JPH01238205A - Ｆｍ変調回路 - Google Patents
Ｆｍ変調回路Info
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- JPH01238205A JPH01238205A JP6480488A JP6480488A JPH01238205A JP H01238205 A JPH01238205 A JP H01238205A JP 6480488 A JP6480488 A JP 6480488A JP 6480488 A JP6480488 A JP 6480488A JP H01238205 A JPH01238205 A JP H01238205A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 17
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- 102000017177 Fibromodulin Human genes 0.000 abstract description 11
- 108010013996 Fibromodulin Proteins 0.000 abstract description 11
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Landscapes
- Amplitude Modulation (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、Ｆ Ｍ （Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄ
ｕｌａｔｉｏｎ）変調回路に関し、例えばＶＴＲ（ビデ
ィオ・テープ・レコーダ）用の輝度信号処理半導体集積
回路におけるＦＭ変調回路に利用して有効な技術に関す
るものである。
ｕｌａｔｉｏｎ）変調回路に関し、例えばＶＴＲ（ビデ
ィオ・テープ・レコーダ）用の輝度信号処理半導体集積
回路におけるＦＭ変調回路に利用して有効な技術に関す
るものである。
ＶＴＲ輝度信号処理回路では、輝度信号をＦＭ変調する
。このＦＭ変調回路のブロック図は、第４図に示すよう
に、マルチパイプレーク型の自走発振回路からなる変調
回路ＦＭＯＤのバイアス電流を形成する可変電流源と、
入力電圧信号ＶＩＮを電流信号に変換する調整抵抗ＲＩ
ｌｌとから構成される。このようなＦＭ変調回路を備え
た半導体集積回路装置の例としては、■日立製作所昭和
６２年２月発行ｒ日立ＶＴＲＦｆＪＩ Ｃデー？ブック
Ｊ頁７８ （ＨＡＩ １８６４）がある。
。このＦＭ変調回路のブロック図は、第４図に示すよう
に、マルチパイプレーク型の自走発振回路からなる変調
回路ＦＭＯＤのバイアス電流を形成する可変電流源と、
入力電圧信号ＶＩＮを電流信号に変換する調整抵抗ＲＩ
ｌｌとから構成される。このようなＦＭ変調回路を備え
た半導体集積回路装置の例としては、■日立製作所昭和
６２年２月発行ｒ日立ＶＴＲＦｆＪＩ Ｃデー？ブック
Ｊ頁７８ （ＨＡＩ １８６４）がある。
上記第４図のＦＭ変調回路では、変調信号ＶＩＮを電流
変換するとき、信号電圧ＶＩＮとバイアス電圧ＶＢとを
込みで電流変換する。それ故、キャリア（中心周波数）
を設定する目的でバイアス電流をＩｂに初期調整した状
態で、信号電圧をＶＩＮとし、バイアス電圧をＶＢとす
る。上記のようにバイアス電流１ｂを決定した後、周波
数偏移を決めるディビエイション調整の抵抗値をＲｏを
得たとすると、 Ｉ＝ （ＶＩＮ＋ＶＢ）／ＲＤの電流が流れる。
変換するとき、信号電圧ＶＩＮとバイアス電圧ＶＢとを
込みで電流変換する。それ故、キャリア（中心周波数）
を設定する目的でバイアス電流をＩｂに初期調整した状
態で、信号電圧をＶＩＮとし、バイアス電圧をＶＢとす
る。上記のようにバイアス電流１ｂを決定した後、周波
数偏移を決めるディビエイション調整の抵抗値をＲｏを
得たとすると、 Ｉ＝ （ＶＩＮ＋ＶＢ）／ＲＤの電流が流れる。
したがって、変調回路ＦＭＯＤの実質的なバイアス電流
ｉｂは、ＶＢ／Ｒ，たけ増加したことになり、可変電流
源回路により形成されるバイアス電流としては、 Ｉ ｂ’ ＝ Ｉ ｂ−（ＶＢ／Ｒｏ ）なるバイアス
電流に変更しなければならない。更に、先回調整して求
めた抵抗の抵抗値Ｒ８は、キャリア周波数がＶＢ／Ｒ，
分だけずれて合わせられたものであり、正確なものでは
ない。したがって、再度上記抵抗の抵抗値Ｒ，ｌ を求
める必要がある。このように、上記キャリアを設定する
電流源回路の調整と、デビエイション調整の抵抗値Ｒ８
の設定を繰り返して調整を行う必要があり、調整作業が
煩わしいものとなる。
ｉｂは、ＶＢ／Ｒ，たけ増加したことになり、可変電流
源回路により形成されるバイアス電流としては、 Ｉ ｂ’ ＝ Ｉ ｂ−（ＶＢ／Ｒｏ ）なるバイアス
電流に変更しなければならない。更に、先回調整して求
めた抵抗の抵抗値Ｒ８は、キャリア周波数がＶＢ／Ｒ，
分だけずれて合わせられたものであり、正確なものでは
ない。したがって、再度上記抵抗の抵抗値Ｒ，ｌ を求
める必要がある。このように、上記キャリアを設定する
電流源回路の調整と、デビエイション調整の抵抗値Ｒ８
の設定を繰り返して調整を行う必要があり、調整作業が
煩わしいものとなる。
この発明の目的は、キャリア及びデビエイション調整を
簡単にしたＦＭ変調回路を提供することになる。
簡単にしたＦＭ変調回路を提供することになる。
、この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴
は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるで
あろう。
は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるで
あろう。
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要
を簡単に説明すれば、下記の通りである。
を簡単に説明すれば、下記の通りである。
すなわち、入力電圧信号を受けて電流信号に変換する電
圧／電流変換回路及びそれにより発振周波数が変化させ
られる発振回路に対して、同じ調整電流を受けてそれぞ
れの比率でバイアス電流をそれぞれ流す電流ミラー回路
を設ける。
圧／電流変換回路及びそれにより発振周波数が変化させ
られる発振回路に対して、同じ調整電流を受けてそれぞ
れの比率でバイアス電流をそれぞれ流す電流ミラー回路
を設ける。
上記した手段によれば、自走発振回路に内蔵されるキャ
パシタの容量値のバラツキに見合った分だけ、電流ミラ
ー回路を用いてキャリア決定バイアス電流及び変調信号
電流を等比で変えられるから、両者の調整の統一化が可
能になる。
パシタの容量値のバラツキに見合った分だけ、電流ミラ
ー回路を用いてキャリア決定バイアス電流及び変調信号
電流を等比で変えられるから、両者の調整の統一化が可
能になる。
第１図には、この発明に係るＦＭ変調回路の基本構成を
説明するためのブロック図である。
説明するためのブロック図である。
同図の各回路ブロックは、公知の半導体集積回路の製造
技術によって、特に制限されないが、単結晶シリコ゛ン
のような１個の半導体基板上において形成される。この
実施例のＦＭ変調回路は、例えば、前記ＶＴＲ輝度信号
処理用の半導体集積回路装置（ＨＡ１１８６４）のＦＭ
変調回路に置き換えが可能である。
技術によって、特に制限されないが、単結晶シリコ゛ン
のような１個の半導体基板上において形成される。この
実施例のＦＭ変調回路は、例えば、前記ＶＴＲ輝度信号
処理用の半導体集積回路装置（ＨＡ１１８６４）のＦＭ
変調回路に置き換えが可能である。
特に制限されないが、マルチバイブレーク型の自走発振
回路からなる変調回路ＦＭＯＤは、制御電流Ｉｂにより
自走発振周波数（キャリア）が決定される。
回路からなる変調回路ＦＭＯＤは、制御電流Ｉｂにより
自走発振周波数（キャリア）が決定される。
電圧／電流変換回路ｇｍは、信号電圧ｖ１．４を受けて
信号電流ｉｓに変換する。この変換利得は、制御電流１
ａにより決定される。上記信号電流ｉＳはバイアス電流
１ｂと加算されて上記変調回路ＦＭＯＤに流れるように
される。これにより、変調回路ＦＭＯＤの発振周波数ｆ
。ｕ７は上記制御電流ｉｓにより変化させられてＦＭ変
調信号になるものである。
信号電流ｉｓに変換する。この変換利得は、制御電流１
ａにより決定される。上記信号電流ｉＳはバイアス電流
１ｂと加算されて上記変調回路ＦＭＯＤに流れるように
される。これにより、変調回路ＦＭＯＤの発振周波数ｆ
。ｕ７は上記制御電流ｉｓにより変化させられてＦＭ変
調信号になるものである。
同図において、点線で示した調整バイアス回路ＢＣは、
半導体集積回路の外付可変抵抗（又は半導体チップ半導
体ウェハに構成されたトリミング抵抗）ＶＲにより調整
電流１ｏを形成する。この調整電流Ｉｏは、ダイオード
（又はダイオード形態のトランジスタ）Ｄに流れるよう
にされる。このダイオードＤは、その両端の電圧をトラ
ンジスタＱ１と及びＱ２のベース、エミッタ間に供給す
ること、言い換えるならば、ダイオードＤとトランジス
タＱ１及びＱ２が電流ミラー形態にされることにより、
トランジスタＱ１及びＱ２から上記バイアス電流１ｂ及
びＩａが形成される。上記ダイオードＤのエミッタ面積
とトランジスタＱ１とＱ２のそれぞれエミッタ面積の比
に従って、上記バイアス電流１ｂ及びＩａが等比により
調整させられる。
半導体集積回路の外付可変抵抗（又は半導体チップ半導
体ウェハに構成されたトリミング抵抗）ＶＲにより調整
電流１ｏを形成する。この調整電流Ｉｏは、ダイオード
（又はダイオード形態のトランジスタ）Ｄに流れるよう
にされる。このダイオードＤは、その両端の電圧をトラ
ンジスタＱ１と及びＱ２のベース、エミッタ間に供給す
ること、言い換えるならば、ダイオードＤとトランジス
タＱ１及びＱ２が電流ミラー形態にされることにより、
トランジスタＱ１及びＱ２から上記バイアス電流１ｂ及
びＩａが形成される。上記ダイオードＤのエミッタ面積
とトランジスタＱ１とＱ２のそれぞれエミッタ面積の比
に従って、上記バイアス電流１ｂ及びＩａが等比により
調整させられる。
第２図には、上記第１図に示した各回路ブロックの具体
的一実施例の回路図が示されている。
的一実施例の回路図が示されている。
変調回路ＦＭＯＤは、マルチバイブレータ型の自走発振
回路から構成される。すなわち、差動トランジスタＱ３
とＱ４のコレクタ間には、キャパシタＣが設けられる。
回路から構成される。すなわち、差動トランジスタＱ３
とＱ４のコレクタ間には、キャパシタＣが設けられる。
上記トランジスタＱ３とＱ４のコレクタには、直列形態
にされたトランジスタＱ５及びＱ６を介して負荷抵抗Ｒ
１及びＲ２がそれぞれ設けられる。上記トランジスタＱ
５とＱ６は、互いに他方のトランジスタのコレクタ出力
がベースに供給される。すなわち、一方のトランジスタ
Ｑ５のコレクタ出力は、エミッタフォロワ出力トランジ
スタＱ７を通して他方のトランジスタＱ６のベースに供
給される。上記他方のトランジスタＱ６のコレクタ出力
は、エミッタフォロワ出力トランジスタＱ８を通して一
方のトランジスタＱ５のベースに供給される。
にされたトランジスタＱ５及びＱ６を介して負荷抵抗Ｒ
１及びＲ２がそれぞれ設けられる。上記トランジスタＱ
５とＱ６は、互いに他方のトランジスタのコレクタ出力
がベースに供給される。すなわち、一方のトランジスタ
Ｑ５のコレクタ出力は、エミッタフォロワ出力トランジ
スタＱ７を通して他方のトランジスタＱ６のベースに供
給される。上記他方のトランジスタＱ６のコレクタ出力
は、エミッタフォロワ出力トランジスタＱ８を通して一
方のトランジスタＱ５のベースに供給される。
上記一方のトランジスタＱ５のコレクタ出力を受けるエ
ミッタフォロワ出力トランジスタＱ７の出力信号は、レ
ベルシフト用のダイオード（又はダイオード形態のトラ
ンジスタ）ＤＩ及びＤ２を通して上記トランジスタＱ５
と直列形態にされる差動トランジスタＱ３のベースに供
給される。同様に、上記他方のトランジスタＱ６のコレ
クタ出力を受けるエミッタフォロワ出力トランジスタＱ
７８出力信号は、レベルシフト用のダイオード（又はダ
イオード形態のトランジスタ）Ｄ３及びＤ４を通して上
記トランジスタＱ６と直列形態にされる差動トランジス
タＱ４のベースに供給される。上記エミッタフォロワ出
力トランジスタＱ７及びＱ８のエミッタ側には、上記レ
ベルシフトダイオードＤｉ、Ｄ２及びＤ３．Ｄ４を介し
てバイアス電流を流す定電流源１ｃが設けられる。
ミッタフォロワ出力トランジスタＱ７の出力信号は、レ
ベルシフト用のダイオード（又はダイオード形態のトラ
ンジスタ）ＤＩ及びＤ２を通して上記トランジスタＱ５
と直列形態にされる差動トランジスタＱ３のベースに供
給される。同様に、上記他方のトランジスタＱ６のコレ
クタ出力を受けるエミッタフォロワ出力トランジスタＱ
７８出力信号は、レベルシフト用のダイオード（又はダ
イオード形態のトランジスタ）Ｄ３及びＤ４を通して上
記トランジスタＱ６と直列形態にされる差動トランジス
タＱ４のベースに供給される。上記エミッタフォロワ出
力トランジスタＱ７及びＱ８のエミッタ側には、上記レ
ベルシフトダイオードＤｉ、Ｄ２及びＤ３．Ｄ４を介し
てバイアス電流を流す定電流源１ｃが設けられる。
この変調回路ＦＭＯＤの発振動作は、次の通りである。
例えば、差動トランジスタＱ３がオン状態で差動トラン
ジスタＱ４がオフ状態のとき、言い換えるならば、トラ
ンジスタＱ７のベースが、電源電圧Ｖｃｃのようなハイ
レベルで、トランジスタＱ８のベースが抵抗Ｒ２の電圧
降下によるロウレベルのとき、上記差動トランジスタＱ
３に直列形態にされたトランジスタＱ５がオフ状態に、
差動トランジスタＱ４に直列形態にされたトランジスタ
Ｑ６がオン状態になる。したがって、キャパシタＣは、
トランジスタＱ３を通して上記電流Ｉｂによリゾイスチ
ャージされる。このとき、キャパシタＣの他方の電極に
は、トランジスタＱ７とＱ６を通して上記電源電圧Ｖｃ
ｃのようなハイレベルが供給されている。
ジスタＱ４がオフ状態のとき、言い換えるならば、トラ
ンジスタＱ７のベースが、電源電圧Ｖｃｃのようなハイ
レベルで、トランジスタＱ８のベースが抵抗Ｒ２の電圧
降下によるロウレベルのとき、上記差動トランジスタＱ
３に直列形態にされたトランジスタＱ５がオフ状態に、
差動トランジスタＱ４に直列形態にされたトランジスタ
Ｑ６がオン状態になる。したがって、キャパシタＣは、
トランジスタＱ３を通して上記電流Ｉｂによリゾイスチ
ャージされる。このとき、キャパシタＣの他方の電極に
は、トランジスタＱ７とＱ６を通して上記電源電圧Ｖｃ
ｃのようなハイレベルが供給されている。
上記キャパシタＣのディスチャージ動作により、トラン
ジスタＱ５のエミッタ電位がトランジスタＱ６のエミッ
タより低下すると、トランジスタＱ５がオン状態にトラ
ンジスタＱ６がオフ状態に切り替えられる。上記トラン
ジスタＱ５のオン状態により、トランジスタＱ７のベー
ス電位が低下して、上記トランジスタＱ６のオン状態に
よりトランジスタＱ８のベース電位が上昇してトランジ
スタＱ３をオフ状態に、トランジスタＱ４をオン状態に
切り換える。これにより、キャパシタＣは、逆方向にデ
ィスチャージ（元の極性からみるとチャージアップ）さ
れる。このような動作の繰り返しによって自走発振動作
を行う。上記キャパシタＣのディスチャージ及びチャー
ジアップ電流は、差動トランジスタＱ３．Ｑ４に流れる
電流により決定されるから、そのバイアス電流１ｂによ
り自走発振周波数（キャリア）が決定され、それに信号
電流ｉＳを加算することにより、ＦＭ変調を行わせるこ
とができる。特に制限されないが、上記変調回路ＦＭＯ
Ｄの出力信号ｒ。Ｕアは、エミッタフォロワ出力トラン
ジスタＱ７を通して出力される。
ジスタＱ５のエミッタ電位がトランジスタＱ６のエミッ
タより低下すると、トランジスタＱ５がオン状態にトラ
ンジスタＱ６がオフ状態に切り替えられる。上記トラン
ジスタＱ５のオン状態により、トランジスタＱ７のベー
ス電位が低下して、上記トランジスタＱ６のオン状態に
よりトランジスタＱ８のベース電位が上昇してトランジ
スタＱ３をオフ状態に、トランジスタＱ４をオン状態に
切り換える。これにより、キャパシタＣは、逆方向にデ
ィスチャージ（元の極性からみるとチャージアップ）さ
れる。このような動作の繰り返しによって自走発振動作
を行う。上記キャパシタＣのディスチャージ及びチャー
ジアップ電流は、差動トランジスタＱ３．Ｑ４に流れる
電流により決定されるから、そのバイアス電流１ｂによ
り自走発振周波数（キャリア）が決定され、それに信号
電流ｉＳを加算することにより、ＦＭ変調を行わせるこ
とができる。特に制限されないが、上記変調回路ＦＭＯ
Ｄの出力信号ｒ。Ｕアは、エミッタフォロワ出力トラン
ジスタＱ７を通して出力される。
電圧／電流変換回路ｇｍは、信号電圧ＶＩＮを受ける差
動トランジスタＱ９．ＱＩＯ及びそのコレクタに設けら
れたアクティブ負荷を構成する電流ミラー形態のトラン
ジスタＱｌｌ及びＱ１２から構成される。これらのトラ
ンジスタＱｌｌとＱ１２はＰＮＰ型トランジスタにより
構成される。
動トランジスタＱ９．ＱＩＯ及びそのコレクタに設けら
れたアクティブ負荷を構成する電流ミラー形態のトラン
ジスタＱｌｌ及びＱ１２から構成される。これらのトラ
ンジスタＱｌｌとＱ１２はＰＮＰ型トランジスタにより
構成される。
上記電圧／電流変換回路ｇｍの相互コンダクタンスｇｍ
、いかえるならば、変換利得は、ｇｍ＝ｑｌａ７２ｋＴ
で表される。
、いかえるならば、変換利得は、ｇｍ＝ｑｌａ７２ｋＴ
で表される。
したがって、信号電圧ＶＩＮと信号電流ｉｓとの関係は
、 ｉｓ”ｇｍ ’ Ｖ＋Ｎ＝Ｖ＋Ｎ−Ｑ Ｉ ａ／２ｋＴ
になるものである。
、 ｉｓ”ｇｍ ’ Ｖ＋Ｎ＝Ｖ＋Ｎ−Ｑ Ｉ ａ／２ｋＴ
になるものである。
バイアス回路ＢＣを構成する調整抵抗ＶＲは、Ｉ ｏ
＝ （Ｖｃｃ −ＶＢ！＋００１） ／ Ｖ Ｒのバイ
アス電流を形成する。
＝ （Ｖｃｃ −ＶＢ！＋００１） ／ Ｖ Ｒのバイ
アス電流を形成する。
トランジスタＱＯに対してトランジスタＱ１及びＱ２の
エミッタサイズ比を、ＱＯ：Ｑ１＝１ ：ｊ、ＱＯ：Ｑ
２＝１ ：にとすると、Ｉｂ＝ｊｌ。
エミッタサイズ比を、ＱＯ：Ｑ１＝１ ：ｊ、ＱＯ：Ｑ
２＝１ ：にとすると、Ｉｂ＝ｊｌ。
に、Ｉａ＝ｋｌｏになる。
上記変調回路（発振回路）を構成するキャパシタＣを半
導体チップに内蔵する場合、±２０％程度のバラツキを
伴う。それ故、キャリア調整及びディビエイション調整
が必要となる。
導体チップに内蔵する場合、±２０％程度のバラツキを
伴う。それ故、キャリア調整及びディビエイション調整
が必要となる。
この実施例では、キャパシタＣの容量値がＣＯのとき、
調整抵抗ＶＲの抵抗値ＲＯで目標とするキャリア及びテ
ィビエイションかえられているとする。言い換えるらば
、上記容量値Ｃｏに対応して各回路定数を設定するもの
である。
調整抵抗ＶＲの抵抗値ＲＯで目標とするキャリア及びテ
ィビエイションかえられているとする。言い換えるらば
、上記容量値Ｃｏに対応して各回路定数を設定するもの
である。
上記ＦＭ変調回路が形成されたある半導体集積回路にお
いて、キャパシタＣの容量値が、ｎＣＯのようなバラツ
キを持つ場合、調整抵抗ＶＲの抵抗値をＲＯ／ ｎにす
ることにより、上記目標とするキャリア及びティビエイ
ションを得ることができる。この関係を次の表−１及び
表−２により示す。
いて、キャパシタＣの容量値が、ｎＣＯのようなバラツ
キを持つ場合、調整抵抗ＶＲの抵抗値をＲＯ／ ｎにす
ることにより、上記目標とするキャリア及びティビエイ
ションを得ることができる。この関係を次の表−１及び
表−２により示す。
この表−１及び表−２から明らかなように、半導体集積
回路に形成されるキャパシタＣが設計値のｎ倍のバラツ
キを持つものであっても、調整抵抗ＶＲの抵抗値を設定
値の１／ｎにすることにより、発振周波数ｆ。ｕｔは、
いずれも等しくなる。
回路に形成されるキャパシタＣが設計値のｎ倍のバラツ
キを持つものであっても、調整抵抗ＶＲの抵抗値を設定
値の１／ｎにすることにより、発振周波数ｆ。ｕｔは、
いずれも等しくなる。
すなわち、トランジスタＱ１のコレクタ電流１ｂで決定
されるキャリア周波数も、信号電圧Ｖいで決定されるデ
ィビエイションも同一になり、１ 個所の抵抗調整によ
り実現できる。
されるキャリア周波数も、信号電圧Ｖいで決定されるデ
ィビエイションも同一になり、１ 個所の抵抗調整によ
り実現できる。
表−１
表−２
第３図には、上記ＦＭ変調回路の他の一実施例の回路図
が示されている。
が示されている。
この実施例の変調回路ＦＭＯＤは、差動トランジスタＱ
３とＱ４のコレクタに直列形態に設けられるトランジス
タＱ５及びＱ６のベースには、それぞれベース抵抗Ｒ４
及びＲ３が設けられること、及び出力信号ｆ。ＵＴをト
ランジスタＱ５ （又はＱ６であってもよい）のコレク
タから得る点が第２図の回路と異なっている。
３とＱ４のコレクタに直列形態に設けられるトランジス
タＱ５及びＱ６のベースには、それぞれベース抵抗Ｒ４
及びＲ３が設けられること、及び出力信号ｆ。ＵＴをト
ランジスタＱ５ （又はＱ６であってもよい）のコレク
タから得る点が第２図の回路と異なっている。
また、電圧／電流変換回路ｇｍは、電流信号ｉＳの取り
出し方が第２図の回路と異なっている。
出し方が第２図の回路と異なっている。
すなわち、差動トランジスタＱ９及びＱＩＯのコレクタ
にそれぞれＰＮＰ型のダイオード形態にしたトランジス
タＱｌｌ及びＱ１２が設けられる。
にそれぞれＰＮＰ型のダイオード形態にしたトランジス
タＱｌｌ及びＱ１２が設けられる。
これらのトランジスタＱｌｌに対して電流ミラー形態に
されたトランジスタＱ１４及びＱ１３を設けて、これら
のトランジスタＱ１４．Ｑ１３のコレクタにＮＰＮ型の
トランジスタＱ１６．Ｑ１５からなる電流ミラー回路を
設けて、上記差動トランジスタＱ９とＱＩＯのコレクタ
電流の差電流を信号電流ｉｓとして取り出すものである
。
されたトランジスタＱ１４及びＱ１３を設けて、これら
のトランジスタＱ１４．Ｑ１３のコレクタにＮＰＮ型の
トランジスタＱ１６．Ｑ１５からなる電流ミラー回路を
設けて、上記差動トランジスタＱ９とＱＩＯのコレクタ
電流の差電流を信号電流ｉｓとして取り出すものである
。
この構成においても、それぞれの電流ｉｂ及びｉｓが、
バイアス回路ＢＣにより形成された共通の調整電流１ｏ
に従って等比で変化させられるから、前記同様に変調回
路（発振回路）ＦＭＯＤにおけるキャパシタＣのバラツ
キに対応した調整を行うことが可能となる。
バイアス回路ＢＣにより形成された共通の調整電流１ｏ
に従って等比で変化させられるから、前記同様に変調回
路（発振回路）ＦＭＯＤにおけるキャパシタＣのバラツ
キに対応した調整を行うことが可能となる。
上記の実施例から得られる作用効果は、下記の通りであ
る。すなわら、 （１）入力電圧信号を受けて電流信号に変換する電圧／
電流変換回路及びそれにより発振周波数が変化させられ
る発振回路に対して、同じ調整電流を受けてそれぞれの
比率でバイアス電流をそれぞれ流す電流ミラー回路を設
けることにより、自走発振回路に内蔵されるキャパシタ
の容量値のバラツキに見合った分だけ、電流ミラー回路
を用いてキャリア決定バイアス電流及び変調信号電流を
等比で変えられるから、両者の調整の統一化が可能にな
るという効果が得られる。
る。すなわら、 （１）入力電圧信号を受けて電流信号に変換する電圧／
電流変換回路及びそれにより発振周波数が変化させられ
る発振回路に対して、同じ調整電流を受けてそれぞれの
比率でバイアス電流をそれぞれ流す電流ミラー回路を設
けることにより、自走発振回路に内蔵されるキャパシタ
の容量値のバラツキに見合った分だけ、電流ミラー回路
を用いてキャリア決定バイアス電流及び変調信号電流を
等比で変えられるから、両者の調整の統一化が可能にな
るという効果が得られる。
（２）上記キャリア及びディビエイションの調整の統一
化より、調整作業が短時間でしかも高精度に行えるとい
う効果が得られる。
化より、調整作業が短時間でしかも高精度に行えるとい
う効果が得られる。
（３）上記キャリア及びディビエイションの調整の統一
化より再調整が不用になり、内蔵のトリミング抵抗を用
いることができる。これにより、外部端子数を低減させ
ることができるという効果が得られる。
化より再調整が不用になり、内蔵のトリミング抵抗を用
いることができる。これにより、外部端子数を低減させ
ることができるという効果が得られる。
以上本発明者により成された発明を実施例に基づき具体
的に説明したが、本願発明は前記実施例に限定されるも
のではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能
であることはいうまでもない。例えば、変調回路ＦＭＯ
Ｄを構成する自走発振回路の具体的構成は、制御電流に
よってキャパシタの充放電動作が行われることにより、
その発振周波数が変化させられるものであれば何であっ
てもよい。同様に、電圧／電流変換回路もその変換利得
がバイアス電流により制御されるものであれば何であっ
てもよい。
的に説明したが、本願発明は前記実施例に限定されるも
のではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能
であることはいうまでもない。例えば、変調回路ＦＭＯ
Ｄを構成する自走発振回路の具体的構成は、制御電流に
よってキャパシタの充放電動作が行われることにより、
その発振周波数が変化させられるものであれば何であっ
てもよい。同様に、電圧／電流変換回路もその変換利得
がバイアス電流により制御されるものであれば何であっ
てもよい。
この発明は、前記のようなＶＴＲ用輝度信号処理回路の
ように映像信号をＦＭ変調するものの他、ワイヤレスマ
イクロフォンのように音声信号ヲＦＭ変調するもの等各
種信号をＦＭ変調するＦＭ変調回路として広く利用でき
るのもである。
ように映像信号をＦＭ変調するものの他、ワイヤレスマ
イクロフォンのように音声信号ヲＦＭ変調するもの等各
種信号をＦＭ変調するＦＭ変調回路として広く利用でき
るのもである。
本願において開示される発明のうち代表的なものによっ
て得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである
。すなわち、入力電圧信号を受けて電流信号に変換する
電圧／電流変換回路及びそれにより発振周波数が変化さ
せられる発振回路に対して、同じ調整電流を受けてそれ
ぞれの比率でバイアス電流をそれぞれ流す電流ミラー回
路を設けることにより、自走発振回路に内蔵されるキャ
パシタの容量値のバラツキに見合った分だけ、電流ミラ
ー回路を用いてキャリア決定バイアス電流及び変調信号
電流を等比で変えられるから、両者の調整の統一化が可
能になる。
て得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである
。すなわち、入力電圧信号を受けて電流信号に変換する
電圧／電流変換回路及びそれにより発振周波数が変化さ
せられる発振回路に対して、同じ調整電流を受けてそれ
ぞれの比率でバイアス電流をそれぞれ流す電流ミラー回
路を設けることにより、自走発振回路に内蔵されるキャ
パシタの容量値のバラツキに見合った分だけ、電流ミラ
ー回路を用いてキャリア決定バイアス電流及び変調信号
電流を等比で変えられるから、両者の調整の統一化が可
能になる。
第１図は、この発明に係るＦＭ変調回路の基本構成を説
明するためのブロック図、 第２図は、この発明に係るＦＭ変調回路の一実施例を示
す具体的回路図、 第３図は、この発明に係るＦＭ変調回路の他の一実施例
を示す具体的回路図、 第４図は、従来技術の一例を説明するための概略ブロッ
ク図である。 ＦＭＯＤ・・変調回路、ｇｍ・・電圧／電流変換回路、
ＢＣ・・バイアス回路
明するためのブロック図、 第２図は、この発明に係るＦＭ変調回路の一実施例を示
す具体的回路図、 第３図は、この発明に係るＦＭ変調回路の他の一実施例
を示す具体的回路図、 第４図は、従来技術の一例を説明するための概略ブロッ
ク図である。 ＦＭＯＤ・・変調回路、ｇｍ・・電圧／電流変換回路、
ＢＣ・・バイアス回路
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、半導体集積回路により構成され、入力電圧信号を受
けて電流信号に変換する電圧／電流変換回路と、この電
圧／電流変換回路の出力電流信号により発振周波数が変
化させられる発振回路と、調整電流を受けて上記電圧／
電流変換回路及び発振回路のバイアス電流をそれぞれ形
成する電流ミラー回路とを含むことを特徴とするＦＭ変
調回路。 ２、上記電圧／電流変換回路は、差動増幅トランジスタ
と、そのコレクタ出力電流を受ける電流ミラー形態のト
ランジスタからなるアクティブ負荷回路と、上記差動増
幅トランジスタの共通エミッタに設けられ上記バイアス
電流を流す電流源トランジスタが設けられるものである
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＦＭ変調
回路。 ３、上記発振回路は、差動トランジスタと、そのコレク
タ間に設けられたキャパシタと、上記差動トランジスタ
のコレクタに直列に設けられ、そのコレクタとベースと
がエミッタフォロワトランジスタを介して交差的に結合
される一対のトランジスタと、上記一対のトランジスタ
のコレクタに設けられた負荷抵抗とを含み、上記差動ト
ランジスタのベースには、それに対応するエミッタフォ
ロワトランジスタの出力がレベルシフト手段を介して供
給されるとともに、その共通エミッタに上記バイアス電
流を流す電流源トランジスタが設けられるものであるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１又は第２項記載のＦ
Ｍ変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63064804A JP2650108B2 (ja) | 1988-03-18 | 1988-03-18 | Ｆｍ変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63064804A JP2650108B2 (ja) | 1988-03-18 | 1988-03-18 | Ｆｍ変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01238205A true JPH01238205A (ja) | 1989-09-22 |
| JP2650108B2 JP2650108B2 (ja) | 1997-09-03 |
Family
ID=13268795
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63064804A Expired - Fee Related JP2650108B2 (ja) | 1988-03-18 | 1988-03-18 | Ｆｍ変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2650108B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102006061511A1 (de) * | 2006-12-18 | 2008-06-26 | Atmel Germany Gmbh | Schaltungsanordnung zur Frequenzmodulation |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5754415A (ja) * | 1980-09-19 | 1982-03-31 | Seiko Instr & Electronics Ltd | Shindoshi |
| JPS5873286A (ja) * | 1981-10-27 | 1983-05-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 角度変調回路 |
| JPS58158515U (ja) * | 1982-04-16 | 1983-10-22 | 株式会社日立製作所 | 周波数変調器 |
| JPS61247067A (ja) * | 1985-04-24 | 1986-11-04 | Toshiba Corp | 変復調回路 |
-
1988
- 1988-03-18 JP JP63064804A patent/JP2650108B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5754415A (ja) * | 1980-09-19 | 1982-03-31 | Seiko Instr & Electronics Ltd | Shindoshi |
| JPS5873286A (ja) * | 1981-10-27 | 1983-05-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 角度変調回路 |
| JPS58158515U (ja) * | 1982-04-16 | 1983-10-22 | 株式会社日立製作所 | 周波数変調器 |
| JPS61247067A (ja) * | 1985-04-24 | 1986-11-04 | Toshiba Corp | 変復調回路 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102006061511A1 (de) * | 2006-12-18 | 2008-06-26 | Atmel Germany Gmbh | Schaltungsanordnung zur Frequenzmodulation |
| US7868712B2 (en) | 2006-12-18 | 2011-01-11 | Atmel Automotive Gmbh | Circuit arrangement for frequency modulation |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2650108B2 (ja) | 1997-09-03 |
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