JPS5873286A - 角度変調回路 - Google Patents
角度変調回路Info
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- JPS5873286A JPS5873286A JP56172314A JP17231481A JPS5873286A JP S5873286 A JPS5873286 A JP S5873286A JP 56172314 A JP56172314 A JP 56172314A JP 17231481 A JP17231481 A JP 17231481A JP S5873286 A JPS5873286 A JP S5873286A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/38—Transmitter circuitry for the transmission of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/40—Modulation circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は映像信号を角度変調する回路について下限周波
数の設定と、周波数偏移の幅の設定とが互いに独立に調
整可能な回路を提供するものである。
数の設定と、周波数偏移の幅の設定とが互いに独立に調
整可能な回路を提供するものである。
従来の回路を第１図に示し、その問題点を明らかにする
。信号源５０１１よりの映像信号は、可変抵抗器ＴＲ１
１で分圧され、容量Ｃ４１を介して増幅回路Ａ４．へ導
かれる。増幅回路Ａ１．の出力の映像信号は容量Ｃ１２
を介してトランジスタＱ、１のベースへ供給されている
。このトランジスタＱ、。
。信号源５０１１よりの映像信号は、可変抵抗器ＴＲ１
１で分圧され、容量Ｃ４１を介して増幅回路Ａ４．へ導
かれる。増幅回路Ａ１．の出力の映像信号は容量Ｃ１２
を介してトランジスタＱ、１のベースへ供給されている
。このトランジスタＱ、。
のベースへは、電圧源Ｖ の電圧ｖ１．もスイッチ１
回路５Ｖｖ１１を介して供給されている。第２図は、ス
イッチ５Ｗ１１の開閉と、映像信号とのタイミング関係
を示す図である。第２図（ａ）はトランジスタＱ１１の
ベース電圧ｖＢ→１１を縦軸に、第２図（麹はスイッチ
５Ｗ１１の開状態、閉状態を縦軸に採り、横軸は共に時
間ｔである。映像信号のシンクチップ部分の期間だけス
イッチ５Ｗ１１が閉状態となされ、シンクチップが電圧
ｖ、１にクランプされる。
イッチ５Ｗ１１の開閉と、映像信号とのタイミング関係
を示す図である。第２図（ａ）はトランジスタＱ１１の
ベース電圧ｖＢ→１１を縦軸に、第２図（麹はスイッチ
５Ｗ１１の開状態、閉状態を縦軸に採り、横軸は共に時
間ｔである。映像信号のシンクチップ部分の期間だけス
イッチ５Ｗ１１が閉状態となされ、シンクチップが電圧
ｖ、１にクランプされる。
トランジスタＱ、１０ベース電圧ｖ引っ、１はＶＢ−Ｑ
ｌｌ ”” ｖｌｌ ＋ｖＳＧ１１（”
””””” ”と表わせる。ここにｖｓＧ４．（ｔ
）、は信号源５Ｇ１１がら供給される映像信号の電圧を
示しており、時間ｔにおける電圧値を、シンクチップ部
をＯｖとして示している。
ｌｌ ”” ｖｌｌ ＋ｖＳＧ１１（”
””””” ”と表わせる。ここにｖｓＧ４．（ｔ
）、は信号源５Ｇ１１がら供給される映像信号の電圧を
示しており、時間ｔにおける電圧値を、シンクチップ部
をＯｖとして示している。
かくしてトランジスタＱ１．のコレクタ電ｉＩα−０１
＋は、電流増幅率ｈＦＥが充分大きいとすればである。
＋は、電流増幅率ｈＦＥが充分大きいとすればである。
ここに０．７５Ｖは、活性状態にあるトランジスタＱ１
１のベースψエミッタ間の電圧である。
１のベースψエミッタ間の電圧である。
トランジスタＱ１１のコレクタ電流ＩＣ→１．は、可変
周波数発振器ｖＣＯへ導かれ、出力端子Ｔｏｕｔより周
波数変調された信号が導出される。
周波数発振器ｖＣＯへ導かれ、出力端子Ｔｏｕｔより周
波数変調された信号が導出される。
第３図は可変周波数発振器ＶＣＯの発振周波数と電流Ｉ
ｃ→、Ｉとの関係を示し、原点より上方へ縦軸に発振周
波数Ｆｒｅｑを、横軸に電流ＩＣ→、。
ｃ→、Ｉとの関係を示し、原点より上方へ縦軸に発振周
波数Ｆｒｅｑを、横軸に電流ＩＣ→、。
を採っており、また参考のため原点より下方向の縦軸に
時間ｔを示している。発振周波数Ｆｒｅｑと電流ＩＣ→
１１ とは Ｆｒｅｑ” ”ＩＣ−０１１”””中・−・ｆ′Ｅ４の
関係となっている。（Ｋは定数）映像、信号のシンクチ
ップ期間か周波数偏位の下限ｆ１．又白レベルの時周波
数偏位の上限九 となるように設定されている。可変周
波数発振器ＶＣＯとしてはどのような回路でも良いが、
例えば本出願人が特願昭５１−８５３１３号に提示して
いる電圧制御マルチバイブレータを採用すればよい。
時間ｔを示している。発振周波数Ｆｒｅｑと電流ＩＣ→
１１ とは Ｆｒｅｑ” ”ＩＣ−０１１”””中・−・ｆ′Ｅ４の
関係となっている。（Ｋは定数）映像、信号のシンクチ
ップ期間か周波数偏位の下限ｆ１．又白レベルの時周波
数偏位の上限九 となるように設定されている。可変周
波数発振器ＶＣＯとしてはどのような回路でも良いが、
例えば本出願人が特願昭５１−８５３１３号に提示して
いる電圧制御マルチバイブレータを採用すればよい。
第４図にその回路図を示す。第４図において、トランジ
スタ１と２及び３と４はそれぞれ差動スイッチング回路
を構成し、トランジスタ４のコレクタ電流ＩＯ及びトラ
ンジスタ６よりなる電流源の電流経路を切り換える。６
，７は抵抗である。
スタ１と２及び３と４はそれぞれ差動スイッチング回路
を構成し、トランジスタ４のコレクタ電流ＩＯ及びトラ
ンジスタ６よりなる電流源の電流経路を切り換える。６
，７は抵抗である。
トランジスタ３，４のコレクタには抵抗８及び９が接続
され、トランジスタ１０と１１のエミッタには容量１２
が接続されている。トランジスタ１３゜１４．１５．１
６は電圧比較回路を構成し、容量１２の両端の電圧とト
ランジスタ１７のエミッタ電圧とを比較している０抵抗
１８と１９は、電源十Ｂの電圧を分割し前記比較回路に
基準電圧を供給している。電流源２０と２１の電流値は
等しく電流源２２も適当な電流値である。トランジスタ
２９〜３ｏはフリップフロップ回路であり、端子３１と
３２はその入力端子、端子３３と３４は互いに逆相とな
る出力端子である。
され、トランジスタ１０と１１のエミッタには容量１２
が接続されている。トランジスタ１３゜１４．１５．１
６は電圧比較回路を構成し、容量１２の両端の電圧とト
ランジスタ１７のエミッタ電圧とを比較している０抵抗
１８と１９は、電源十Ｂの電圧を分割し前記比較回路に
基準電圧を供給している。電流源２０と２１の電流値は
等しく電流源２２も適当な電流値である。トランジスタ
２９〜３ｏはフリップフロップ回路であり、端子３１と
３２はその入力端子、端子３３と３４は互いに逆相とな
る出力端子である。
フリップフロップ回路の動作は、トランジスタ１３のコ
レクタ電流が一定レベル以下となったときに出力端子３
３は低レベル、出力端子３４は高レベルとなり、その後
トランジスタ１３のコレクタ電流が一定レベル以上とな
ってもトランジスタ１４のコレクタ電流が一定レベル以
下となるまでは出力状態は保持されるものであり、また
トランジスタ１４のコレクタ電流が一定レベル以下とな
れば出力端子３３は高レベル、出力端子３４は低レベル
となり、また出力状態反転後トランジスタ１４のコレク
タ電流が一定レベル以上となったときは、トランジスタ
１３のコレクタ電流が一定レベル以下となるまで出方状
態は保持されるものである。
レクタ電流が一定レベル以下となったときに出力端子３
３は低レベル、出力端子３４は高レベルとなり、その後
トランジスタ１３のコレクタ電流が一定レベル以上とな
ってもトランジスタ１４のコレクタ電流が一定レベル以
下となるまでは出力状態は保持されるものであり、また
トランジスタ１４のコレクタ電流が一定レベル以下とな
れば出力端子３３は高レベル、出力端子３４は低レベル
となり、また出力状態反転後トランジスタ１４のコレク
タ電流が一定レベル以上となったときは、トランジスタ
１３のコレクタ電流が一定レベル以下となるまで出方状
態は保持されるものである。
トランジスタ１０と１１のベース電圧はそれぞれ、トラ
ンジスタ３と４のスイッチング作用により十Ｂ電圧の場
合と電流源６の電流が抵抗８あるいは９を流れて電圧降
下した場合とが考えられるが、この電圧降下による低い
電圧レベルは、トランジスタ１０あるいは１１のエミッ
タ電圧が低下して、フリップフロップを反転させる直前
において、トランジスタ１ｏあるいは１１を導通状態と
しない程度の高い電圧レベルに選ばれるものである。フ
リップフロップが反転を始めるトランジスタ１０と１１
のエミ’）夕電圧は、温度補償がより完全に行なえるよ
うにトランジスタ１７のエミッタ電圧と等しい値に設定
するのが望ましい。
ンジスタ３と４のスイッチング作用により十Ｂ電圧の場
合と電流源６の電流が抵抗８あるいは９を流れて電圧降
下した場合とが考えられるが、この電圧降下による低い
電圧レベルは、トランジスタ１０あるいは１１のエミッ
タ電圧が低下して、フリップフロップを反転させる直前
において、トランジスタ１ｏあるいは１１を導通状態と
しない程度の高い電圧レベルに選ばれるものである。フ
リップフロップが反転を始めるトランジスタ１０と１１
のエミ’）夕電圧は、温度補償がより完全に行なえるよ
うにトランジスタ１７のエミッタ電圧と等しい値に設定
するのが望ましい。
トランジスタ１０と１１の温度変動に対してトランジス
タ１７が温度補償として働き、また、トランジスタ１３
と１５．１４と１６はそれぞれトランジスタのベース・
エミッタ間順方向電圧の温度情動が相殺される接続とな
っているため、抵抗１８の電圧降下ΔＶ！は温度変動に
対して一定であると言える。トランジスタ４のコレクタ
電流Ｉ０はトランジスタ４０ベース入力端子３５より印
加される入力電圧及び抵抗６により決定されるものであ
るから、抵抗６を温度変動の少ない炭素皮膜抵抗あるい
は金属皮膜抵抗として半導体集積回路の外部接続とし、
トランジスタ４のベース・エミッタ間順方向電圧の温度
変動は、トランジスタ４０ペースバイアスで容易に補償
できるものであるので、Ｉｏの温度変動も微小とするこ
とができる。よって容量１２を温度変動の少ない容量と
すれば温度変化に対しても安定な発振出力を得ることが
できる。
タ１７が温度補償として働き、また、トランジスタ１３
と１５．１４と１６はそれぞれトランジスタのベース・
エミッタ間順方向電圧の温度情動が相殺される接続とな
っているため、抵抗１８の電圧降下ΔＶ！は温度変動に
対して一定であると言える。トランジスタ４のコレクタ
電流Ｉ０はトランジスタ４０ベース入力端子３５より印
加される入力電圧及び抵抗６により決定されるものであ
るから、抵抗６を温度変動の少ない炭素皮膜抵抗あるい
は金属皮膜抵抗として半導体集積回路の外部接続とし、
トランジスタ４のベース・エミッタ間順方向電圧の温度
変動は、トランジスタ４０ペースバイアスで容易に補償
できるものであるので、Ｉｏの温度変動も微小とするこ
とができる。よって容量１２を温度変動の少ない容量と
すれば温度変化に対しても安定な発振出力を得ることが
できる。
しかもこの場・合、集積回路外部との接続端子は、容量
の両端と抵抗６の接続端子の３端子で済む。
の両端と抵抗６の接続端子の３端子で済む。
フリップフロップ回路のスイッチング部はトランジスタ
２３．２４で構成され、トランジスタ２５と２６は正帰
還用トランジスタである。フリップフロップの人力は、
電圧比較回路の出力を受け、トランジスタ２７と２８よ
り加えられる。端子３６は電流源に印加する直流バイア
ス源が接続される端子であり、＋Ｂ′は、十Ｂより、い
くぶん低い電圧の電源が接続されるものである。フリッ
プフロップの動作は、トランジスタ２３がカットオフの
状態において、トランジスタ２７０ベース電圧が上昇し
た場合、トランジスタ２７０ベース電圧はトランジスタ
２６のベース電圧よりも高くなり得るため、トランジス
タ２３を導通、トランジスタ２４をカットオフさせ、ま
た反転後、トランジスタ２７のベース電圧が低下しても
、トランジスタ２６のベース電圧はトランジスタ２６及
び２８のベース電圧よりも高いので、出力状態は保持さ
れるように動作する。なお、３７．３８はダイオード、
３９は電流源トランジスタである。
２３．２４で構成され、トランジスタ２５と２６は正帰
還用トランジスタである。フリップフロップの人力は、
電圧比較回路の出力を受け、トランジスタ２７と２８よ
り加えられる。端子３６は電流源に印加する直流バイア
ス源が接続される端子であり、＋Ｂ′は、十Ｂより、い
くぶん低い電圧の電源が接続されるものである。フリッ
プフロップの動作は、トランジスタ２３がカットオフの
状態において、トランジスタ２７０ベース電圧が上昇し
た場合、トランジスタ２７０ベース電圧はトランジスタ
２６のベース電圧よりも高くなり得るため、トランジス
タ２３を導通、トランジスタ２４をカットオフさせ、ま
た反転後、トランジスタ２７のベース電圧が低下しても
、トランジスタ２６のベース電圧はトランジスタ２６及
び２８のベース電圧よりも高いので、出力状態は保持さ
れるように動作する。なお、３７．３８はダイオード、
３９は電流源トランジスタである。
第４図のトランジスタ４のコレクタ電流Ｉ０ と発振周
波数Ｆｒｅｑとの関係は、 Ｆｒｅｑ ＝ Ｋ’−ｌ０９−１−０．−−−−−−−
（馴で表わされ、出力端子３４（Ｔｏｕｔ）に発振
出力が得られる。
波数Ｆｒｅｑとの関係は、 Ｆｒｅｑ ＝ Ｋ’−ｌ０９−１−０．−−−−−−−
（馴で表わされ、出力端子３４（Ｔｏｕｔ）に発振
出力が得られる。
第１図の出力端子Ｔｏｕｔ （３４）より出力される信
号の発振周波数Ｆｒｅｑは、式（１） 、 （榊、（３
）より・・・・・・・・・ （４１ と表わせる。
号の発振周波数Ｆｒｅｑは、式（１） 、 （榊、（３
）より・・・・・・・・・ （４１ と表わせる。
さてここで第１図の回路の出力信号における周波数偏位
の上限及び下限をあらかじめ定められている値九及びｆ
、に調整する手順を説明する。式（４）の第２項は、入
力の映像信号に対応して変化する項である。映像信号ｖ
ｓ０１１（りは、白レベルの時に最大の値をとり、シン
クチップ期間の時にＯｖであるから、白レベルの時に周
波数偏位の上限の周波数で発振し、シンクチップ期間に
周波数偏位の下限の周波数で発振する。可変抵抗器ｖＲ
１１を可変すると映像信号ｖｓＧ４．（ｔ）の白レベル
の電圧値を可変することになり、すなわち周波数偏位の
幅を可変することになる。一方、式（４の第１項は、発
振周波数のオフセット値である。つまり映像信号Ｖ
（ｔ）がシンクチップ期間に、ｏＶとＧ１１ 遠って第２項が零となるから、式（４の第１項は、０ 周波数偏位の下限の値を表わしている。
の上限及び下限をあらかじめ定められている値九及びｆ
、に調整する手順を説明する。式（４）の第２項は、入
力の映像信号に対応して変化する項である。映像信号ｖ
ｓ０１１（りは、白レベルの時に最大の値をとり、シン
クチップ期間の時にＯｖであるから、白レベルの時に周
波数偏位の上限の周波数で発振し、シンクチップ期間に
周波数偏位の下限の周波数で発振する。可変抵抗器ｖＲ
１１を可変すると映像信号ｖｓＧ４．（ｔ）の白レベル
の電圧値を可変することになり、すなわち周波数偏位の
幅を可変することになる。一方、式（４の第１項は、発
振周波数のオフセット値である。つまり映像信号Ｖ
（ｔ）がシンクチップ期間に、ｏＶとＧ１１ 遠って第２項が零となるから、式（４の第１項は、０ 周波数偏位の下限の値を表わしている。
周波数変調の周波数偏位の下限周波数を、あらかじめ定
められた値ｆｔに設定する為に第１図の抵抗Ｒ１，の値
を変化させると、式（横の第１項を変化さザ得るが、同
時に第２項の値も変化してしまう０ すなわち周波数偏位の幅も変化してしまう。
められた値ｆｔに設定する為に第１図の抵抗Ｒ１，の値
を変化させると、式（横の第１項を変化さザ得るが、同
時に第２項の値も変化してしまう０ すなわち周波数偏位の幅も変化してしまう。
この現象のため、第１図の従来の例での調整の要注意点
は、第１ステツプとして、抵抗Ｒ４１の値を可変して、
周波数偏位の１限の周波数ｆ、に設定する。第２ステツ
プとして、可変抵抗器ｖＲ１１を可変して定められてい
る周波数偏位の幅（ｆｕ−７ｔ） に設定する。この
調整の順序は逆にできない０このため量産ラインでの調
整工程２部品不良のため修理した時、また周波数九、
ｆｌを変更する際に、調整順序の不′注意は許されない
と云う問題がある。
は、第１ステツプとして、抵抗Ｒ４１の値を可変して、
周波数偏位の１限の周波数ｆ、に設定する。第２ステツ
プとして、可変抵抗器ｖＲ１１を可変して定められてい
る周波数偏位の幅（ｆｕ−７ｔ） に設定する。この
調整の順序は逆にできない０このため量産ラインでの調
整工程２部品不良のため修理した時、また周波数九、
ｆｌを変更する際に、調整順序の不′注意は許されない
と云う問題がある。
本発明の目的は以上の問題を克服して、周波数偏位の下
限と、幅とを独立に調整でき得る変調回路を提供するも
のである。第６図にその一実施例を示し、動作を説明す
る。第６図においてｖＣＯは第４図に示すものを用いる
。信号源ＳＧ１からの映像信号は容量Ｃ１を介してトラ
ンジスタＱ１のベースへ供給される。トランジスタＱ、
のベースへは電圧源ｖ２の電圧ｖ２もスイッチＳＷ１を
介して供給され、エミッタは抵抗Ｒ４を介して電圧源ｖ
１へ接続されている。トランジスタＱ２は、エミッタが
抵抗Ｒを介して電圧源Ｖへ、ベースが電圧源ｖ２へ接１ 続されており、コレクタはトランジスタＱ３のコレクタ
及びベースへ接続されている。そしてトランジスタＱ４
は、ベース・エミッタがトランジスタＱ３のベース・エ
ミッタにそれぞれ接続されており、コレクタは、可変周
波数発振器ｖＣＯに接続され、Ｑ３．Ｑ４でカレントミ
ラー回路が構成されている。
限と、幅とを独立に調整でき得る変調回路を提供するも
のである。第６図にその一実施例を示し、動作を説明す
る。第６図においてｖＣＯは第４図に示すものを用いる
。信号源ＳＧ１からの映像信号は容量Ｃ１を介してトラ
ンジスタＱ１のベースへ供給される。トランジスタＱ、
のベースへは電圧源ｖ２の電圧ｖ２もスイッチＳＷ１を
介して供給され、エミッタは抵抗Ｒ４を介して電圧源ｖ
１へ接続されている。トランジスタＱ２は、エミッタが
抵抗Ｒを介して電圧源Ｖへ、ベースが電圧源ｖ２へ接１ 続されており、コレクタはトランジスタＱ３のコレクタ
及びベースへ接続されている。そしてトランジスタＱ４
は、ベース・エミッタがトランジスタＱ３のベース・エ
ミッタにそれぞれ接続されており、コレクタは、可変周
波数発振器ｖＣＯに接続され、Ｑ３．Ｑ４でカレントミ
ラー回路が構成されている。
スイッチＳＷ１は映像信号のシンクチップの期間だけ閉
状態となされるから、第１図の容量Ｃ４２゜スイッチ５
Ｗ１１及び電圧源ｖ１．と同様に動作して、容量Ｃ１，
スイッチＳＷ１及び電圧ｖ２によっテトランジスタＱ、
のベースには、そのシンクチ、：。
状態となされるから、第１図の容量Ｃ４２゜スイッチ５
Ｗ１１及び電圧源ｖ１．と同様に動作して、容量Ｃ１，
スイッチＳＷ１及び電圧ｖ２によっテトランジスタＱ、
のベースには、そのシンクチ、：。
プの電圧が電圧ｖ２にクランプされた映像信号が得られ
る。トランジスタＱ、は、抵抗Ｒ４と共にエミッタフォ
ロワーとして動作している。トランジスタＱ２のベース
電圧は、電圧■２である。このトランジスタのエミッタ
へ流れ込む電流■Ｅ→２は、電圧源ｖ１から抵抗Ｒ２を
介して流れ込む電流ＩＲ２と、トランジスタＱ、の方よ
り抵抗Ｒ３を介して流れ込む電流’Ｒ５との和である。
る。トランジスタＱ、は、抵抗Ｒ４と共にエミッタフォ
ロワーとして動作している。トランジスタＱ２のベース
電圧は、電圧■２である。このトランジスタのエミッタ
へ流れ込む電流■Ｅ→２は、電圧源ｖ１から抵抗Ｒ２を
介して流れ込む電流ＩＲ２と、トランジスタＱ、の方よ
り抵抗Ｒ３を介して流れ込む電流’Ｒ５との和である。
電流”Ｒ２は、である。ここに０．７５Ｖは活性状態に
あるトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の電圧であ
る。
あるトランジスタＱ２のベース・エミッタ間の電圧であ
る。
次に電ＲＩＲ３を求める。トランジスタＱ２のエミッタ
電圧ＶＥ→２は、 ｖＥ→２−ｖ２＋ｏ、７６ｖ・・・・・・・・・・（＠
であり、またトランジスタＱ、のエミッタ電圧ｖＥ−０
１は ＶＥ −く）、＝Ｖ２ ＋０．７６Ｖ＋ＶＳＧ１（ｔ）
・・・・（’）である。ここにｖＳＧｌ（ｔ）は信号
源ＳＧ１から供給される映！信号の電圧を示し、時間ｔ
における電圧値を、シンクチップ部をｏＶとして示して
いる。
電圧ＶＥ→２は、 ｖＥ→２−ｖ２＋ｏ、７６ｖ・・・・・・・・・・（＠
であり、またトランジスタＱ、のエミッタ電圧ｖＥ−０
１は ＶＥ −く）、＝Ｖ２ ＋０．７６Ｖ＋ＶＳＧ１（ｔ）
・・・・（’）である。ここにｖＳＧｌ（ｔ）は信号
源ＳＧ１から供給される映！信号の電圧を示し、時間ｔ
における電圧値を、シンクチップ部をｏＶとして示して
いる。
したがって抵抗Ｒ３を流れる電流■Ｒ３は、３
となる。したがってトランジスタＱ２のエミッタ電流１
Ｅ−０２は テ；ｈルａ ）ランジスタＱ２．Ｑ３及びＱ４の電流増
幅率ｈＦＥが充分大きいとすると、トランジスタＱ４の
コレクタ電流ｌσつ、はトランジスタＱ２のエミッタ電
流■Ｅ−０２に等しい。可変周波数発振器■ＣＯは、第
１図に示したそれと同じとすると、発温と表わせる。（
Ｉｄ式の第１項は、抵抗Ｒ３を可変すると、入力の映像
信号のレベルが変ったことと同じであり、また、シンク
チップ期間の電圧はｖｓＧｌ（ｔ）＝ｏ■ である故、抵抗Ｒ３の値を変化すると周波数偏位の幅だ
けが変る。０４式の第２項は、抵抗Ｒ２の値を可変する
と、分子は一定値である故、発振周波数Ｆｒｅｑが変化
するが、周波数偏位の幅は何ら変化しない。すなわち、
第５図の実施例において、あらかじめ定められている周
波数変調の周波数偏位の下限周波数ｆ、及び周波数偏位
の幅（ｆｕ−ｆｔ）に回路を設定しようとする時、どち
らの値を先に調整して全くかまわないと云う長所がある
。下限周波数ｆ、は抵抗Ｒ２の値により、周波数偏位の
幅（ｆｕ−ｆｔ）は抵抗Ｒ３の値により調整すれば良い
。
Ｅ−０２は テ；ｈルａ ）ランジスタＱ２．Ｑ３及びＱ４の電流増
幅率ｈＦＥが充分大きいとすると、トランジスタＱ４の
コレクタ電流ｌσつ、はトランジスタＱ２のエミッタ電
流■Ｅ−０２に等しい。可変周波数発振器■ＣＯは、第
１図に示したそれと同じとすると、発温と表わせる。（
Ｉｄ式の第１項は、抵抗Ｒ３を可変すると、入力の映像
信号のレベルが変ったことと同じであり、また、シンク
チップ期間の電圧はｖｓＧｌ（ｔ）＝ｏ■ である故、抵抗Ｒ３の値を変化すると周波数偏位の幅だ
けが変る。０４式の第２項は、抵抗Ｒ２の値を可変する
と、分子は一定値である故、発振周波数Ｆｒｅｑが変化
するが、周波数偏位の幅は何ら変化しない。すなわち、
第５図の実施例において、あらかじめ定められている周
波数変調の周波数偏位の下限周波数ｆ、及び周波数偏位
の幅（ｆｕ−ｆｔ）に回路を設定しようとする時、どち
らの値を先に調整して全くかまわないと云う長所がある
。下限周波数ｆ、は抵抗Ｒ２の値により、周波数偏位の
幅（ｆｕ−ｆｔ）は抵抗Ｒ３の値により調整すれば良い
。
以上説明した如く、本発明によれば、映像信号の角度変
調回路における調整順序の制限を除去できるものであり
、量産ラインにおける調整工程また回路実験・検討時の
自由度を増すものであり、９業的にすぐれた価値を有す
るものである〇
調回路における調整順序の制限を除去できるものであり
、量産ラインにおける調整工程また回路実験・検討時の
自由度を増すものであり、９業的にすぐれた価値を有す
るものである〇
第１図は従来の周波数変調回路の回路図、第２図（ａ）
、（ｂ１１第１図はその動作説明の波形図、第４図は第
１図中に示した可変周波数発振回路の具体例の回路図、
第６図は本発明の一実施例にかかる周波数変調回路図で
ある。 Ｑ１〜Ｑ４ ・・・・・・トランジスタ、Ｒ４，Ｒ２，
Ｒ３・・・・抵抗、ＳＷｌ・・・・・・スイッチ、ｖｌ
、ｖ２・・・・・・電圧源、ＶＣＯ・・・・・・可変周
波数発振器。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 １１３図
、（ｂ１１第１図はその動作説明の波形図、第４図は第
１図中に示した可変周波数発振回路の具体例の回路図、
第６図は本発明の一実施例にかかる周波数変調回路図で
ある。 Ｑ１〜Ｑ４ ・・・・・・トランジスタ、Ｒ４，Ｒ２，
Ｒ３・・・・抵抗、ＳＷｌ・・・・・・スイッチ、ｖｌ
、ｖ２・・・・・・電圧源、ＶＣＯ・・・・・・可変周
波数発振器。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか１名第２
図 １１３図
Claims (1)
- 第１のトランジスタのエミッタが第１の抵抗を介して第
１の電圧源へ接続され、前記第１のトランジスタのベー
スはスイッチ回路を介して第２の電圧源へ接続されると
共に容量を介して映像信号源へ接続されており、第２の
トランジスタのエミッタは第２の抵抗を介して前記第１
の電圧源へ接続され、前記第２のトランジスタのベース
は前記第２の電圧源へ接続され、前記第２のトランジス
タのコレクタは第３のトランジスタのコレクタに接続さ
れており、第４のトランジスタはそのエミッタ、ベース
が前記第３のトランジスタのエミッタ、ベースにそれぞ
れ接続されてカレントミラー回路を構成し、前記第４の
トランジスタのコレクタは可変周波数発振器に接続され
、前記第１のトランジスタのエミッタと前記第２のトラ
ンジスタのエミッタとが第３の抵抗を介して接続される
ことを特徴とする角度変調回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56172314A JPS5873286A (ja) | 1981-10-27 | 1981-10-27 | 角度変調回路 |
| US06/436,369 US4531155A (en) | 1981-10-27 | 1982-10-25 | Circuit for independently adjusting frequency deviation of a VCO |
| DE8282305681T DE3265879D1 (en) | 1981-10-27 | 1982-10-26 | Angle modulation circuit |
| EP82305681A EP0078653B1 (en) | 1981-10-27 | 1982-10-26 | Angle modulation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56172314A JPS5873286A (ja) | 1981-10-27 | 1981-10-27 | 角度変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5873286A true JPS5873286A (ja) | 1983-05-02 |
| JPS6338788B2 JPS6338788B2 (ja) | 1988-08-02 |
Family
ID=15939613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56172314A Granted JPS5873286A (ja) | 1981-10-27 | 1981-10-27 | 角度変調回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4531155A (ja) |
| EP (1) | EP0078653B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5873286A (ja) |
| DE (1) | DE3265879D1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01238205A (ja) * | 1988-03-18 | 1989-09-22 | Hitachi Ltd | Ｆｍ変調回路 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62243406A (ja) * | 1986-04-16 | 1987-10-23 | Nec Corp | 角度変調器 |
| US7015766B1 (en) | 2004-07-27 | 2006-03-21 | Pericom Semiconductor Corp. | CMOS voltage-controlled oscillator (VCO) with a current-adaptive resistor for improved linearity |
| JP7259343B2 (ja) | 2019-01-18 | 2023-04-18 | トヨタ自動車株式会社 | 配車サービスシステム、配車サービス方法、およびプログラム |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3214706A (en) * | 1962-01-09 | 1965-10-26 | Burroughs Corp | Wide band amplifier with adjustable d.c. output level |
| NL294325A (ja) * | 1962-07-02 | |||
| US3263190A (en) * | 1963-11-19 | 1966-07-26 | Rca Corp | Frequency modulated oscillator |
| DE1218525B (de) * | 1964-11-07 | 1966-06-08 | Telefunken Patent | Verstaerker mit umschaltbarem Verstaerkungsgrad |
| US3512109A (en) * | 1967-03-24 | 1970-05-12 | Fowler Allan R | Phase angle modulator |
| US3626331A (en) * | 1969-01-14 | 1971-12-07 | Motorola Inc | Audio signal processor |
| US3626330A (en) * | 1970-01-15 | 1971-12-07 | Itt | Capacitive diode controlled oscillator frequency shift keying circuit |
| US3961285A (en) * | 1971-09-23 | 1976-06-01 | International Telephone And Telegraph Corporation | Voltage controlled oscillator driver |
| US3886485A (en) * | 1972-11-25 | 1975-05-27 | Victor Company Of Japan | Linear voltage controlled oscillator including a timing capacitor charged and discharged through current mirror circuits |
| JPS5717533Y2 (ja) * | 1976-02-27 | 1982-04-13 |
-
1981
- 1981-10-27 JP JP56172314A patent/JPS5873286A/ja active Granted
-
1982
- 1982-10-25 US US06/436,369 patent/US4531155A/en not_active Expired - Lifetime
- 1982-10-26 EP EP82305681A patent/EP0078653B1/en not_active Expired
- 1982-10-26 DE DE8282305681T patent/DE3265879D1/de not_active Expired
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01238205A (ja) * | 1988-03-18 | 1989-09-22 | Hitachi Ltd | Ｆｍ変調回路 |
| JP2650108B2 (ja) * | 1988-03-18 | 1997-09-03 | 株式会社日立製作所 | Ｆｍ変調回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4531155A (en) | 1985-07-23 |
| JPS6338788B2 (ja) | 1988-08-02 |
| DE3265879D1 (en) | 1985-10-03 |
| EP0078653A1 (en) | 1983-05-11 |
| EP0078653B1 (en) | 1985-08-28 |
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