンであり、n型M工5−IFITT およびτはオフ
である。このような状態において、入力端千人に信号P
が入力されるとPのH又はLに対応して?p、、 Tユ
1t”P5およびTn、がオン又はオフ状態になる。こ
の場合、TI、2がオン、Tn2はオフであるために′
f′1>1と’I’rL1の組によって1段目のインバ
ータが形成され、その反転信号@丁”がTI、4gよび
T14のゲートに入力される。さらに”psがオン、′
rユ、はオフであるためにTP4とTn4の組によって
2段目のインバータが形成され、反転信号下は非反転信
号Pとなり出力端子Xから出力される。このように入力
信号Pは2段のインバータを経て?(入力)→丁(1段
目)′→P(出力)となり出力端子Xより非反転出力P
として出力される◎一方、入力端子1にRレペ/I/@
1″が入力されている場合、Tn2およびTn5はオン
であり、T、2およびTp5はオフである。このような
状態において、前述と同様入力端千人に信号Pが入力さ
れる。
合、P型M工8−’I!l+TT およびTpsはオ
ンであり、n型M工5−IFITT およびτはオフ
である。このような状態において、入力端千人に信号P
が入力されるとPのH又はLに対応して?p、、 Tユ
1t”P5およびTn、がオン又はオフ状態になる。こ
の場合、TI、2がオン、Tn2はオフであるために′
f′1>1と’I’rL1の組によって1段目のインバ
ータが形成され、その反転信号@丁”がTI、4gよび
T14のゲートに入力される。さらに”psがオン、′
rユ、はオフであるためにTP4とTn4の組によって
2段目のインバータが形成され、反転信号下は非反転信
号Pとなり出力端子Xから出力される。このように入力
信号Pは2段のインバータを経て?(入力)→丁(1段
目)′→P(出力)となり出力端子Xより非反転出力P
として出力される◎一方、入力端子1にRレペ/I/@
1″が入力されている場合、Tn2およびTn5はオン
であり、T、2およびTp5はオフである。このような
状態において、前述と同様入力端千人に信号Pが入力さ
れる。
この場合には、”p2および”p5がオフであるために
前述の1段目、2段目のインバータは形成されず、代り
にち、がオンとなり、T□2がオンであることによって
τp4がオン、 Tn4はオフとなるのでτ、SとTn
5の組によりインバータが形成される。
前述の1段目、2段目のインバータは形成されず、代り
にち、がオンとなり、T□2がオンであることによって
τp4がオン、 Tn4はオフとなるのでτ、SとTn
5の組によりインバータが形成される。
従って、入力信号Pは1段のインバータご経てP(入力
)→Y(出力]となり出力端子Xより反転出力Pとして
出力される。
)→Y(出力]となり出力端子Xより反転出力Pとして
出力される。
第6図の従来回路も第5図回路の動作と同様なので説明
を省略するが、この場合には入力端千人に入力される。
を省略するが、この場合には入力端千人に入力される。
信号Pに対して、入力端子Bに@0′が入力されている
と出力端子Xには第5図回路とは逆に反転出力下が出力
され、入力端子Bに′″1#が入力されると非反転出力
Pが出力されるO 〔発明が解決しようとする問題点〕 上述した第5図、第6図の回路構成においては、例えば
入力端子Bが”0”の状態と11″の状態とでは入力端
子Aに入力される信号Pが出力されるまでの通過段故に
差が生じている。即ち、第5図回路の場合では、前述の
如く、入力端子Bが@0”の場合には入力端子Aの信号
Pはp−eτ−opとなりインバータ2段を経て出力さ
れ、一方、入力端子Bが“1mの場合には信号Pはp−
+丁となりインバータ1段を経て出力される。
と出力端子Xには第5図回路とは逆に反転出力下が出力
され、入力端子Bに′″1#が入力されると非反転出力
Pが出力されるO 〔発明が解決しようとする問題点〕 上述した第5図、第6図の回路構成においては、例えば
入力端子Bが”0”の状態と11″の状態とでは入力端
子Aに入力される信号Pが出力されるまでの通過段故に
差が生じている。即ち、第5図回路の場合では、前述の
如く、入力端子Bが@0”の場合には入力端子Aの信号
Pはp−eτ−opとなりインバータ2段を経て出力さ
れ、一方、入力端子Bが“1mの場合には信号Pはp−
+丁となりインバータ1段を経て出力される。
このように他方の入力状態によつて非反転出力と反転出
力との通過段数に差があるために論理回路の設計上、伝
搬遅延時間の変動を考慮せねばならず全体としてシステ
ムのタイミング設計を厳しくする。即ち、システムの動
作速度の低下やサイクルタイムの増大などの問題を生ず
る。
力との通過段数に差があるために論理回路の設計上、伝
搬遅延時間の変動を考慮せねばならず全体としてシステ
ムのタイミング設計を厳しくする。即ち、システムの動
作速度の低下やサイクルタイムの増大などの問題を生ず
る。
さらに、入力から出力までの通過素子数が多いために伝
搬遅延時間を長くシ、かつ機能の高集積化の障害にもな
っている。
搬遅延時間を長くシ、かつ機能の高集積化の障害にもな
っている。
〔問題点を解決するための手段および作用〕本発明は上
述の問題点を解決した排他的論理和若しくは排他的否定
論理和機能を有する半導体論理回路であって、他方の人
力の状態によらず通過段数は1段のみでありかつ素子数
を少なくしこれにより伝搬遅延時間が短くなり機能の高
集積化が可能な論理回路を提供することであり、本発明
によれば、一方の入力端子にゲートを接続し他方の入力
端子にソース側を接続し出力端子にドレイン側を接続す
る第1のトランジスタ、該一方の入力端子にソース側を
接続し該他方の入力端子にゲートを接続し該出力端子に
ドレイン側を接続する第2のトランジスタ、該一方の入
力端子にゲートを接続し第2の電源にソース側を接続す
る第6のトランジスタ、および該、他方の入力端子にゲ
ートを接続し該第3のトランジスタのドレンン側にソー
ス側を接続し該出力端子にドレイン側を接続する第4の
トランジスタ、を具備することを特徴とする排他的論理
和機能を有する半導体論理回路が提供され、ざらに本発
明によれば、一方の入力端子にゲートを接続し出力端子
にドレイン側を接続する第1のトランジスタ、他方の入
力端子にゲートを接続し該第1のトランジスタのソース
側にドレイン側を接続し第1の電源にソース側を接続す
る第2のトランジスタ、該一方の入力端子にゲートを接
続し該他方の入力端子にソース側を接続し該出力端子に
ドレイン側を接続する第6のトランジスタ、および該一
方の入力端子にソース側を接続し該他方の入力端子にゲ
ートを接続し該出力端子にドレイン側を接続する第4の
トランジスタ、を具備することを特徴とする排他的否定
論理和機能を有する半導体論理回路が提供される。
述の問題点を解決した排他的論理和若しくは排他的否定
論理和機能を有する半導体論理回路であって、他方の人
力の状態によらず通過段数は1段のみでありかつ素子数
を少なくしこれにより伝搬遅延時間が短くなり機能の高
集積化が可能な論理回路を提供することであり、本発明
によれば、一方の入力端子にゲートを接続し他方の入力
端子にソース側を接続し出力端子にドレイン側を接続す
る第1のトランジスタ、該一方の入力端子にソース側を
接続し該他方の入力端子にゲートを接続し該出力端子に
ドレイン側を接続する第2のトランジスタ、該一方の入
力端子にゲートを接続し第2の電源にソース側を接続す
る第6のトランジスタ、および該、他方の入力端子にゲ
ートを接続し該第3のトランジスタのドレンン側にソー
ス側を接続し該出力端子にドレイン側を接続する第4の
トランジスタ、を具備することを特徴とする排他的論理
和機能を有する半導体論理回路が提供され、ざらに本発
明によれば、一方の入力端子にゲートを接続し出力端子
にドレイン側を接続する第1のトランジスタ、他方の入
力端子にゲートを接続し該第1のトランジスタのソース
側にドレイン側を接続し第1の電源にソース側を接続す
る第2のトランジスタ、該一方の入力端子にゲートを接
続し該他方の入力端子にソース側を接続し該出力端子に
ドレイン側を接続する第6のトランジスタ、および該一
方の入力端子にソース側を接続し該他方の入力端子にゲ
ートを接続し該出力端子にドレイン側を接続する第4の
トランジスタ、を具備することを特徴とする排他的否定
論理和機能を有する半導体論理回路が提供される。
第1図は第1の発明に係る排他的論理和機能【有する論
理回路の一実施例回路図である。#!1図において、T
I)1s”p2はp型MX8−WET:、”n、e ”
n2はn型MII9−IFI’E’である。
理回路の一実施例回路図である。#!1図において、T
I)1s”p2はp型MX8−WET:、”n、e ”
n2はn型MII9−IFI’E’である。
このような構成において、入力端子BにLレベル@0”
が入力されていると”p2はオンとなり、Tn2はオフ
となる@このような状態において、入力端千人に信号P
が入力されると、PのH又はLに対応してで およびT
n、がオン又はオフとなる◇この場合、で はオフとな
っているのでTユ、の状態は出力に対して無効となり、
またTp、のソースSに接続された入力端子BはTpl
がオンのとき(信号Pが乙のとき)のみ出力端子と導通
ずる。
が入力されていると”p2はオンとなり、Tn2はオフ
となる@このような状態において、入力端千人に信号P
が入力されると、PのH又はLに対応してで およびT
n、がオン又はオフとなる◇この場合、で はオフとな
っているのでTユ、の状態は出力に対して無効となり、
またTp、のソースSに接続された入力端子BはTpl
がオンのとき(信号Pが乙のとき)のみ出力端子と導通
ずる。
さらにTI、2はオンとなつているので?p□は転送ゲ
ートとして機能し、入力信号PのHレベルはそのまま出
力端子Xに非反転出力Pとして出力され、一方、入力信
号PがLレベルの場合には”plがオンし、Tp2もす
でにオンとなっているために出力側からTplおよび’
rp2f:経て入力側に電荷を引抜くことになる。従っ
て、入力信号Pは転送ゲートとして機能する”P2と”
Plの並列1段分を経て出力されるので伝搬遅延時間を
短くすることができる。
ートとして機能し、入力信号PのHレベルはそのまま出
力端子Xに非反転出力Pとして出力され、一方、入力信
号PがLレベルの場合には”plがオンし、Tp2もす
でにオンとなっているために出力側からTplおよび’
rp2f:経て入力側に電荷を引抜くことになる。従っ
て、入力信号Pは転送ゲートとして機能する”P2と”
Plの並列1段分を経て出力されるので伝搬遅延時間を
短くすることができる。
一方、入力端子BにHレベル“1”が入力されていると
、前述とは逆にTp2はオフとなり、Tn2、ユオッ、
!、ヶ、。ユ。ようヶ状態、おい工、1入力端子人に信
号Pが入力されるとPのH又はLに対応してTp、およ
びT!l、がオン又はオフとなる。この場合、T はオ
フとなっているのでTp□に入力される信号Pは出力さ
れず、また”91のソースSに接続された入力端子Bは
Tplがオンのとき(信号PがLのときンのみ出力端子
Xと4通する。ざらにTn2はオンとなっているので、
入力信号PのH又は乙に対応してオン・オフするTn、
の出力は、出力端子Xと導通する。従ってTnlはイン
バータとして機能し入力信号Pの反転出力yが出力され
る。入力信号rがLレベルのときにけち、はオフとなり
T はオンとなるので”Ellは転送ゲートとして機能
し入力端子Bの11”が出力される◇従って入力信号P
はち、1段分のインバータ又は T1.の転送ゲートの
みなので前述と同様、伝搬遅延時間を短くすることがで
きる。
、前述とは逆にTp2はオフとなり、Tn2、ユオッ、
!、ヶ、。ユ。ようヶ状態、おい工、1入力端子人に信
号Pが入力されるとPのH又はLに対応してTp、およ
びT!l、がオン又はオフとなる。この場合、T はオ
フとなっているのでTp□に入力される信号Pは出力さ
れず、また”91のソースSに接続された入力端子Bは
Tplがオンのとき(信号PがLのときンのみ出力端子
Xと4通する。ざらにTn2はオンとなっているので、
入力信号PのH又は乙に対応してオン・オフするTn、
の出力は、出力端子Xと導通する。従ってTnlはイン
バータとして機能し入力信号Pの反転出力yが出力され
る。入力信号rがLレベルのときにけち、はオフとなり
T はオンとなるので”Ellは転送ゲートとして機能
し入力端子Bの11”が出力される◇従って入力信号P
はち、1段分のインバータ又は T1.の転送ゲートの
みなので前述と同様、伝搬遅延時間を短くすることがで
きる。
このように第1図回路では信号通過段数他方の入力の状
態によらず、転送ゲート1段分(入力端子Bの入力がL
レベルのときンか又はインバータ1段分(入力端子Bの
入力がHレベルのとき)かの1段分のみであり、かつ入
力端子の負荷効果(本実施例では711?2個、転送ゲ
ート1個]が少なくないので伝搬遅延時間を均等化し、
かつ短くすることができて、論理設計上の不都合を一解
消することができ、さらに素子数が第5.6図の従来回
路に比べて半数以下となるので機能の高集積化が可能で
ある。
態によらず、転送ゲート1段分(入力端子Bの入力がL
レベルのときンか又はインバータ1段分(入力端子Bの
入力がHレベルのとき)かの1段分のみであり、かつ入
力端子の負荷効果(本実施例では711?2個、転送ゲ
ート1個]が少なくないので伝搬遅延時間を均等化し、
かつ短くすることができて、論理設計上の不都合を一解
消することができ、さらに素子数が第5.6図の従来回
路に比べて半数以下となるので機能の高集積化が可能で
ある。
第2図は第2の発明に係る排他的否定論理和機能を有す
る論理回路の一実施例回路図である。第2図において、
第1図と同様Tp、ITI)2はp型MxB−FET、
T!11.Tn2は!1型M r B −’!WTで
ある。
る論理回路の一実施例回路図である。第2図において、
第1図と同様Tp、ITI)2はp型MxB−FET、
T!11.Tn2は!1型M r B −’!WTで
ある。
このような構成において、基本的動作は第1図回路と同
様なので説明を簡略化するが、入力端子BにLレベル1
01が入力された場合には、チ。
様なので説明を簡略化するが、入力端子BにLレベル1
01が入力された場合には、チ。
はオンとなりT!12はオフとなる。このような状態に
おいて、入力端千人に信号Pが入力されるとPのE又は
Lに対応してTp、およびTnlはオン又はオフとなる
。この場合、Tn2はオフしているので転送ゲートとし
て機能せず、そして入力端子AがHのときはTI)1は
オフとなりTn、はオンとなるので出力端子Xから入力
端子BG、ニー電荷が引抜かれ出力に@0′があられれ
る。従って、入力信号Pに・対して反転出力iが出力さ
れる。次に入力端子AがLレベルになるとTI)、はオ
ンとなりで□、はオフとなる◇従って”P2はすでにオ
ンとなっているので電源vDDから出力端子Xに電流が
流れまたTユ。
おいて、入力端千人に信号Pが入力されるとPのE又は
Lに対応してTp、およびTnlはオン又はオフとなる
。この場合、Tn2はオフしているので転送ゲートとし
て機能せず、そして入力端子AがHのときはTI)1は
オフとなりTn、はオンとなるので出力端子Xから入力
端子BG、ニー電荷が引抜かれ出力に@0′があられれ
る。従って、入力信号Pに・対して反転出力iが出力さ
れる。次に入力端子AがLレベルになるとTI)、はオ
ンとなりで□、はオフとなる◇従って”P2はすでにオ
ンとなっているので電源vDDから出力端子Xに電流が
流れまたTユ。
はオフしているので電流は流れず、負荷容量をチャーシ
ア、プするので出力端子XはHレベルとなる。即ち、入
力信号Pに対応して出力に非反転出力Pが出力される。
ア、プするので出力端子XはHレベルとなる。即ち、入
力信号Pに対応して出力に非反転出力Pが出力される。
このようにTp、の1段によってインバータが構成され
る。
る。
一方、入力端子BがHレベル′1”のときはTp2はオ
フとなり、T−2はオンとなる。このような状態におい
て、入力端子Aに信号Pが入力されると、PがHレベル
のときはち、はオンとなりかつTn2はTでにオンとな
っており転送ゲートとして機能しているので、入力端子
AのHレベルと入力端子BのHレベルとが並列に出力端
子Xにあられれ、負荷容量のチャーシア、プを早めるこ
とになり動作速度が高速化される。一方、入力端子Aが
Lレベルのときはち、はオフとなるが丁でにT鳳2がオ
ンとなっているため転送ゲートとして機能し出力に”0
”があられれる。
フとなり、T−2はオンとなる。このような状態におい
て、入力端子Aに信号Pが入力されると、PがHレベル
のときはち、はオンとなりかつTn2はTでにオンとな
っており転送ゲートとして機能しているので、入力端子
AのHレベルと入力端子BのHレベルとが並列に出力端
子Xにあられれ、負荷容量のチャーシア、プを早めるこ
とになり動作速度が高速化される。一方、入力端子Aが
Lレベルのときはち、はオフとなるが丁でにT鳳2がオ
ンとなっているため転送ゲートとして機能し出力に”0
”があられれる。
このように第2図回路では、第1図回路と同様、信号通
過段数が他方の入力の状態によらず転送ゲート1段分(
入力端子BがHレベルのとき)か又はインバータ1段分
(入力端子BffiLレベルのと含)かの1段分のみで
あり、前述と同様に入力端子の負荷効果が少ないので伝
搬遅延時間を短くすることができて論理設計上の不都合
を解消することができ、さらに素子数が第5,6図の従
来回路に比べて半数以下となるので機能の高集積化が可
能である。
過段数が他方の入力の状態によらず転送ゲート1段分(
入力端子BがHレベルのとき)か又はインバータ1段分
(入力端子BffiLレベルのと含)かの1段分のみで
あり、前述と同様に入力端子の負荷効果が少ないので伝
搬遅延時間を短くすることができて論理設計上の不都合
を解消することができ、さらに素子数が第5,6図の従
来回路に比べて半数以下となるので機能の高集積化が可
能である。
第3図(+!り〜(e)は第1図に示すIAX−OR回
路と第2図に示すEX−NOR回路とを0M0Sインバ
ータと共に相互接続した例であり、(α)ではEX−O
Rおよび]!1X−NORからHレベルが出力され、(
b)ではEX−NORおよびlX−0Rから11.ベル
が出力され、(C)ではEX−ORからLレベル、lX
−NORからHレベルが出力される。図において、P型
およびn73MO8−IFITに示される”ON’、”
0IFF ”は、入力がL又はHレベルのときの各M
OS −1fETのオン・オフ状態を示したものである
。
路と第2図に示すEX−NOR回路とを0M0Sインバ
ータと共に相互接続した例であり、(α)ではEX−O
Rおよび]!1X−NORからHレベルが出力され、(
b)ではEX−NORおよびlX−0Rから11.ベル
が出力され、(C)ではEX−ORからLレベル、lX
−NORからHレベルが出力される。図において、P型
およびn73MO8−IFITに示される”ON’、”
0IFF ”は、入力がL又はHレベルのときの各M
OS −1fETのオン・オフ状態を示したものである
。
(α)〜(C)で解るとおり人力状態がどのような組合
せであってもMO3負荷駆動でさえあればHX−OR,
xx−won共にスタティック・パワーはゼロである。
せであってもMO3負荷駆動でさえあればHX−OR,
xx−won共にスタティック・パワーはゼロである。
第41iU(4)、 (A)は第1v!Jに示すMX−
OR回路と第2図に示すII+X−NOR@路の出力駆
動能力を強化させた回路例である。(α)はEX−OR
とバイポーラトランジスタとの組合せ、(句はEX−1
10Rとバイポーラトランジスタとの組合せ例である。
OR回路と第2図に示すII+X−NOR@路の出力駆
動能力を強化させた回路例である。(α)はEX−OR
とバイポーラトランジスタとの組合せ、(句はEX−1
10Rとバイポーラトランジスタとの組合せ例である。
共にバイポーラトランジスタの相補型エミ、り70ワ出
力となりているので0−MOSに比べて出力駆動能力が
大幅に向上し、スイッチング速度の高速化が可能である
。
力となりているので0−MOSに比べて出力駆動能力が
大幅に向上し、スイッチング速度の高速化が可能である
。
本発明によれば、入力信号が出力されるまでの通過段数
が他方の入力の状態によらず、1段のみに均等化されか
つ入力端子の負荷効果が少ないので伝搬遅延時間を短く
することができ、さらに素子数が従来回路に比べて半数
以下となるため機能の高集積化が可能な排他的論理和若
しくは排他的否定論理和機能ご有する論理回路を提供す
ることができる。
が他方の入力の状態によらず、1段のみに均等化されか
つ入力端子の負荷効果が少ないので伝搬遅延時間を短く
することができ、さらに素子数が従来回路に比べて半数
以下となるため機能の高集積化が可能な排他的論理和若
しくは排他的否定論理和機能ご有する論理回路を提供す
ることができる。
第1図は第1の発明に係る排他的論理和機能を有する半
導体論理回路の一実施例回路図、第2図は第2の発明に
係る排他的否定論理和機能?有する半4体論理回路の一
実施例回路図、第6図(α)〜(C)は第1図回路およ
び第2図回路と0−MOSインバータ回路との相互接続
?示す回路図、嵜す※第4図(α)、 (h)は第1図
回路および第2FyJ回路と相補型バイポーラトランジ
スタとの組合せ例を示す回路図卆勿4で 第5図は従来の排他的論理和側能を有する半導体論理回
路の一例、および 第6図は従来の排他的否定論理和機能を有する半導体論
理回路の一例である。 (符号の説明〉 TI)1 = Tp2.”p5T Tp41 Tp5・
・・p型M工5−FF!TTn1 + Tn2+ TI
i3+ Tn4. Tn5− n iMMIS −IF
II!T嶋4図 (a) 第4図(b)
導体論理回路の一実施例回路図、第2図は第2の発明に
係る排他的否定論理和機能?有する半4体論理回路の一
実施例回路図、第6図(α)〜(C)は第1図回路およ
び第2図回路と0−MOSインバータ回路との相互接続
?示す回路図、嵜す※第4図(α)、 (h)は第1図
回路および第2FyJ回路と相補型バイポーラトランジ
スタとの組合せ例を示す回路図卆勿4で 第5図は従来の排他的論理和側能を有する半導体論理回
路の一例、および 第6図は従来の排他的否定論理和機能を有する半導体論
理回路の一例である。 (符号の説明〉 TI)1 = Tp2.”p5T Tp41 Tp5・
・・p型M工5−FF!TTn1 + Tn2+ TI
i3+ Tn4. Tn5− n iMMIS −IF
II!T嶋4図 (a) 第4図(b)
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、一方の入力端子にゲートを接続し他方の入力端子に
ソース側を接続し出力端子にドレイン側を接続する第1
のトランジスタ、該一方の入力端子にソース側を接続し
該他方の入力端子にゲートを接続し、該出力端子にドレ
イン側を接続する第2のトランジスタ、該一方の入力端
子にゲートを接続し第2の電源にソース側を接続する第
3のトランジスタ、および該他方の入力端子にゲートを
接続し該第3のトランジスタのドレイン側にソース側を
接続し該出端子にドレイン側を接続する第4のトランジ
スタ、を具備することを特徴とする排他的論理和機能を
有する半導体論理回路。 2、該第1および第2のトランジスタがp型MIS電界
効果トランジスタにより構成される特許請求の範囲第1
項に記載の半導体論理回路。 3、該第3および第4のトランジスタがn型MIS電界
効果トランジスタにより構成される特許請求の範囲第1
項に記載の半導体論理回路。 4、一方の入力端子にゲートを接続し出力端子にドレイ
ン側を接続する第1のトランジスタ、他方の入力端子に
ゲートを接続し該第1のトランジスタのソース側にドレ
イン側を接続し第1の電源にソース側を接続する第2の
トランジスタ、該一方の入力端子にゲートを接続し該他
方の入力端子にソース側を接続し該出力端子にドレイン
側を接続する第3のトランジスタ、および該一方の入力
端子にソース側を接続し該他方の入力端子にゲートを接
続し該出力端子にドレイン側を接続する第4のトランジ
スタ、を具備することを特徴とする排他的否定論理和機
能を有する半導体論理回路。 5、該第1および第2のトランジスタがp型MIS電界
効果トランジスタにより構成される特許請求の範囲第4
項に記載の半導体論理回路。 6、該第3および第4のトランジスタがn型MIS電界
効果トランジスタにより構成される特許請求の範囲第4
項に記載の半導体論理回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59243307A JPS61123218A (ja) | 1984-11-20 | 1984-11-20 | 半導体論理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59243307A JPS61123218A (ja) | 1984-11-20 | 1984-11-20 | 半導体論理回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61123218A true JPS61123218A (ja) | 1986-06-11 |
Family
ID=17101885
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59243307A Pending JPS61123218A (ja) | 1984-11-20 | 1984-11-20 | 半導体論理回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61123218A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6753695B2 (en) | 2001-03-29 | 2004-06-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit device and pulse width changing circuit |
EP2461483A1 (en) * | 2009-07-29 | 2012-06-06 | Kyocera Corporation | Transfer gate circuit, and power combining circuit, power amplifying circuit, transmission device, and communication device using the transfer gate circuit |
-
1984
- 1984-11-20 JP JP59243307A patent/JPS61123218A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6753695B2 (en) | 2001-03-29 | 2004-06-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit device and pulse width changing circuit |
KR100465082B1 (ko) * | 2001-03-29 | 2005-01-06 | 가부시끼가이샤 도시바 | 반도체 집적 회로 장치 및 펄스폭 변경 회로 |
EP2461483A1 (en) * | 2009-07-29 | 2012-06-06 | Kyocera Corporation | Transfer gate circuit, and power combining circuit, power amplifying circuit, transmission device, and communication device using the transfer gate circuit |
EP2461483A4 (en) * | 2009-07-29 | 2014-04-23 | Kyocera Corp | TRANSFER DOOR CIRCUIT, AND POWER COMBINATION CIRCUIT, POWER AMPLIFICATION CIRCUIT, TRANSMISSION DEVICE, AND COMMUNICATION DEVICE USING THE TRANSFER DOOR CIRCUIT |
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