JPS59140691A - ダイナミツク型ram - Google Patents

ダイナミツク型ram

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JPS59140691A
JPS59140691A JP58012734A JP1273483A JPS59140691A JP S59140691 A JPS59140691 A JP S59140691A JP 58012734 A JP58012734 A JP 58012734A JP 1273483 A JP1273483 A JP 1273483A JP S59140691 A JPS59140691 A JP S59140691A
Authority
JP
Japan
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reference voltage
signal
circuit
timing signal
coupling
Prior art date
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Pending
Application number
JP58012734A
Other languages
English (en)
Inventor
Kazumasa Yanagisawa
一正 柳沢
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Ltd
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Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Ltd filed Critical Hitachi Ltd
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Publication of JPS59140691A publication Critical patent/JPS59140691A/ja
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    • GPHYSICS
    • G11INFORMATION STORAGE
    • G11CSTATIC STORES
    • G11C11/00Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor
    • G11C11/21Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using electric elements
    • G11C11/34Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using electric elements using semiconductor devices

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、ダイナミック型RAM (ランダム・アク
セス・メモリ)に関する。
ダイナミック型RAM等において、アドレス信号、制御
信号及び書込みデータ信号は、半導体簗積回路内に設け
られた基qa@圧V refを基準にしてそのハイレベ
ル又はロウレベルの判定が行われる。
従来のダイナミック型RAMにおいては、基準電圧発生
回路の出力端子と電源電圧VCCと回路の接地電位端子
との間にそれぞれカンプリング容量を設けて、基準電圧
V refの変動を押さえるものであった。
ところが、本願発明者の研究により、上記基準電圧Vr
efの変動要因が他にもあり、そのため上記カップリン
グ容量だけでは十分な基準電圧の安定化ができないとう
ことが判明した。
すなわち、上記基準電圧Vrefは、上記外部入力信号
とともにサンプリング用の伝送ゲートMOSFET−t
−通して取り込まれるものである。したがって、上記基
準電圧V refは、上記MO3FETのソース又はド
レインを構成する拡散層に供給されるため、半導体基板
との接合容量を介して基板バイアス電圧の変動の影響を
も受けるものとなる。すなわち、アドレスストローブ信
号RAS及びCASのロウレベルに伴いそれぞれのメモ
リ動作が行われるので、上記各電圧は、配線抵抗におけ
る電EE#下によって微少な電圧変動が生ずる。
この場合、基板バイアス電圧vbbには、センスアンプ
の増幅動作によりメモリアレイの一方のデータ線におけ
るプリチージレベルからロウレベル(は%’OV)に−
斉に低下した電圧が半導体基板とのカップリングにより
伝えられる。また、アクティブリストア回路の動作によ
って、ハイレベル側のデータ線電位の回復電圧が同様な
カップリングにより伝えられて基板バイアス電圧vbb
が高くなるものである。このような半導体基板バイアス
電圧vbbの変動成分が上記カンプリングにより基準電
圧V refを変動させてしまう。
上記のように基準電圧発生回路の出力端子には、上記カ
ップリング容量が接続されているのでその回復に比較的
長時間を要する。これらのタイミングは、カラムアドレ
スストローブCASのロウレベルへの変化に伴うカラム
アドレス信号の取込みタイミングとはソ′一致すること
があるため、アドレスバッファでの外部アドレス信号の
レベル判定に誤動作が生しる可能性が極めて高くなるも
のである。 この発明の目的は、外部入力信号を判定す
るための基準電圧の安定化を図ったダイナミック型RA
Mを提供することにある。
この発明の他の目的は、簡単な回路構成により、上記基
準電圧の安定化を図ったダイナミック型RAMを提供す
ることにある。
この発明の更に他の目的は、以下の説明及び図面から明
らかになるであろう。
以下、この発明を実施例とともに詳細に説明する。
第1図には、この発明の一実施例の回路図が示されてい
る。
同図に示した実施例回路では、nチャンネルMOSFE
Tを代表とするI G F E T (I naula
tedGate Field  Effect Tra
nsistor )を例にして説明する。
1ビツトのメモリセルMCは、その代表こして示されて
いるように情報記憶キャパシタCsとアドレス選択用M
O3FETQmとからなり、論理“1″、“O”の情報
はキャパシタCsに電荷が有るか無いかの形で記憶され
る。
情報の読み出しは、MO3FETQmをオン状態にして
キャパシタCsを共通のデータ線DLにつなぎ、データ
線DLの電位がキャパシタCsに蓄積された電荷量に応
じてどのような変化が起きるかをセンスすることによっ
て行われる。
メモリセルMCを小さく形成し、かつ共通のデータ線D
Lに多くのメモリセルをつないで高集積大容量のメモリ
マトリックスにしであるため、上記キャパシタCsと、
共通データ線DLの浮遊容量Coとの関係は、Cs /
 G oの比が非常に小さな値になる。したがって、上
記キャパシタCsに蓄積された電荷量によるデータ線D
Lの電位変化は、非常に微少な信号となっている。
このような微少な信号を検出するための基準としてダミ
ーセルDCが設けられている。このダミーセルDCは、
そのキャパシタCdの容量値がメモリセルMCのキャパ
シタCsのほぼ半分であることを除き、メモリセルMC
と同じ製造条件、同じ設計定数で作られている。キャパ
シタCdは、アドレッシングに先立って、MO3FET
Qd’によって接地電位に充電される。
上記のように、キャパシタCdは、キャパシタCsの約
半分の容量値に設定されているので、メモリセルMCか
らの読み出し信号のほぼ半分に等しい基準電圧を形成す
ることになる。
センスアンプSAは、上記アドレッシングにより生じる
このような電位変化の差を、タイミング信号(センスア
ンプ制御信号)φρahφpa2で決まるセンス期間に
猿人するセンスアンプであり (その動作は後述する)
、1対の平行に配置された相補データ線DL、DLにそ
の入出方ノードが結合されている。相補データ線DL、
DLに結合されるメモリセルの数は、検出精度を上げる
ため等しくされ、DL、DLのそれぞれに1個ずつのダ
ミーセルが結合されている。また、各メモリセルMCは
、1本のワード線WLと相補対データ線の一方との間に
結合される。各ワード線WLは双方のデータ線対と交差
しているので、ワード線WLに生じる雑音成分が静電結
合によりデータ線にのっても、その雑音成分が双方のデ
ータ線対DL。
DLに等しく現れ、差動型のセンスアンプSAによって
相殺される。
上記アドレッシングにおいて、相補データ線対DL、’
tlLの一方に結合されたメモリセルMCが選択された
場合、他方のデータ線には必ずダミーセルDCが結合さ
れるように一対のダミーワード線DWL、DWLの一方
が選択される。
上記センスアンプSAは、一対の交差結線されたMO3
FETQI、Q2を有し、これらの正帰還作用により、
相補データ線DL、DLに現れた微少な信号を差動的に
増幅する。この正帰還動作は、2段回に分けておこなわ
れ比較的小さいコンダクタンス特性にされたMO3FE
TQ7が比較的早いタイミング信号φpalによって導
通し始めると同時に開始され、アトレンジングによって
相補データ線DL、DLに与えられた電位差に基づき高
い方のデータ線電位は遅い速度で、低い方のそれは速い
速度で共にその差が広がりながら下降していく。この時
、上記電圧差がある程度大きくなったタイミゾグで比較
的大きいコンダクタンス特性にされたMO3FETQ8
がタイミング信号φpa2によって導通するので、上記
低い方のデータ線電位が急速に低下する。このように2
段階にわけてセンスアンプSAの動作を行わせることに
よって、上記高い方の電位落ち込みを防止する。
こうして低い方の電位が交差結合MO3FETのしきい
値電圧以下に低下したとき正帰還動作が終了し、高い方
の電位の下降は電源電圧VCCより低く上記しきい値電
圧より高い電位に留まるとともに、低い方の電位は最終
的に接地電位(Ov)に到達する。
上記のアトレッシングの際、−8破壊されたメモリセル
MCの記憶情報は、このセンス動作によって得られたハ
イレヘル若しくはロウレベルの電位をそのまま受は取る
ことによって回復する。
しかしながら、前述のようにハイレベルが電諒電圧Vc
cに対して一定以上落ち込むと、何回かの読み出し、再
書込みを繰り返しているうちに論理“O”として読み取
られるところの誤動作が生じる。この誤動作を防ぐため
に設けられるのがアクティブリストア回路ARである。
このアクティブリストア回路ARは、タイミング信号φ
resにより起動され、ロウレベルの信号に対して何ら
影響を与えずハイレベルの信号にのみ選択的に電源電圧
Vccの電位にブートストする働きがある。
同図において代表として示されているデータ線対DL、
DLは、カラムスイッチcwを構成するMO3FETQ
3.Q4を介してコモン相補データ線対CDL、CDL
に接続される。(IIIの代表として示されているデー
タ線対についても同様なMO3FETQ5.Q6を介し
てコモン相補データ線対CDL、C,DLに接続される
。、このコモン相補データ線対CDL、CD1.には、
出力アンプを含むデ −タ出カバソファDOBの入力端
子とデータ入カバソファDIBの出力端子に接続される
ロウデコーダ及びカラムデコーダRC−DCRは、アド
レスバッファADBで形成された内部相補アドレス信号
を受けて、1本のワード線及びダミーワード線並びにカ
ラムスイッチ選択信号を形成してメモリセル及びダミー
セルのアドレッシングを行う。すなわち、ロウアドレス
ストローブ信号前により形成されたタイミング信号ga
rに同期して外部アドレス信号AXO−AXnをアドレ
スバッファAI)Bに取込み、ロウデコーダR−DCR
に伝えるとともに、ワード線選択タイミング信号φXに
より所定のワード線及びダミーワ−ド線選択動作を行う
。そして、カラムアドレスストローブ信号CASにより
形成されたタイミング信号φacに同期して外部アドレ
ス信号AYO−AYnをアドレスバッファADBに取込
み、カラムデコーダC−DCHに伝えるとともに、デー
タ線選択タイミング信号φyによりデータ線の選択動作
を行う。
第2図には、アドレスバッファADBの一実施例を示す
回路図が示されている。
外部アト[・ス信号Aiは、伝送ゲー)MO3FETQ
1’0を通してMO3FF、TQ] 2のゲートに供給
される。基準電圧発生回路Vref −Gで形成された
基準電圧Vrefは、伝送ゲートMO3FETQIIを
通してMO3FETQI 3のゲートに供給される。こ
れらのMO3FETQI 2.Ql3のドレインには、
そのゲート、ソース間が互いに交差結線されたき40S
FETQ14.Ql 5のドレインにそれぞれ接続され
る。また、これらのMO3FETQI 4.Ql 5の
ドレインとタイミング信号φaとの間には、MO3FE
TQI 6゜Ql7がそれぞれ設けられる。さらに、上
記MO3FETQI 4.Ql 5とソース及びゲート
がそれぞれ共通接続されたMO3FETQ18.Ql9
が設けられる。これらのMO3FETQ1 B。
Ql9のドレインは、上記MO3FETQI 6゜Ql
7のゲートにそれぞれ接続される。そして、これらのM
O3FETQI 6.Ql 7のゲートには、タイミン
グ信号φbがそのゲートに印加されたプリチージMO3
FETQ20.Q21が設けられる。
この実施例では、電源電圧Vcc、接地電位Vssの変
動の影響を防止するため、上記基準電圧発生回路Vre
f−Gの出力端子とiIi源電圧Vcc及び回路の接地
電位Vssとの間にそれぞれカップリング容量c1.C
2が設けられる。また、半導体基板バイアス電圧vbb
の変動が基準電圧Vrefに影響を及ぼすのを相殺させ
るため、基準電圧Vref −Gの出力端子には、次の
回路が新に綬けられる。
上記基準電圧発生回路Vref −Gの出力端子とタイ
ミング信号φpa2との間にには、センスアンプSAの
動作に伴う基板バイアス電圧vbbの変動による基/$
電圧Vrefの変動を相殺させる力・ノブリング容lc
3が設けられる。また、アクティブリストア回路ARの
動作に伴う基板バイアス電圧vhbの変動による基準電
圧Vrefの変動を相殺させるため、上記基準電圧発生
回路Vref −Gの出力端子にカップリング8門C4
の一端が接続される。この容量C4の他端は、次のMO
3FETQ23、Q24の接続点に接続される。これら
のMO3FETQ23.Q24は、電源電圧Vccと接
地電位Vssとの間に直列形態に接続される。上記、M
O3FETQ23のゲー1−には、特に制限されないが
、ロウアドレスストローブ信号RA Sが印加され、上
記MO3FETQ24のゲートには、アクティブリスI
−ア起動タイミング信号φresが印加される。
上記アドレスバッファ回路の動作を次に説明する。
アI゛レスストローブ♂τ1のロウレベルへの変化によ
り、少しおくれでタイミング信号φacがロウレベルに
なり、伝送ゲートMO3FETQI O。
Qllがオフ状態にされる。これにより、上記アドレス
ストローブ信号CASの立ち下がりタイミング時のアド
レス信号AI及び基準電圧VrefがそれぞれMO3F
ETQI 2.Ql 3のゲートに取り込まれる。この
取り込んだ電圧に従ったコンダクタンス特性をMO3F
ETQI 2.Ql 3が示している。すなわち、アド
レス信号AtがハイレベルならMO3FETQI 2の
コンダクタンス特性は、MO3FETQI 3のコンダ
クタンス特性より大きくなり、アドレス信号Aiがロウ
レベルならMO3FETQI 2のコンダクタンス特性
は、MO3FETQ13のコンダクタンス特性より小さ
くなっている。そして、タイミング信号φaの立ぢ上が
りにより、上記MO5FF、TQ16とQl3及びMO
3FETQ17とQl2とのコンダクタンス比によりM
O3FETQ15.  Ql4のゲート電圧がそれぞれ
決定される。上記アドレス信号AiがハイレベルならM
O3FETQI4のゲート電圧がMO5FETQI 5
のゲート電圧より小さくなり、ロウレベルならMO3F
ETQ14のゲート電圧がMO3FETQI 5のゲー
ト電圧より大きくなる。そして、MO3FETQ14、
C15の正帰還増幅動作により上記レベル差を拡大する
とともに、MO3FETQ1B、C19を通して上記M
O3FETQI 6.Ql 7のコンダクタンス特性を
制御するので、高速に上記アドレス信号A+の信号レベ
ルに従った内部アドレス信号at、aiが形成される。
次に、第4図の動作波形図に従って上記実施例回路の動
作を説明する。
ロウアドレスストローブ信号RASのロウレベルへの変
化により、ロウ系回路が動作するので、基準電圧V r
efは微少変動を生じる。この時、センスアンプSAが
一斉に動作して、一方のデータ線をロウレベルにするの
で、上述のようなカンブリングによって基板バイアス電
圧vbbが低下してしまう。したがって、基準電圧V 
refもそのカップリングによって、同図破線で示すよ
うに低下しようとするが、この実施例では、この時ハイ
レベルに立ち上がるタイミング信号φpa2とカンブリ
ング容量C3により相殺できるので、その影響を受けな
い。ま・た、アクティブリストア回路ARが一斉に動作
して、ハイレベル側のデータ線DLを電源電圧レベルに
まで回復させるので、上述同様なカンプリングによって
基板ハーイアス電圧vbbが持ち上げられる。したがっ
て、基準電圧Vrefもそのカンプリングによって、同
図破線で示すように高くなろうとするが、この実施例で
は、この時ハイレベルになるタイミング信号φres 
と容量C4とにより相殺できるので、その影響を受けな
い。
すなわち、ロウアドレスストローブ信号RASがハイレ
ベルの間、MO3FETQ23がオン状態となって、容
11C4の他端をハイレベルにしており、上記タイミン
グ信号φresのハイレベルによりMO3FETQ24
がオン状態となって、上記容量の他端をロウレベルにす
るのものである。
したがって、カップリング容量CIないしC4容領値を
適当に選ぶことにより、上記基板バイアス電圧vbbの
変動による基準電圧Vrefへの影響を相殺できるから
、その安定化を図ることができる。
この実施例では、単にカンプリング容fitc3゜C4
とMO5F’ETQ23.C24を追加するだけである
ので、極めて簡単に基準電圧Vrefの安定化を実現す
ることができる。
なお、上記カップリング容量C1−C4は、半導体基板
バイアス電圧vbbの影響を受けないようにするため、
特に制限されないが、第1層目の配線層(導電性ポリシ
リコン)と比較的薄い絶縁膜を介して形成された第2層
目の配線層(導電性ポリシリコン又はアルミニュウム)
とを利用して形成される。
この発明は、前記実施例に限定されない。
上記容量C3に供給するタイミング信号は、上記タイミ
ング信号φpal又はセンスアンプSAの共通ソース線
の電圧をインバータ回路により反転させたものを利用す
ることができる。また、上記容量C4の他端には、反転
したアクティブリストア起動信号を供給するものであっ
てもよい。
ダイナミック型RAMを構成する具体的なメモリアレイ
の構成、その周辺回路(アドレスバッファを含む)の構
成は、種々の実施形態を採ることができるものである。
【図面の簡単な説明】
第1図は、この発明の一実格例を示す回路図、第2図は
、そのアドレスバッファの一実施例を示す回路図、 第3図は、その動作を説明するためのタイミング図であ
る。 MC・・メモリセル、r)C・・ダミーセル、CW・・
カラムス・fノチ、S/〜・・センスアンプ、A R・
・アクティブリストア回路、RC−DCR・・ロウ、′
カラノ・、デコ・−ダ、ADB・・アドレスバッファ、
DOB・・データ信号バッファ、DIB・・データ入力
バノフプ、Vref  G・・基準電圧発生回路

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1、外部入力信号のハイレベル又はロウレベルを判定す
    るための基準電圧を形成する基準電圧発生回路と、メモ
    リアレイを構成する一対のデータ線にその入出力ノード
    が結合され所定のタイミング信号により動作状態にされ
    る差動型のセンスアンプと、」二記一対のデータ線間に
    設けられアクティブリストア回路と、上記基準電圧発生
    回路の出力端子と上記センスアンプを動作状態にするタ
    イミング信号又は共通ソース線の電位の反転信号との間
    に設けられた第1のカンプリング容量と、上記基準電圧
    発生回路の出力端子と上記アクティブリストア回路の起
    動タイミング信号の反転信号との間に設けられた第2の
    カンプリング容量とを含むことを特徴とするダ・イナミ
    ソク型RAM。 2、上記基準電圧発生回路の出力端子には、電源電圧V
    ccと回路の接地電位端子との間にそれぞれカンプリン
    グFMが設げられるものであることを特徴とする特許請
    求の範囲第1項記載のダイナミック型RAM。 3、上記カンプリング容量は、第1層目の配線層と第2
    層目の配IJil[とを利用して形成されるものである
    ことを特徴とする特許請求の範囲第1又は第2項記載の
    ダイナミック型RAM。
JP58012734A 1983-01-31 1983-01-31 ダイナミツク型ram Pending JPS59140691A (ja)

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