JPS59190746A - Ｆｍ受信機のマルチパス歪軽減装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 く本発明の技術分野〉 本発明はＦＭ受信機のマルチパス歪軽減装置に関するも
のである。

〈本発明がなされるに至った技術背景〉一般に電波は周
波数が高くなり、その波長が短かくなると、反射等を起
し易く、殊に放送局と受信機の間に山やビル等の障害物
があると、電波はこれらの障害物により反射されて直接
波と反射波、又は反射波同士で相互干渉を起こし、振幅
又は位相変調を受ける。即ち、マルチパス妨害が発生す
る。

このうちの振幅変調停は振幅制限器により除くことがで
きるが、大きく位相変調を受けるとビート信号を発生す
る。すなわち変調信号によって周波数変調されていると
、瞬時周波数に差が生じて復調信号の帯域内外にわたっ
て広帯域な周波数成分を含んだビート信号となる。

このようなマルチパス妨害に対して指向性アンテナを用
いてマルチパス歪が最小となるような設置場所や方向を
選びマルチパス歪を軽減させる方法がある。しかしなが
ら、車載用受信機では車の走行により刻々とマルチパス
の状況が変化するため上記のような軽減方法は不適当で
ある。またマルチパス妨害の検出方法として、従来マル
チパス妨害を受けた状態において生ずる搬送波の振幅変
調成分を検出する方法があるが、この方法によれば９次
のような問題がある。即ち、 １）中間周波帯域フィルターの帯域内リップルによって
、周波数変調波が受ける振幅変調分等のマルチパス妨害
以外による要因によって発生する振幅変調分と区別でき
ず、これによって検出の限界が決まってしまう。

２）中間周波増幅段のリミッタ作用により入力の大きさ
によってマルチパスの妨害の度合とは無関係に検出信号
の大きさが変わりマルチパス妨害の程度と検出量が必ず
しも対応していない。

３）反射波の時間差が比較的小さい場合には二つの電波
の搬送波の到着位相関係によって振幅変化が大きくても
妨害が小さくなる場合があって振幅グｌ調分は必ずしも
妨害の程度を正確に表現すＺものではない。

〈本発明の目的〉 本発明は上述のような問題点について、従来の欠点を除
去し確実にマルチパスを検出してその信号により高域遮
断を行なってマルチパス歪を軽減する回路を提供するも
のである。

〈本発明の動作原理〉 本発明の動作原理は、まずマルチパス妨害をＦＭ検波出
力からＨＰＦ（バイパスフィルター）によりビート信号
を取り出すことによって検出する。

次にその取り出したビート信号を増幅し整流してビート
信号量に応じた直流出力を作り、これによってＦＭ検波
出力の高域成分を減衰させる。これによりモノラル信号
受信時には耳につく高域成分が減衰し、ステレオ信号受
信時には３８ＫＨｚの両側（副チヤンネル信号帯域）に
生じているビート信号も減衰し、ステレオ復調後の音声
出力においてビート成分すなわちマルチパス歪成分が減
衰するため、モノラル信号受信時以上にマルチパス歪が
改善される。ここでＨＰＦは、ステレオ信号受信時のパ
イロット信号や副チャンネル信号あるいはＳＣＡ信号に
感知して誤動作することを防止するため、通過帯域を約
１００ＫＨｚ付近以上に選ぶ必要がある。またステレオ
信号受信時に、８８ＫＨｚ付近のビート信号とともに副
チャンネル信号も減衰させるため、ステレオ分離度は若
干悪化するが、本発明の回路はマルチパス妨害が生じて
いるときのみ動作するものであり、またマルチパス妨害
時の分離度はかなり悪化しているため多少の分離度悪化
よりも歪の改善の方が重要である。

〈本発明の構成〉 以下、本発明の実施例について添付図面に従って詳細に
説明する。

第１の実施例゛ 第１図は本発明の第１の実施例の構成を示すもので、破
線ブロック内の２０を除いて通常のスーパーヘテロゲイ
ンＦＭ受信機の構成であり、１１はアンテナ、１２は高
周波増幅回路（ＲＦ）、＋８は周波数混合器（ＭＩＸ）
、１４は局部発振器（ＯＳＣ）。

１５は中間周波増幅回路（ＩＦ）、１６はＦＭ検波回路
（ＦＭ−ＤＥＴ）、１７はステレオ復調回路（ＭＰＸ）
。

１８は音声電力増幅回路、１９はスピーカである。

そして破線ブロック２０は本発明に基ずくマルチパス歪
軽減装置を成す回路であって、２Ｉは後述する整流回路
２４の出力に従ってマルチパス歪発生時に検波出力から
高周波成分を減衰させる音質制御回路（ＡＣ）、２２は
このＡＣ２１を通過した検波出力の中からマルチパス妨
害により発生したビート周波数成分のうち高い周波数成
分を通過させるビートノイズ検出用のバイパスフィルタ
ー（ＨＰＦ）　、２３は２２のＨＰＦを通過したビート
ノイズ成分を増幅するためのアンプ（ＡＭＰ）　、２４
は整流回路（ＲＣＴ）にして、ＡＣ２１を制御するため
の直流出力を得るために、ＡＭＰ２３で増幅された検出
ビート成分を整流するための回路である。

これらの回路の動作について説明すると、通常のマルチ
パス妨害のない放送受信状態ではＨＰＦ（約１００ＫＨ
ｚ以上の通過帯）２２で検出される成分はほとんど存在
せず、従ってＡＭＰ２３で増幅されＲＣＴ２４で整流さ
れる出力もないため、ＡＣ２］はＦＭ−ＤＥＴ＋６から
のＦＭ検波出力の高周波成分を減衰させないまま後段へ
伝える。しがし、マルチパス妨害が発生した場合には、
ＦＭ−ＤＥＴＩ６がらの検波出力の中に多くのビート信
号が発生しているため、ＡＣ２＋を通った後のＨＰＦ２
２でこのビート信号は検出されると共にＡＭＰ２Ｂで増
幅、ＲＣＴ２４で整流されて直流出力を発生する。この
直流出力はＡＣ２＋に送られてこのＡＣ２＋は上記検波
出力のうち高い周波数成分を減衰させる。これにより検
波出力のビート信号成分は、減少するためＨＰＨ，ＡＭ
Ｐ及びＲＣＴ２２，２３．２４を通シテ整流されたＤＣ
出力も減少する。よってＡＣ２＋での高域減衰量も減少
する。これらの各部分２１〜２４までのループは常に接
続されていて連続的に動作するためビートのノイズ量の
うちのある範囲ではＡＣ２１での高域減衰量を制限しな
がら動作する。

こ＼で、上記破線ブロック２ｏで示したマルチパス歪軽
減回路の具体的回路を第６図を以って説明する。

尚、この第６図では上記ＨＰＦ　２２が省略されている
が、ＨＰＦ２２としては減衰特性力τルＢ１０ｃｔ程度
の４段のチェビシェフ・アクティブフィルター等を適用
することが好ましく、上述のように通過帯域内にＳＣＡ
信号や、ステレオ放送用の信号又は西独で実施されてい
る交通情報（ＡＲ’ｌ）システム用の信号等を含まない
ように選べばよく、カットオフ周波数は１００ＫＨｚ程
度が良い。

第６図において、４４は上記ＡＭＰ２８におけるノイズ
増幅用のトランジスタにして、ベースを結合コンデンサ
４１を介してＨＰＦ２２に接続されている。４２．４３
はトランジスタ４４を動作させるためのバイアス抵抗、
４８は上記ＲＣＴ２４に相当する整流回路のトランジス
タ、４５は結合コンデンサ、４９は平滑用コンデンサ、
４６．４７はトランジスタ４８を動作させるためのバイ
アス抵抗で、抵抗４６はトランジスタ４８とともにコン
デンサ４９への充電回路を形成する。またトランジスタ
５４は、上記ＡＣ２１に相当する高域減衰回路のスイッ
チング素子で、５０．５１はトランジスタ５４へ入力さ
れる整流出力の分割抵抗、５２及び５３はＦＭ検波回路
に並列に挿入されて高域減衰を行なう一種の高域通過フ
ィルターを形成する抵抗とコンデンサである。

この回路の動作を説明すると、ＨＰＦ２２の出力は結合
コンデンサ４１を介して、トランジスタ４４のベースに
入力され、ここで増幅される。ＨＰＦ２２出力のど、−
トノイズが多く存在する場合その振幅変化に応じてトラ
ンジスタ４４のコレクタ電圧は低い方向に変化する。そ
の変化は結合コンデンサ４５を介してトランジスタ４８
に入力されるためトランジスタ４８はベース電圧の低下
に応じて電源（十Ｂ）より抵抗４６を通じてコレクタ電
流が流れ、平滑用コンデンサ４９に充電される。（ビー
トノイズがない場合、トランジスタ４８のベース電圧は
高く、トランジスタ４８はＯＦＦとなっている。）この
ようにして、ＨＰＦ検出のビートノイズに応じてコンデ
ンサ４９に整流された出力が表われる。この整流出力が
抵抗５０．５１にて分割されてトランジスタ５４のベー
スに加えられ、トランジスタ５４はスイッチング動作を
する。トランジスタ５４が導通すれば、ＦＭ検波出力の
信号線に抵抗５２、コンデンサ５３のバイパスフィルタ
ーがアースに向かって挿入されたことになり、検波出力
の高域を減衰させる。

以上が第６図の回路の動作であるが、車載用受信機の場
合刻々マルチパスの状況が変化するため、これに対歩で
マルチパス歪軽減回路がすばやく対応して動作をすると
、高域の減衰動作の０Ｎ１０ＦＦが頻繁に行なわれて聴
感上好ましくない。一方マルチパス歪の発生時点の立ち
上りに対してはすばやく動作することが望ましい。そこ
で−例として第６図の回路の場合、充電と放電の時定数
を変えるように定数を選んで上述の問題に対応するのが
よい。

すなわち第６図において平滑用コンデンサ４９の°充電
経路は電源十Ｂより抵抗４６及びトランジスタ４８を介
して行なわれ、放電経路は抵抗５０とトランジスタ５４
のベース及び抵抗５１である。

マルチパス歪の発生に対して十分に速く平滑用コンデン
サ４９を充電するために抵抗４６を小さくし、高域減衰
動作の頻繁な０Ｎ１０ＦＦ防止のために平滑用コンデン
サの放電を抵抗５０を大きく選ぶことによってゆっくり
行なわせる。

第２の実施例： 以上が本発明の第１の実施例であり、次に、第２の実施
例について説明する。

第２の実施例としては第２図に示したものが挙げられる
が、この実施例ではマルチパス歪軽減回路（符号２０１
で示す）におイテＨＰＦ２３　ハＡＣ２１の手前でＦＭ
−ＤＥＴ＋６より直接検波出力を受けてこの検波出力よ
りビート信号を検出し、このビート信号をＡＭＰ２３で
増幅した後ＲＣＴ２４で整流してＡＣ２１を制御する構
成と成っている。この場合、ＡＣ２＋の高域減衰量はＨ
Ｐ　Ｆの入力を減衰させなＧ なると、予ｎ（５１で設計された減衰量だけ高域を減衰
させる。

ところで、第１及び第２の実施例の何れの場合において
も、本発明の目的を達成することができることは勿論で
あるが、特に、ＡＣ２＋に用いる回路でスイッチング動
作する素子を用いた場合には、その違いが大きく、第７
図に示すようにＨＰＦ　２２にて検出されるビートノイ
ズ量を横軸にとり、その増減に対してＦＭ検波出方のあ
る高域周波数（ｆ）成分のＡＣ２１で減衰されたレベル
を縦軸にとれば第１の実施例の構成では実線ａのごとく
なり、又、第２の実施例の構成では破線すのごとくなる
。すなわち横軸の領域ｌのノイズ量では上記ＡＣ２＋が
動作しない範囲で両方式とも高域の減衰量はない。

領域３は、十分なノイズ量によりＡＣ２＋が完全に動作
をし、たとえ第１１の実施例のようなループ構成であっ
ても、すなわちＡＣ’２＋による高域減衰が動作しても
、なおＨＰＦ２２を通過するノイズ量が多くＡＣ２１に
よる高域減衰量が制限されない範囲である。領域３′も
同様で第２の実施例の構成の場合のものである。

領域２は第１の実施例の構成において、ノイズによりＡ
Ｃ２１の高域減衰動作が起こり、その減衰されたノイズ
量によりＨＰＦ２２で検出されるノイズ量が減少しＡＣ
２＋の高域減衰量が制限される範囲である。領域２′は
第２の実施例の構成において、」二記領域２と同様に減
衰量が制限される範囲である。ＡＣ２１にたとえスイッ
チング素子を用いてもスイッチング素子のＯＦＦとＯＮ
の間の範囲では抵抗値が連続的に変化する範囲があり、
減衰量は領域２′のようになる。

以上のことから第２の実施例の構成に対して第１の実施
例の構成の利点は、減衰動作をさせるＡＣ２］にスイッ
チング素子を使用してもノイズ量の増加に対して高域の
減衰量を徐々に変化させることが可能となる。ノイズ量
に対して減衰量が急激に変化すれば、ステレオ状態がら
一気にモノラル状態になる可能性があるが、それを防ぐ
こともできるわけである。

本発明のマルチパス歪軽減回路を上述のようにＭＰＸ＋
７の前段ではなく後段に挿入した場合、ステレオ信号受
信時の歪改善度は少なくなることは、ステレオ復調前に
８８ＫＨｚ付近のビｉト信号を減衰させていないことよ
り容易に理解できる。

第３の実施例。

以上説明した第１．第２の実施例ではＨＰＦ２２をビー
ト信号（ノイズ）検出用に使用している訳であるが、こ
れを既に開発されているノイズ抑圧回路のノイズ検出回
路と兼用することもできる。

以下、斯る場合の実施例について第３図を参照に説明す
る。

第３図において破線ブロック３０はノイズ抑圧回路の一
般的な構成であり、破線ブロック２５で示された部分は
第１．第２の実施例で示したマルチパス歪軽減回路のＨ
ＰＦ２２を除いたものである。

上記ノイズ抑圧回路３０はＦＭ−ＤＥＴ＋６からのＦＭ
検波出力を入力とするバラフッアンプ３１全通して２系
統に分かれており、その１つは遅延回路トシて働くロー
パスフィルター（ＬＰＦ）３２、ゲート回路３３、バッ
ファアンプ３４からなる信号系であり、今１つは１（Ｐ
Ｆ３５　、波形整形回路３６、ノイズ制御回路（ＮＣ）
８７、及び単安定マルチ（ＭＭ）８８から成る制御系で
ある。

この回路では、パルス性雑音を含むＦＭ検波出力カノイ
ズ抑圧回路のバッファアンプ３１の人力に加わり、その
出力はＬＰＦ３２　、ゲート回路３３、バッファアンプ
３４の経路を通ってＭＰＸ　＋　７へ入力するが、他方
ではＨＰＦ８５　、波形整形回路３６でパルス性雑音が
検出され、この検出信号はノイズ制御回路３７を通って
ＭＭ３８をトリガして一定幅のパルスを作り、そのパル
スがゲート回路３３を閉じる。

該パルス性ノイズを含んだＦＭ検波出力は、ＬＰＦ３２
で所定時間遅延され、該パルス性ノイズがゲート回路３
３に現われるときＭＭ３８により該ゲート回路３３が閉
じるので出力端へは現われない。こうしてパルス性ノイ
ズは除去され、そしてこの雑音除去した部分つまりゲー
ト回路３３が閉じた部分のＦＭ検波出力は零レベルに落
ち、信号波形の一部が切り取られた形になるが、これは
コンデンサにより平滑化され、はぼノイズ混入前の原波
形に戻される。このようなノイズ抑圧回路では、妨害パ
ルス数が増大してゲートがほぼ連続的に閉じた場合、信
号は時々通過する程度となって著しく歪んだ信号が再生
されるおそれがあるため通常そのような状態ではゲート
回路を強制的に開き、ノイズ抑圧動作を停止して信号を
そのまま通過させる機能を併設している。ノイズ制御回
路３７は、上述の機能を達するためのもので、ＭＭ３８
の出力すなわちゲート回路３３の閉じる時間がある程度
以上となるとＭＭ８８からゲート回路３３へ送られるト
リガ出力を停止するよう動作するものである。

上記第１の実施例のループ構成でＨＰＦ２２を兼用した
場合のブロック図は第３図に示すとおりである。ＡＭＰ
２Ｂの入力は第３図のＮ】又はＮ２から取り出し、ＡＣ
２Ｉの出力はバッファアンプ３１の出力端Ｌ１かＦＭ−
ＤＥＴＩ６の出力に接続すればよい。

第４の実施例： 第２の実施例の構成におけるＨＰＦ　２２をノイズ検出
回路で兼用した場合のブロック図は第４図に示すとおり
である。ＡＭＰ２３の入力は、波形整形回路３６の前後
のＮ、又はＮ２から取り出し、ＡＣ２１の出力はバッフ
ァアンプ３４の出力に接続すればよい。この以上ＨＰＦ
をノイズ抑圧回路のノイズ検出回路で兼用した回路は、
従来のノイズ抑圧回路のみを備えていた受信機に比べ、
連続的なパルスノイズが混入してそのためノイズ抑圧効
果が停止したときにも高域減衰により耳につくノイズが
改善されるという利点をもっている。すなわち従来のノ
イズ抑圧回路がもつ連続的パルス発生時の弱点を改善す
ることもできるわけである。

第５の実施例： 最後にマルチパス妨害発生時のステレオ分離度は、かな
り悪化しておりステレオ放送とはいえそのステレオ感は
あまり期待できない。そこで、第５図のように構成する
ことによって、マルチパス妨害発生時には第２の実施例
と同様のＨ，ＰＦ　、　ＡＭＰ及びＲＣＴ２２，２３．
２４を通じて検出されたビートノイズに応じた整流出力
を利用して、ＦＭマルチ回路１７を強制的にモノラル動
作することによりマルチパス歪を軽減する方法もある。

ＭＰＸ＋７をモノラル動作にすることにより３８ＫＨｚ
　（副搬送波）の両側に数多く存在するビート成分が音
声帯域に移ってこないため、かなりの歪率改善効果があ
る。ただしこの方法ではモノラル信号に対しての改善効
果はない。

ＭＰＸ＋７をモノラル動作にする方法は副搬送波用の発
振器の動作を停止すれば良い訳で、最近のＩＣにおいて
は簡単にこの目的を達する端子が設けられており、ＲＣ
Ｔ２４のＤＣ出力で以ってＭＰＸ１７を強制的にモノラ
ル動作に移すことは容易しこ実施例 〈本発明の効果〉 本発明は以上のように構成されるものである力）ら従来
装置の欠点を解決して自動的かつ、確実Ｇこマルチパス
歪を軽減できる優れた発明である。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第５図は本発明に係るマ／ｌｚチ、＜ス歪軽
減装置を成す回路を備えたＦＭ受信機の異る実施例を示
すブロック的回路構成図、第６図は第１図におけるマル
チパス歪軽減回路の具体的回路図、第、７図は第１図及
び第２図に示された各実施例の作用を説明するために供
された特性図である。 １６：ＦＭ検波回路、２１：音質制御回路、２２、バイ
パスフィルター、２３：増幅器、２４・整流回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、受信されたＦＭ信号を検波する検波回路の出力から
   ある周波数以上のビートやノイズを通過させるバイパス
   フィルターと、該バイパスフィルターの出力を増幅する
   増幅回路と、該増幅回路の出力を整流する整流回路と、
   該整流回路の出力によって動作し上記検波回路の出力か
   ら高域周波数成分を減衰させる音質制御回路とを有する
   ＦＭ受信機のマルチパス歪軽減装置。