JPS6038955B2 - 誘導電動機の速度制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導電動機の速度制御方法に係り、特に二次磁
束と二次電流とが常に直交するよに制御する所謂ベクト
ル制御に関するものである。

誘導電動機を可変電圧可変周波電源装置（ＶＶＶＶＦ）
で駆動する場合、一次電流の振幅値と周波数の諸量の他
に位相をも加味して所定の制御を行なう、所謂ベクトル
制御なるものが近時脚光を拳びつつある。

かかるベクトル制御の原理を先ず具体的に説明し併せて
従来のベクトル制御の問題点を述べるものとする。誘導
電動機の電圧方式はよく知られているように以下に示す
‘１）式のように表わされる。但し｛１｝式でし，ｑは
一次電圧のｄ軸成分で、同様にし，ｑは一次電圧のｑ鞠
成分で、ｒ，は一次抵抗、ｒ２は二次抵抗、Ｌ．．は一
次側の自己インダクタンス、し２は二次側の自己インダ
クタンス、Ｌ，２は一次側と二次側の相互インダクタン
ス、叫まｄ−ｑ軸座標系の回転角速度、の２は回転子の
回転角速度、ｉ，ｄ及びｉ，ｑは一次電流のｄ軸成分、
ｑ軸成分を、同様にｉ２ｄ及びｉ２ｑは二次電流のｄ軸
成分、ｑ軸成分を、Ｐは微分演算子をそれぞれ示す。こ
のｍ式で例えば二次巻線につき次の‘２１式、‘３’式
を成立する。但し■ｓはすべり角速度でのｓ＝（の一の
２）、０＝ＰＬ２・ｉ，ｑ十のｓＬ２・ｉ，ｄ ＋（ｒ２十ＰＬ２）ｉ２ｑ＋のＳＬ２；２ｄ
…【２）○ｉ一也ｓＬ２・ｉ，ｑ＋ＰＬ２ｉ，ｄ−のＳ
Ｌ２ｉ２ｑ十（ｒ２十ＰＬ２）ｉ２ｄ ，．．
糊この｛２｝式及び【３｝式を整理すれば０ニＰ（Ｌ２
．ｉ，ｑ十｝２．的） 十のｓ（し２．ｉ，ｄ＋Ｌ２．ｉ２ｄ）＋ｒ２．凶 ，
．．‘４｝。

：Ｐ（Ｌ２・ｉｌｄ＋Ｌ２・ｉ２ｄ）一のＳ（Ｌ１２・
ーｌｑ十Ｌ２・ｉ２ｑ）十ｒ２・ｉ２ｄ
…【５１この【４｝式及び‘５｝式で右辺の項
の（Ｌ，２・ｉ，ｑ＋−２・ｉ２ｑ），（Ｌ２・ｊ，ｄ
十Ｌ２・ｉ２ｄ）は二次巻線のｑ軸成分，ｄ軸成分と鎖
交する磁束で、これら鎖交する二次磁束を入２ｑ，入２
ｄで示せば下記【６ー式”‘７｝式となる。入射ニＬ，
２，１，ｑ＋Ｌ２２・１２ｑ …【６
ー入幻＝Ｌ．２・ｉ，ｑ十−２・ｉ２ｑ
…のトルクＴは‘６ー式，｛７｝式の二次磁束と二次
電流凶，ｉ匁とで決定されるのでＴ＝ｋＴ（入２ｑ・ｉ
２ｄ一入よ・ｉ２ｑ） ・・・‘８１但しｋＴは
定数でｋＴ＝３／２・ｎ／２（ｎ：極数）ここで二次巻
線と鎖交する磁束数、即ち二次磁束を作る電流ｉｏ 〔
ｉｏｑ，ｉｏｄ〕は下記‘９１式及び胤式で示され桝ニ
Ｌ２２／Ｌ２．ｉ２ｑ＋ｉ，ｑ ，．
・‘９’１汎＝Ｌ２２／Ｌ２．ｉ２ｑ十ｉ，ｑ
・・・００この‘９）式及び■式を上記側式及
び■式に代入すれば、下記（１１）式及び（１２）式が
得られる。

。ニＰＬ２，ｉｏｑ十のＳ，Ｌ２，ｉ。ｄ十ｒ２，ー２
ｑ，．，（１１）。ニＰＬ２・ｉ。ｑ一のｓ・Ｌ２・ｉ
。ｄ十ｒ２・１４・・・（１２）この（１１）式及び（
１２）式を整理して二次電流のｑ軸成分、ｄ藤成分を求
めればー２ｑニーＬ１２／ｒ２（Ｐ，ｉ。

ｑ＋のＳ，ｉ。ｄ） …（１３）ｉよ＝Ｌ，２／ｒ２（
ｗｓ・ｌｏｑ−Ｐ・ｉ。ｄ） …（１心このようにし
て得られた二次電流のｑ軸成分及びｄ鞠成分を、上記■
式及びの式を利用して■式に代入してトルクＴの瞬時式
を求めると次に二次磁束を形成する電流ｉｏ〔ｉｏｑ，
杖〕と二次電流ｉ２０２ｑ，ｉ２ｄ〕との関係について
述べてみるに二次磁束は上記｛６｝式、‘７｝式と‘９
’式、肌式よりｉ２＝Ｌ，２・ｉｏの関係があることが
理解できる。

一方、二次磁束をつくる電流ｉｏと二次電流ｉ２とが直
交する条件は、第１図に示すベクトル図（縦軸にｄ軸、
機軸にｑ軸をとってある）の対応関係より、△ＯＭＢと
△ＡＤＣとが相似であればよい。即ち第１図のベクトル
図で二次電流ｊ２のｑ軸成分，ｄ軸成分と磁束の成分電
流ｉｏのｄ軸成分，ｑ軸成分とがそれぞれ下記（１６）
式、（１７）式の関係にあれば、二次磁束と二次電流と
が常に直交することとなり誘導機を直流機なみの制御性
能をもたせることができる。凶二−ｋ．ｉ。

ｄ …（１６）ｊ２ｄ＝ｋ・
ｉｏｑ ・・・（１７）（但しｋは定数）従って
二次磁束の電流成分ｉｏと二次電流ｉ２との関係は上記
（１３）式，（１４）式で示されるので、これら関係式
と上言己（１６）式、（１７）式で示される関係式とを
同時に満足するように磁束電流ｃｏと二次電流ｉ２とを
制御すれば、直流機なみの制御性能が得られることはよ
く知られている所である。さて定常状態では（１３），
（１４）式で示される微分演算式Ｐが零であるため、こ
のＰ＝０を（１３）式，（１４）式に代入すれば下記（
１８）式が得られる。１２ｑニＬ，２／ｒ２・ｗＳ・ｉ
。

ｄ …（１８）ｉ２ｄ＝−Ｌ，２／ｒ２
・のＳ・ｌｏｑこの（１８）式より明らかなように、（
１８）式は上記（１６）式，（１７）式で示す条件を満
足しており二次磁束と二次電流とは直交していることが
理解できる。

次に過渡状態に於て二次磁束と二次電流とを直交させる
ためには、上記（１３）式，（１４）式の微分程式を解
いて制御すればよいが非常に複雑である。

従って一方法として磁束電流ｉ。の一定制御を行なえば
、（１３）式，（１４）式のＰｉｏの項は零となり非常
に単純化できる。かかる方法によれば上記（１３）式，
（１４）式の微分方程式は下記（１９）式で示され、こ
の（１９）式をみれば明らかなように定常時の（１８）
式と全く同一となり、二次磁束と二次電流とが直交する
ことは勿論のこと、上記（１５）式で示されるるトルク
Ｔの瞬時式でＰｉ４，Ｐｉｏｑの微分項が零となりｔト
ルクはすべりの角速度のｓに比例することになる。１２
ｑ＝Ｌ，２／ｒ２・のｓ・ｉｏｄ …（
１のｉ２ｄ＝Ｌ，２／ｒ２・のＳ・ｌｏｑ以上のような
動作原理に基づいて二次磁束をつくる電流ｉｏと二次電
流ｉ２とを上記（１３）式，（１４）式及び（１６）式
，（１７）式をそれぞれ満足すべ〈制御すれば、誘導機
そのものに直流機なみの制御性能をもたせることができ
る訳であるが、現実にはｉｏとｉ２とを直接制御するこ
とが不可能であるので、一次電流の振幅値，周波数及び
位相とをそれぞれ制御すべく、先ず上記説明で抜かって
きたｄ−ｑ軸を実際のａ比軸に座標交換する作業を行な
う必要がある。

かかる座標交換する方法として、例えばｄｑ軸はどのよ
うにとってもよいから、ここでは磁束電流ｉｏと同期し
て回るものとして仮定して説明する。磁束電流ｉｏは上
託した如く一定として取り抜かったので、磁束ベクトル
の方向とｑ軸を一致させれば磁束電流ｉｏのｄ軸成分ｉ
ｏｄ及びｑ鞠成分ｉｏｑは、それぞれ下記（２０）式で
示される。ｉ。

ｄ＝０１。

ｑ＝１。 ・・・（２
０）この（２０）式を上記（１９）式に代入すればｉ２
ｄニＬ，２／ｒ２．のＳ，１０１２ｑ＝０
・・・（２１）この（１９）式及び
（２０）式を上記｛９ー式及び皿式に代入して整理すれ
ばｌｏｑ：１，ｑ＝１。

ｉｌｄニ−Ｌ既／ｒ２，のＳ，１０三一１Ｔ ，
．，（２２）この（２２）式でｉ，ｄはトルク電流で、
ｉ，ｄは励磁電流に相当する。

さてｑ軸とａ軸の関係は、第２図のベクトル図で示され
るようにａ＝のｏｔ十ａ（但しａはｔ＝０におけるａ軸
とｑ軸の角度）の相角差があり、ａ相の一次電流ｉ，ａ
は下記の（２３）式で示される。１．ａ＝１，ｑｃｏｓ
ａ十ｉ，ｄｓｉｎ８ ・・・（２３）さ
て第２図のベクトル図でａ軸とｑ軸とが一致した時点を
ｔ＝０とすれば、８＝ｗｏｔ＋ａなる式のａを零とする
ことができる。

この関係式と上記（２２）式より周知のように２相−３
相変換を行なえば、一次電流ｉ，の各相電流ｉ，ａ及び
ｉ，ｂ，ｉ，ｃは下記（２４）式で示される。１１ａニ
１０ＣＯＳの。

ｔ一ＩＴＳｉｎの。ｔらｂ＝１。（のｏｔ十２／３汀）
一ＩＴｓｉｎ（山。

【十２／３汀） ・・・（２の１よニ１０（
の。ｔ一２／３汀）一ＩＴＳｉｎ（の↓一２／３汀） 従って（２４）式で示される関係式となるように一次電
流の各相を制御すれば、二次電流と二次磁束とは常に直
交し直流機なみの制御性能が得られるようになる。

なお（２２）式をベクトル図で示したのが第３図で、こ
の第３図はｄ軸上にトルク電流ｉＴ（ｉ．ｄ）をｑ軸上
に励磁電流ｌｏ（ｉ，ｑ）をそれぞれとって示し、磁束
電流（励磁電流）Ｌと一次電流１，との位相角のまの＝
ｔａｎ‐１・ＩＴ／ｒで示される。以上説明した動作原
理で、従来のベクトル制御では上記（２４）式で示され
る各相の一次電流１，ａ，ｉ，ｄ，ｉ，ｃを基準値とし
て、サィクロコンバ−タ等を介して電動機一次側の各相
電流を制御するものであるが、かかる従来のベクトル制
御法では、上話（２４）式を演算する過程での回路構成
、即ち、一次電流の瞬時値を演算するためのステップが
非常に複雑であるばかりでなく、特に重要なことは、ィ
ンバータで各相の一次電流を正弦波−正負の制御を行な
わなければならず、安価な直例ダイオード方式の電流形
ィンバータを適用することができないことである。

従って必然的にサィクロコンバータを適用しなければな
らず、装置そのものが非常に不経済であるばかりでなく
、回路構成の複雑化と相挨つて装置そのものの信頼性が
低下することである。本発明はこの点に鑑みて発明され
たものであって、特に本願は安価な直例ダイオード方式
の電流形ィンバータを適用し、従来みられるような二相
−三相変換を行なわず直接ィンバータの転流パルスの位
相角を演算して、一次電流の各相の瞬時値を制御し、以
つて二次磁束と二次電流との位相を直接制御することを
一大特徴とし、以下第４図に示す実施例に基づき詳述す
る。第４図で１はサィリスタ純ブリッジ接続した順変換
部で、２は従来周知の直例ダイオード方式の電流形ィン
バータと称される逆変換部で、３は直流中間回路の直流
リアクトルで、４，及び七は電源側の一次電流および負
荷側の電動機一次電流をそれぞれ取出す変流器で、５は
負荷としての誘導電動機で、６は電動機の実速度を取出
す為の遠受検出用小発電機で、７は速度指令と実速度検
出信号を比較する第１の比較器で、８は速度偏差量を増
幅する為の速度制御用増幅器で、９は電流指令と電流検
出信号とを比較する第２の比較器で、１０は電源側の一
次電流を整流して電源側入力電流を検出するための整流
器で、１１は電流偏差量を増幅する電流制御用増幅器で
、１２はゲートパルスを移相する為の自動パルス移相回
路で、１３は増幅した速度偏差量（直流電流ｌｄの設定
信号）と実際の値との間の遅れを補償する為の一次遅れ
要素で、１４は励磁電流ｌｏの指令信号を２乗したもの
と一次電流１，の指令信号を２奏したものとでトルク電
流指令信号ＩＴを得る為の開平器で、１５は開平器より
出力されるトルク電流信号ＩＴと、励磁電流ｌｏの指令
信号と電動機二次時定数ｔ２の設定信号との３諸量を基
にすべり角度Ｓの。を得る為のすべり周波数演算回路で
、１６はすべり周波数Ｓの。と実速度信号のｎとを加算
してィンバータの周波数のｏ を決定する為の加算器で
、１７はトルク電流ＩＴと励磁電流１。とで二次磁束と
一次電流との位相角◇を演算する位相角演算回路で、１
８は電動機一次電流の検出信号よりィンバータのサィリ
ス夕群を転流させる為の転流信号を発生する転流信号発
生回路で、具体的には電流の零点を検出することにより
所要の信号を得ている。１９は発生回路よりの転流信号
群を基に転流遅れ角ｕｄおよび転流重なり角ｕを検出す
る重なり角検出回路で、２川ま点弧パルスと電動機一次
電流との位相差８を演算する為の８演算回路で、この回
路は入力される転流遅れ角検出信号ｕｄ及び転流量なり
角検出信号ｕとを基にして位相差８を求める。

２１はトルク電流ＩＴと励磁電流１。

との逆正後、即ち電動機一次電流と磁束との位相角の信
号と上記８検出信号とＱ検出信号とを一時記憶する為の
記憶回路で、２２は転流の位相角ＱＮを演算する転流位
相角ＱＮ演算回路で、この回路は記憶回路に記憶した諸
量、例えば位相角検出信号のと８検出信号及び各転流時
点毎の点弧転流パルス信号の位相差Ｑ■、同様に各転流
時点毎の点弧パルス信号の位相差び■とを基にして転流
すべき点弧パルスの位相差ＱＮを求め、転流すべき時点
を決定するものである。２３は入力される転流の位相角
ＱＮ検出信号を基に所要の点弧パルスを発生するパルス
発生回路で、２４は入力されるパルス信号群を分濁して
インバータのサィリスタ群を点弧する為のりングカウン
タである。

以上のように構成される本実施例の動作を説明する前に
、先ず転流の位相角ＱＮを求め点弧すべきサィリスタの
点弧位相を決定する。

第４図の転流位相角ＱＮ演算回路２２の常時の動作を第
５図及び第６図を参照しながら説明する。第５図Ａは直
例ダイオード方式の電流形ィンバータの概略的な構成図
と誘導電動機との対応配置図を示し、同様に第５図Ｂは
任意の相の電動機一次電流１，の波形図と点弧パルス信
号との対応関係図を示しており、この第５図Ｂより明ら
かなように所要のサィリスタ点弧すべく点弧パルスを与
えたとしても、サィリスタの素子個有の条件によって直
ちにサィリスタは点弧せずある遅れ角Ｍ（転流遅れ角と
呼称する）をもってサィリスタが点弧し、一次電流１，
が流れる。さらに従来周知のようにある相より他方の相
への転流する場合、これら相への電流が流れて転流を終
了する過渡期の遅れ時間、即ち転流重なり期間ｕとがあ
る。さらにこれら転流遅れ期間ｕｄと転流重なり期間ｕ
とはそねそれ負荷電流に依存性があることも従来周知で
、かかる転流遅れ角ｕ項転流重なり角ｕとをそれぞれ検
出するものが第４図に示す１９の転流重なり角検出回路
で、この検出回路より出力される両信号叫，ｕを基に、
さらに相電流（電動機一次電流）の転流パルス幅が１２
００でることを加味して点弧パルス信号と相電流との位
相差Ｂを求めるのが第４図に示す２０の８演算回路であ
る。この回路で位相差３は８＝６００ 十（ｕｄ十ｕ／
２）なる関係式で求められる。次に転流の位相角ＱＮは
どのようにして求めるかを第６図のタイムチャート図を
参照しながら説明する。

第６図Ａは電動機二次導体と鎖交する磁束の波形図を示
し、同様に第６図Ｂは任意の相の電動機一次電流波形図
を示し、その相電流を１，ａとすると１，ａと第６図の
二次磁束◇との位相差のを検出するものが第４図に示す
１７の位相差演算回路で、この回路で位相角のを取り出
せる理由は、第３図に示すベクトル図で一次電流ベクト
ル１，とｑ軸の励磁電流１。との逆正後（ｔａｎ‐１）
が位相角のであることによる。このようにして求めた位
相角検出信号のとＢ検出信号とが第４図に示す２１の記
憶回路に順次記憶され、記憶した各緒量を必要に応じて
読み出して所要の転流位相角ＱＮ、即ち点弧パルスの位
相を決定するのが第４図に示す２２のＱＮ演算回路であ
って、この回路は次にようにＱＮを決定する。即ち第５
図Ａのィンバータでａ相の負極側素子５を点弧して第６
図Ｂに示すような負極期間の相電流１，ａが流れる場合
の、素子５の点孤期間ＱＮを求めるものとする。第６図
でｔ．〜ｔ２期間は素子２と１とが導通して第６図Ｂに
示すような正の半波の相電流１，ａの前端部分が流れて
いる期間を示し、ら時点で３の素子が点弧され素子２→
素子３の経路を通して第６図Ｂに示す正の半波の相電流
１，ａの後端部分が流れている期間がｔ２〜ｔ３期間で
、同機にら時点で４の素子が点弧され、ａ相よりもｂ相
へ転流して素子４→素子３の経路を通して電流が流れて
いる期間を示したのがｔ３〜ｔ４期間であって、し時点
で５の素子が点弧され、第６図Ｂのｔ４点以後に示すよ
うな負波の相電流１，ａが流れるものとする。かかるａ
相の負極側素子５の点弧時期の決定に当っては、先ず素
子２と素子３の点弧パルスの位相差Ｑ■と、素子３と素
子４の点弧パルスの位相差Ｑ■と、素子２の点孤パルス
とａ相の正波の相電流１，ａとの位相差Ｂ，と、相電流
１，ａと二次導体を鎖交する磁束との位相差の，と、さ
らには素子３の点弧パルスとｃ相の負波の相電流１，ｃ
との位相差Ｑ■と、ｃ相の相電流１，ｃと二次磁束との
位相差Ｑ■とをそれぞれ記憶回路２１に記憶しておく。
このように記憶した各諸量を基にａ相の負極側素子５の
点弧パルスの位相Ｑ■は、下記式の如く演算される。Ｑ
■ニ｛汀−（８■十の■）｝十８■＋の■−（Ｑ■十Ｑ
■） ＝汀十｛（８■＋の■）−（Ｂ■＋の■）｝ −（。

■＋Ｑ■） …（２５）以下同様に他方の素
子群１〜４及び６の点弧パルスの位相も、過去の他方の
相の点弧パルスと相電流との位相差Ｂと、他方の相の点
弧パルスとの−位相差Ｑ、さらには他方の相の相電流と
二次磁束との位相差のの各諸量を以つて順次決定され、
所定の転流が行なわれる。

さて第４図に示す実施例の動作を述べると、先ず所要の
速度指令が日頃変換部１の制御系さらにはィンバータの
制御系に入力され、この指令を基にィンバータより所要
の力行パワーが誘導機５に供給されて始動したものと仮
想する。従って電動機が始動し加速され始めると、６の
速度検出用小発電機を介して実速度信号のｎが取出され
、この実速度信号のｎと速度指令量との速度偏差量が第
１の比較器７を介して取出されて、速度偏差量を一旦増
幅した信号が順変換部１のマイナーループの電流制御系
、例えば第２の比較器９→増幅器１１→自動パルス移相
回路１２の経路で与えられ、電流指令量通りに順変換部
１の直流出力が制御されると共に、この動作と並行して
速度偏差量を一旦増幅した信号、即ち直流電流ｌｄの指
令量が１３の一次遅れ要素を介して１４の開平器に入力
されて、この開平器１４で遅れを補償した１，なる電流
信号を２案した値と、入力される励磁電流Ｌの設定信号
を２乗した値とを減算した値の開平（ハ．２ー１〆）を
行ない、トルクに関した電流成分ＩＴを求める。このト
ルク電流ＩＴと励磁電流ｌｏの設定信号とを基に位相差
演算回路１７でねｎ‐ｌｉｔ／ｌｏなる演算を行なって
、間接的に電動機一次電流１，と二次磁束との位相角の
を求め、求めたのなる位相角信号を２１の記憶回路に順
次書込んで行くと同時に転流の位相角ＱＮ演算回路２２
に出力する。これと並行して１５のすべり周波数Ｓｗｏ
演算回路では、入力される励磁電流ｌｏの設定信号を求
めたトルク電流ＩＴの信号と、電動機の二次定数７２（
７２ ＝１２／ｙ２ でＬ２：二次側の自己ィンダクタ
ンス、ン２：二次抵抗）を設定した信号との３諸量を以
つてＩＴ／ｌｏ・ｙ２ なる演算を行なって、すべり角
速度Ｓの。（又はすべり周波数）を求め、このすべり周
波数Ｓのｏに関連した信号と美速度検出信号ｗｎとを基
に１６の加算器でＳｗｏ＋のｎなる加算を行なって、ィ
ンバータの動作周波数を決定する周波数指令信号のｏを
得る。この指令信号のｏを２３のパルス発生回路に導び
し、て２２で決定した点弧パルスの位相信号ＱＮを基に
、所要のサィリスタを点弧するパルスを形成するように
する。なお２２の位相角演算回路の動作は前述したよう
に、電動機一次電流１．と二次磁束の位相差の■及びの
■を示す信号と、必要に応じて記憶回路２１より読出し
た各転流時点毎の点弧パルス群の位相差信号Ｑ■→Ｑ■
・・・・・・と、各転流時点毎の点弧パルス信号と、当
該パルス信号と対応した電動機一次電流１，との位相差
を示すＢ■，Ｂ■なる信号との各諸量を以つて、第６図
ｃに示すような点弧すべきサィリスタの点孤パルスの位
相差Ｑ■を求め小 このようにして求めた点弧パルスの
位相差決定信号群と周波数指令信号の。とを基に２３の
パルス発生回路で、所要の点弧パルス信号群を得、この
パルス信号群を２４のリングカウンタで周知の方法で分
周して点弧すべきサィリスタ群に所要のゲート信号を与
えることによって、このインバータのサイリスタ群を順
次転流して行って所定の加減速運転を行なうものである
。なお第４図の実施例で順変換部１のマイナーループに
入力した励磁電新訂ｏの設定指令信号は、必要に応じて
運転全域に渡って固定されたある所要の値であってもよ
いし、必要に応じて変化させてもよく、さらには１４に
入力する励磁電流いま、直流機でみられるようにある所
定の速度までは強め界磁とすべく所要の指令を与え「高
速度領域では弱め界磁とすべく指令量を減じて行っても
よい。以上のように本発明に於ては、励磁電流ｌｏの設
定信号を一次電流１，（遅れを補償した直流電流）とで
二次磁束と一次電流との位相差のを求めた信号と、各転
流時点毎の転流パルス信号相互間の位相差信号Ｑと、転
流パルスと一次電続ａ，との位相差信号８との３諸量を
以つて所要の点弧パルス信号の位相角を決定し、この決
定した信号を基にィンバータのサィリスタ群を順次転流
させ、二次磁束と二次電流とが常に直交するように位相
を直接制御するものであるから、以下に示すように種々
の効果を奏するものである。

■ サィクロコンバータだはなく安価な電流形ィンバー
タを用いて、しかも従来装置でみられるような二相一三
相変換回路等を何ら用いることなく装置そのものを構成
しているので、非常に経済的な可変速システムを実現で
きる。

■ 位相を計算して直綾制御するので、二次磁束と二次
電流とは常に直交して直流機なみの制御性能をもたせる
ことができる。

■ 転流パルスと一次電流との位相差、即ち転流遅れ角
ｕｄと転流重なり角ｕとの遅れ位相角を求めて転流パル
ス信号を得るようにしているので、上記遅れ分を補償で
き常に安定した転流動作が行なわれ非常に安定性の高い
装置を実現することができる。

■ 一次遅れ要素で直流電流の制御遅れの影響を補償し
ているので、非常に制御性がよい装置を実現することが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は二次磁束と二次電流とが直交する条件を求める
場合の励磁電流成分（ｌｏｑ，ｌｏｄ）と二次電流成分
（１２ｑ，１２ｄ）との対応関係を示すベクトル図、第
２図は二相−三相変換を行なう場合のｄ−ｑ軸とａｂｃ
軸との対応関係を示すベクトル図、第３図はｄ−ｑ軸座
標系の一次電錠包，と励磁電流らとの対応関係を示すベ
クトル図「第４図は本発明による一実施例を示す制御装
置の具体的な回路構成図、第５図Ａは電流形ィンバータ
の概略的な構成を示す構成図、第５図Ｂは点弧パルス群
と任意の相の一次電流波形との対応関係を説明する為の
説明図、第６図は本発明に係る転流パルスの位相差を決
定する上での二次磁束と相電流、転流パルス信号群との
対応関係を示すタイムチャート図。 １は順変換部、２は逆変換部、３は直流リァクトル、７
一９は比較器、８は速度制御用増幅器、１１は電流制御
用増幅器、１２は自動パルス移相回路、１３は一次遅れ
要素、１４は開平器、１５はすべり周波数演算回路、１
６は加算器、１７は位相差の演算回路、１８は転流信号
発生回路、１９は転流重なり角検出回路、２０‘ま転流
遅れ角８演算回路、２１は記憶回路、２２は転流パルス
信号の位相差ＱＮ演算回路、２３はパルス発生回路、２
４はリングカウンタ。 第５図 第１図 第２図 第３図 第６図 第４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電動機一次電流の振幅値、周波数及び一位相の３諸
   量を関連して制御することにより、二次磁束と二次電流
   とが直交するうに制御したものに於て、速度偏差分を基
   に遅れを補償した一次電流指令と励磁電流指令信号とで
   二次電流指令を求め、この二次電流指令と励磁電流指令
   信号との位相差ψを求めて順次記憶すると共に、一次電
   流検出信号を基にインバータ各相の転流パルス信号群を
   得て、これら転流パルス信号と一次電流との位相差βを
   求めて順次記憶し、且つ、前記転流パルス信号群相互間
   の間隔に関連した信号αを順次記憶して、これら記憶し
   た位相差信号ψ、β信号及びα信号とを基に、インバー
   タ各相で転流すべきサイリスタの転流パルス信号の位相
   差α＿Ｎを求め、前記二次電流指令、励磁電流指令信号
   及び二次時定数を基にすべり周波数を得、このすべり周
   波数と速度検出信号とを加算して得られる一次周波数指
   令信号と、前記位相差信号α＿Ｎとで点弧パルス信号群
   を発生して、この点弧パルス信号群でインバータを制御
   したことを特徴とする誘導電動機の速度制御方法。 ２ 位相差信号βを、転流遅れ角ｕｄと転流重なり角ｕ
   とを基にして求めるようにした特許請求の範囲第１項記
   載の速度制御方法。