JP3299119B2 - 可変速発電電動機の変換器制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、可変速揚水発電電
動機の周波数変換器の制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】可変速発電電動機は２次巻線を周波数変
換器を用いて交流励磁し、励磁電流の周波数を制御して
発電電動機速度を可変運転する。この位相制御可能な変
換器は点弧制御機能と逆阻止特性を持つ半導体素子で構
成され、電源の位相や周波数の変動に追従して点弧パル
スを発生させる。従来、このような電源位相の検出に
は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を応用した位相検出
装置が使用される。

【０００３】図５は、特公昭６０−３７７１１号公報に
開示された位相検出器の回路図である。この回路は３相
の交流入力を２相に座標変換し、９０度位相差の内部基
準信号２相と交流入力を２相に変換した信号から、交流
入力と内部基準信号との位相差を求め、この位相差を小
さくするように内部基準信号の位相を制御して、交流入
力の位相を検出している。この回路は周波数の変動や３
相平衡した状態での位相急変、振幅急変に対し追従性が
よく、広く応用されている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】従来の位相検出器は以
上のように３相から２相への座標変換を使用しているた
め、交流入力が不平衡になるとき、例えば、送電線への
雷撃による地絡事故や欠相などで変換器の電源電圧に逆
相電圧が重畳されるような場合、３相から２相へ座標変
換して求めた内部基準信号の位相は電源電圧位相に対し
誤差が生じることがある。

【０００５】図６は、図５の回路の３相不平衡時におけ
る入力波形と出力波形の時間波形図である。入力の３相
交流に逆相電圧が重畳し、不平衡を生じたときの応答を
示している。実線で示す３相入力波形のＡ点では平衡し
ているが、Ｂ点から逆層が重畳して３相不平衡となって
いる。

【０００６】一方、点線で示すＰＬＬ回路の検出波形
は、図５のｓｉｎθに相当する。Ａ点では、入力波形と
検出波形は一致し、入力の位相は正確に検出できる。し
かし、Ｂ点以降は一致せず、位相検出に誤差を生じる。
これは、３相不平衡時には図４の回路の３相２相変換が
等振幅、９０度位相差とならず、位相差検出に誤差を生
じるためで、その位相差の検出値を増幅して用いる位相
も不正確な値となる。

【０００７】したがって、従来の位相検出器の検出位相
を基準にして変換器の半導体素子を点弧すると、電源電
圧の不平衡時に点弧角指令に対して実際に点弧する位相
が進んだり遅れたりする。図６のａ相は検出位相が入力
に対して遅れているので、この検出位相を基準に点弧パ
ルスを出力すると、実際の点弧位相が点弧角指令に対し
て遅れたタイミングとなり、ｂ相では逆に実点弧位相が
点弧角指令に対して進んでいる。

【０００８】たとえば、サイリスタで変換器を構成し、
実際の点弧位相が点弧角指令に対して遅れた場合、サイ
リスタのＡ−Ｋ間に逆電圧が印加される期間が短くな
り、サイリスタがターンオフできずに転流失敗する可能
性がある。つまり、サイリスタの転流重なり角とターン
オフ時間を考慮して点弧角指令のエンドリミッタ値が決
められるが、実際の点弧タイミングがエンドリミッタ値
より遅れると、サイリスタはターンオフできなくなる。
この結果、サイリスタの破壊や変換器の停止を生じて、
可変速発電電動機の制御不能にまで至る恐れがある。

【０００９】この対策として、エンドリミッタ値を誤差
が見込まれる分だけ下げておくことが考えられる。しか
し、点弧角指令値がエンドリミッタ値に制限されるた
め、十分な電圧が出せずに電流絞り込みができなくな
り、特に非循環式のサイクロコンバータではＰ群Ｎ群切
替が失敗して、正常運転を継続できなくなることがあ
る。

【００１０】すなわち、従来の電源電圧３相不平衡時に
位相検出誤差を生じる位相検出方法では、不平衡時に転
流失敗を起こし変換器が制御不能状態に陥り、サイリス
タの破壊、変換器の停止や発電電動機の破壊にまで到る
可能性がある。

【００１１】本発明の目的は、上記した従来技術の問題
点に鑑み、変換器の電源電圧の不平衡時にも正確な位相
検出に基づき、転流失敗の生じない点弧タイミングを決
定できる可変速揚水発電電動機の変換器制御装置を提供
することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は、従来２相以上
の相間の比較で検出していた交流信号の位相を、１相の
みで検出する位相検出器を備え、各相ごとに独立して点
弧タイミングを決定できるようにした点に特徴がある。

【００１３】従って上記目的は、可変速発電電動機の１
次巻線を電力系統に接続し、交流励磁される２次巻線を
周波数変換器に接続していて、励磁電流指令と励磁電流
検出値の偏差を０にするための前記周波数変換器の２次
電圧指令値を基に、前記周波数変換器を構成する半導体
素子の点弧位相角指令値を算出し、前記周波数変換器の
多相交流電源電圧の位相と前記点弧位相角指令値から前
記半導体素子の点弧タイミングを決定し、前記周波数変
換器から出力する前記２次巻線の励磁電流を制御して前
記可変速発電電動機を可変速運転する変換器制御装置に
おいて、前記多相交流電源電圧（以下、交流入力と呼
ぶ）の１相毎に、基準位相を入力されて基準正弦波信号
とそれより９０°位相の異なる基準余弦波信号とを出力
する内部基準信号発生手段と、前記交流入力の入力正弦
波信号と前記基準正弦波信号と前記基準余弦波信号を入
力して、前記入力正弦波信号と前記基準正弦波信号の位
相差を演算する位相差検出手段と、前記位相差から角速
度を演算する比例積分手段と、前記角速度から前記内部
基準位相を求めその値が所定値に達したときに０にリセ
ットする積分手段とからなる制御ループを有し、前記位
相差検出手段からの出力が０に近づくように前記制御ル
ープを構成して、前記内部基準位相を前記交流入力の検
出位相として求める位相検出回路と、前記検出位相と前
記点弧位相角指令値を比較し前者が後者以上となるタイ
ミングを前記点弧タイミングとして、点弧パルスを発生
するパルス発生回路を備えたことにより達成される。

【００１４】これによれば、多相交流の不平衡時におい
ても１相ごとに独立して正確な位相検出ができる。

【００１５】また、本発明は、前記基準正弦波信号が前
記位相差検出手段にフィードバックする経路に、前記基
準正弦波信号と振幅補正値の積の絶対値と前記交流入力
の絶対値との差を０に近づくように制御して前記振幅補
正値を求める振幅補正手段を設け、前記基準正弦波信号
に代えて前記振幅補正値と前記基準正弦波信号の積を前
記位相差検出手段にフィードバックする。これによれ
ば、系統事故などによって前記交流入力の振幅と位相が
同時に急変した場合にも、短期間に追随して正確な位相
検出ができる。

【００１６】以上のように、本発明の変換器制御装置に
よれば、上記の位相検出器を各相に設けてるので、多相
交流電源に不平衡が発生した場合にも、実点弧位相が点
弧角指令に対して遅れないように決定できるので、点弧
素子の転流失敗を生じることがなく、周波数変換器の正
常な運転を継続できる。この結果、可変速発電電動機の
制御性を損なうことなく安定な運転が維持される。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図１〜
図４にしたがって説明する。図１は、本発明の一実施形
態による可変速発電電動機の制御システムの構成図であ
る。可変速発電電動機１の回転子は図示していないポン
プ水車に接続している。可変速発電電動機１の一次巻線
２ａは、遮断器３、４と主変圧器５を介して電力系統６
に接続している。励磁用変圧器７の一次側を遮断器３、
４の間に接続し、二次側をサイクロコンバータ８に接続
している。サイクロコンバータ８の出力は可変速発電電
動機１の二次巻線２ｂに接続し、二次巻線２ｂを交流励
磁している。サイクロコンバータ８は、その点弧素子が
ゲートパルスによって点弧制御されるので、出力の励磁
電流を制御して可変速発電電動機１の速度を可変する。

【００１８】励磁制御装置９は、運転制御装置１０より
入力した励磁電流指令Ｉｒｅｆと、変流器１１により検
出される励磁電流検出値Ｉｆｂとの偏差を０とするサイ
クロコンバータ出力電圧（２次電圧）指令値Ｅｃを演算
し、ｃｏｓ~¹（Ｅｃ）により、点弧位相角指令値αを演
算して、ゲートパルス発生器１２に出力する。

【００１９】ゲートパルス発生器１２は、変成器１３で
検出した励磁用変圧器７の一次電圧と点弧位相角指令値
αから、サイクロコンバータ８を構成するサイリスタ素
子を点弧するゲートパルスを出力する。ゲートパルス発
生器１２は交流電圧の位相を１相で検出する位相検出部
１４と、検出した正確な位相を基に実点弧位相が点弧角
指令値αに遅れることなくゲートパルスを発生するパル
ス発生部１５からなっている。位相検出部１４は多相交
流電圧入力の各相に備えられるが、図１では１相分のみ
を示している。

【００２０】図２は、変換器制御装置の要部となるゲー
トパルス発生器の１相分の構成を示す。他の相について
も同様である。図中の記号はそれぞれ、 Ｖ（＝Ｅｓｉｎθ）…入力電圧（変成器１３の電圧検出
値） △θ（＝θ−θ’）…電源電圧位相θと位相検出値θ’
の位相差 ω（＝２πｆ） …角速度検出値 θ’ …内部基準位相（同期位相検出値） ｅ１（＝ｓｉｎθ’）…第１の内部基準信号 ｅ２（＝ｃｏｓθ’）…第２の内部基準信号 Ｅ’ …振幅補正値（振幅検出値） の信号を表わしている。

【００２１】まず、位相検出部１４の構成と動作を説明
する。位相差検出回路１６は位相差Δθを検出する、比
例積分回路１７はΔθを増幅し角速度検出値ωを求め
る。積分器１８は角速度検出値ωを積分して位相検出値
θ’を求める。積分器１８は所定値に達すると０にリセ
ットする。２相の内部基準信号発生器１９は位相検出値
θ’に対応した２相の内部基準信号、すなわち第１の内
部基準信号ｓｉｎθ’（＝ｅ１）と第２の内部基準信号
ｃｏｓθ’（＝ｅ２）を発生する。振幅検出回路２０は
電圧検出値Ｖの絶対値│Ｅｓｉｎθ│と、振幅検出値
Ｅ’と第１の内部基準信号ｅ１の積の絶対値│Ｅ’ｓｉ
ｎθ’│と、の差を積分して振幅検出値Ｅ’を求める。

【００２２】これら振幅検出値Ｅ’と第１の内部基準信
号ｅ１の積及び、第２の内部基準信号ｅ２を位相差検出
回路１６に帰還して、θ⇒θ’、Ｅ⇒Ｅ’になるように
制御ループを構成すると入力電圧Ｖの位相θと振幅Ｅを
検出することができる。以下に、制御ループの動作原理
を説明する。

【００２３】位相差検出回路１６は入力電圧Ｖ、第１の
内部基準信号ｅ１、第２の内部基準信号ｅ２及び振幅検
出値Ｅ’による数１の関係から位相差Δθを求める。

【００２４】

【数１】 Ｖ・ｅ２ − Ｅ'・ｅ１・ｅ２ ＝（Ｅｓｉｎ（θ−θ'））／２ ＋（Ｅｓｉｎ（θ＋θ'））／２ −（Ｅ'ｓｉｎ２θ）／２ 制御ループによってθ≒θ’、Ｅ≒Ｅ’に制御されたと
き、数１は数２によって近似でき、位相差Δθを求める
ことができる。

【００２５】

【数２】 Ｖ・ｅ２ − Ｅ'・ｅ１・ｅ２ ≒ △θ・Ｅ／２ 位相差検出回路１６の出力△θは、定常状態ではθ＝
θ’、Ｅ＝Ｅ’であるから０であり、交流入力Ｖの位相
θが内部基準位相θ’に対して進むと正の値、遅れると
負の値になる。比例積分回路１７の出力ωは、定常状態
では入力Ｖの周波数ｆで定まる定常値となり、位相θが
進むと一時的に定常値より大きく、位相θが遅れると一
時的に定常値より小さくなる。内部基準位相検出回路の
出力θ’は角速度ωの積分値で、その値が２πに達する
と０にリセットされる。すなわち、出力θ’は角速度ω
によって決まる傾きで、波高が２πの鋸歯状波となり、
入力Ｖの位相θが進むと勾配が一時的に急になり、位相
θが遅れると勾配が一時的に緩やかになる。つまり、入
力の位相θが進むと内部基準位相θ’も進め、入力の位
相θが遅れると内部基準位相θ’も遅らす。

【００２６】内部基準信号発生回路１９は入力θ’にし
たがって、９０°の位相差をもつ第１の内部基準信号ｅ
１＝ｓｉｎθ’と第２の内部基準信号ｅ２＝ｃｏｓθ’
を演算する。第２の内部基準信号ｅ２はそのまま位相差
検出回路１６にフィードバックされ、数１に示す交流入
力Ｖとの乗算に用いられる。一方、第１の内部基準信号
ｅ１は振幅補正回路２０によって振幅補正（Ｅ'・ｅ
１）されたのちフィードバックされ、数１に示す演算に
用いられる。

【００２７】振幅補正回路２０はＥｓｉｎθとＥ'ｓｉ
ｎθ’の絶対値差を０にするように、Ｅ'ｓｉｎθ’を
フィードバックして交流入力Ｖとの絶対値差を算出し、
その絶対値差を積分して振幅補正値Ｅ’求める。この
Ｅ’は信号ｅ１と乗算されて、位相検出回路１６と振幅
補正回路２０の双方にフィードバックされる。

【００２８】以上のように、本実施形態の位相検出部１
４では、交流入力Ｖの位相θの変化に追随するように内
部基準位相θ’を変化させる。また、交流入力Ｖの振幅
値と内部基準位相信号の振幅値の振幅差が０になるよう
に振幅補正するので、結局、数１の演算は数２によって
近似できる。すなわち、位相差検出回路１６の出力は、
交流入力Ｖの位相θと内部基準位相θ’の位相差△θと
同等であり、この△θを増幅したωは交流入力Ｖの角速
度検出値（２πｆ）とみなされる。従って、このωを時
間積分した内部基準位相θ’は、数２の成立条件におい
ては交流入力Ｖの位相θに同期した位相検出値となる。

【００２９】図３は、位相検出部の入力波形と検出波形
を示す時間波形図である。実線は交流入力Ｖの波形、点
線は検出波形でＥ'ｓｉｎθ’を示している。本実施形
態によれば、各相ごとに独立して位相を検出しているの
で、３相不平衡時においても正確な位相検出が可能にな
る。さらに、本実施例では振幅補正も行なうので、Ｂ点
に示すように振幅、位相の同時急変を生じても、ほぼ１
サイクル以内に各相の検出波形が入力波形に追随し、正
確に位相検出がなされていることが分かる。これによれ
ば、図６に示した従来のＰＬＬ位相検出回路などの応答
に比べ、位相検出の誤差が大幅に低減できる。

【００３０】次に、パルス発生部１５では、励磁制御装
置９からの点弧位相角指令値αと位相検出部１４からの
同期位相検出値θ’を比較して、θ’≧αとなった時に
ゲートパルスを発生する。図４に、ゲートパルスの発生
タイミングを示す。鋸歯状波の同期位相検出値θ’が点
弧位相角指令値αより大になったタイミングで、ゲート
パルスが発生されている。

【００３１】これによれば、交流入力各相の不平衡時に
おいても指令値に対応した正確な点弧タイミングが決定
でき、点弧角指令に対して実点弧位相が遅れて転流失敗
を招くようなことは回避できる。

【００３２】以上のように、位相検出部とパルス発生部
からなる本実施形態のゲートパルス発生器を、電源電圧
の各相に備えることによって、電源電圧の位相を各相独
立に検出し、この検出位相を基準として点弧角指令との
比較から点弧タイミングを決定するので、系統事故等の
電源電圧不平衡時にも正確なタイミングで点弧し、サイ
クロコンバータの正常な動作が継続でき、可変速発電電
動機を安定に運転することができる。

【００３３】

【発明の効果】本発明によれば、可変速発電電動機の変
換器制御装置において、変換器の多相電源電圧の位相を
各相独立に検出できるので、系統事故等による電源電圧
の不平衡時にも正確な位相検出に基づいて点弧タイミン
グを決定するので、転流失敗による変換器の停止や破壊
が防止でき、可変速発電電動機の運転を安定に継続でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態による可変速発電電動機の
制御システムの構成図。

【図２】一実施形態による変換器制御装置要部のパルス
信号発生器の制御ブロック図。

【図３】本実施形態による位相検出部の入力波形と検出
波形を示す時間波形図。

【図４】本実施形態によるゲートパルスの発生タイミン
グを示すタイムチャート。

【図５】従来のＰＬＬ位相検出回路の制御ブロック図。

【図６】従来のＰＬＬの入力波形と検出波形を示す時間
波形図。

【符号の説明】

１…可変速発電電動機、２ａ…一次巻線、２ｂ…二次巻
線、３，４…遮断器、５…主変圧器、６…電力系統、７
…励磁用変圧器、８…サイクロコンバータ、９…励磁制
御装置、１０…運転制御装置、１１…変流器、１２…ゲ
ートパルス発生器、１３…変成器、１４…位相検出部、
１５…パルス発生部、１６…位相差検出回路、１７…比
例積分回路、１８…積分器、１９…内部基準信号発生
器、２０…振幅検出回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 和田 章久 茨城県日立市大みか町五丁目２番１号 株式会社日立製作所 大みか工場内 (72)発明者 中川 博人 大阪府大阪市北区中之島３丁目３番22号 関西電力株式会社内 (72)発明者 藤井 俊成 大阪府大阪市北区中之島３丁目３番22号 関西電力株式会社内 (56)参考文献 特開 平３−261398（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−155757（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 9/00 H02M 5/27 H02P 7/632

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 可変速発電電動機の１次巻線を電力系統
   に接続し、交流励磁される２次巻線を周波数変換器に接
   続していて、励磁電流指令と励磁電流検出値の偏差を０
   にするための前記周波数変換器の２次電圧指令値を基
   に、前記周波数変換器を構成する半導体素子の点弧位相
   角指令値を算出し、前記周波数変換器の多相交流電源電
   圧の位相と前記点弧位相角指令値から前記半導体素子の
   点弧タイミングを決定し、前記周波数変換器から出力す
   る前記２次巻線の励磁電流を制御して前記可変速発電電
   動機を可変速運転する変換器制御装置において、 前記多相交流電源電圧（以下、交流入力）の１相毎に、
   基準位相を入力されて基準正弦波信号とそれより９０°
   位相の異なる基準余弦波信号とを出力する内部基準信号
   発生手段と、前記交流入力の入力正弦波信号と前記基準
   正弦波信号と前記基準余弦波信号を入力して、前記入力
   正弦波信号と前記基準正弦波信号の位相差を演算する位
   相差検出手段と、前記位相差から角速度を演算する比例
   積分手段と、前記角速度から前記内部基準位相を求めそ
   の値が所定値に達したときに０にリセットする積分手段
   とからなる制御ループを有し、前記位相差検出手段から
   の出力が０に近づくように前記制御ループを構成して、
   前記内部基準位相を前記交流入力の検出位相として求め
   る位相検出回路と、前記検出位相と前記点弧位相角指令
   値を比較し前者が後者以上となるタイミングを前記点弧
   タイミングとして、点弧パルスを発生するパルス発生回
   路を備えたことを特徴とする可変速発電電動機の変換器
   制御装置。
2. 【請求項２】 請求項１において、 前記基準正弦波信号が前記位相差検出手段にフィードバ
   ックする経路に、前記基準正弦波信号と振幅補正値の積
   の絶対値と前記交流入力の絶対値との差を０に近づくよ
   うに制御して前記振幅補正値を求める振幅補正手段を設
   け、前記基準正弦波信号に代えて前記振幅補正値と前記
   基準正弦波信号の積を前記位相差検出手段にフィードバ
   ックするようにしたことを特徴とする可変速発電電動機
   の変換器制御装置。