JPS5869131A - インピ−ダンス整合回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、たとえば自動車のリアガラスなどのガラスに
設けられた曇止め用加熱線条兼用アンテナからの信号を
受信回路に与えるためのインピータンス整合回路に関す
る。

周波数変調の放送周波数は、たとえば１００ＭＨｚ前後
のオーダであり、このような受信周波数範囲では自動車
のリアガラスに焼付けられた働止め用加熱線条をアンテ
ナとして用いた場合１そのアンテナのインピーダンスが
受信周波数の変化に伴なって変わる。したがって従来で
は、周波数変調の放送を受信する際には、−り止め用加
熱線条をアンテナとしては用いることができなかった。

そのためリアガラスの別の位置に、アンテナのための線
条が焼付けられている。

本発明の目的は、ガラスに設ケラれた曇止め用加熱線条
をアンテナとして使用することができるようにするため
のインピーダンス整合回路を提供することである。

第１図は、本発明の一実施例のブロック図である。この
受信機は自動車に塔載されており、その自動車のリアガ
ラス１（後述の第６図参照）Ｋは、後述するアンテナ１
０と―止めのための加熱用導電線条として兼用されるア
ンテナ１８とが、備えられる。アンテナ１０からの入力
信号は切換えスイッチ４１を介して、またアンテナ１８
からの入力信号はインピーダンス整合回路８１から切換
えスイッチ４１を介して、周波数変調受信のためのフロ
ントエンド回路４２以降の受信回路に与えられる。フロ
ントエンド回路４２からの出力は、中間周波増幅および
検波を行なう回路４３に与えられる。中間周波増幅検波
回路４３からの中間周波数信号は、ライン４４から高域
遮断フィルタ４５およびノイズブランカ４６を経てマル
チプレクサ４７に与えられる。マルチプレクサ４７は、
入力される信号にステレオ放送であることを表わす１９
　ＫＨｚのステレオパイロット信号が含まれているとき
、そのステレオパイロット信号を検出してステレオ音声
信号を増幅回路４’８．４９に与え、ステレオパイロッ
ト信号がないときモノラル信号を９からの音声信号はス
ピーカ５０．５１に与えられる。

高域遮断フィルタ４５は、ライン５２からの制御信号に
応答し、ライン５２がハイレベルであるときライン４４
からの信号に含まれているステレオパイロット信号及び
高域周波数゛成分を除去してノイズブランカ４６に与え
る。

ノイズブランカ４６は１内燃機関点火時のイグニション
ノイズやワイパーモータ作動時ノノイズなどのように、
比較的電界強度の強いパルス性ノイズがアンテナ１０．
１８から混入したとき、希望信号の再生を一時中断する
働きをし、これによって明瞭度が向上される。

中間周波増幅検波回路４３は、ミューティング機能を有
しており、ミューティング制御端子Ａとミューティング
端子Ｂとを備える。ミューティング制御端子Ａは、アン
テナ１０．１８がらの入力信号のレベルが弱く、シたが
ってその回路４３における受信検出レベルが低いときに
、高いレベルｎ屯ＥＥをライン５３に導出する。このラ
イン５３からの信号は、ミューティング端子Ｂに入力さ
れる。ミューティング端子ＢＫ高いレベルの電圧が与え
られると、ミューティングすなわち局間ノイズの除去が
行なわれる。アンテナ１０．１８がらの入力信号のレベ
ルが強く、受信検出レベルが高いときには、ミューティ
ング制御端子Ａからの電圧は低く、ミューティング動作
を停止している。

第２図を参照すると、第１図に示された受信機の特性を
示すグラフが示される。第２図（１）は、アンテナ１０
．１８からの入力信号のレベルと、ライン４４に導出さ
れる信号のＳ／Ｎ比との関係が示される。アン≠す１０
．１８からの入力信号のレベルがＨｌで示されるように
小さいときには、Ｓ　／　Ｎ比は小さく、アンテナ１０
．１８からの入力信号レベルが高い値Ｈ２になるにつれ
てＳ　／　Ｎ比は向上する。アンテナ１０．１８からの
入力信号レベルがＨ２よりもさらに充分に大きいときに
は、Ｓ／Ｎ比は良好でありほぼ一重鎖である。

第２図（２）は、アンテナ１０．１８からの入力信号の
レベルと中間周波増幅検波回路４３のミューティング制
御端千人からの出力レベルとの関係を示す。アンテナ入
力信号のレベルが大きくなるにつれて、ミューティング
制御端子ＡからのＷ圧は低下する。アンテナ１０．１８
からの入力信号のレベルが低い呟Ｈ１であるときには、
ライン５３には高い電圧ｖ１が導出され、アンテナ入力
信号のレベルが高い圃Ｈ２になると電圧は参照符ｖ２で
示されるように低い値になる。

切換えスイッチ４１は、トグルフリップ７０ツブ５４か
らの出力Ｑｌ互をライン５５１５６を介して受信する。

この切換えスイッチ４１は、７リツプ７０ツブ５４の出
力端子Ｑがハイレベルであるとき、アンテナｌＯからの
信号をフロントエンド回路４２に与え、もう１つの出力
頁がハイレベルであるとき、アンテナ１８からの信号を
フロントエンド回路４２に与える。７リツプ７０ツブ５
４はライン５７からのパルスを受信するたび毎に、出力
Ｑ、Ｑのレベルを交互に変える。

ライン５６を介する７リツプ７０ツブ５４がらの出力Ｑ
は、微分回路５８に与えられる。この領分回路５８は、
コンデンサ５９とダイオード６０゜６１とを有し、単極
性のパルスを積分回路６２に与える。積分回路６２は、
コンデンサ６３とそのコンデンサ６３の放電のための抵
抗６４とを含み、その積分出力は比較回路６５の一方の
入力に与えられる。比較回路６５の他方の入力にはライ
ン５３を介するミューティング制御端子Ａからの信号が
与えられる。

比較回路６５は、積分回路６２からの出力がライン５３
の信号のレベル未満であるときにハイレベルの信号を導
出し、積分回路６２からの出力がライン５３の信号のレ
ベル以上であるときにローレベルの信号を導出する。比
較回路６５からの出力は、ＡＮＤゲート６６の一方の入
力に与えられる。

ライン５３からの信号はまた、比較回路６７の一方の入
力に与えられる。比較回路６７の他方の人力には予め定
めた電圧ｖ３が与えられる。比較回路６７はライン５３
の電圧が予め定めた電圧Ｖ３未満であるときにローレベ
ルの信号を導出し、７３以上であるときにハイレベルの
信号を導出する。比較回路６７からの信号は、ＡＮＤゲ
ート６６の他方の人力に与えられるとともに、反転回路
６８を介してＡＮＤゲート６９の一方の入力に与えられ
る。

ＡＮＤゲー）６６．６９からの出力は、ＯＲゲート７０
を介してＡＮＤゲー）７１の一方の入力に与えられる。

ＡＮＤゲーゲー１の他方の人力には、たとえばｌ　ＯＯ
ＫＨｚ程度の周波数を有するクロック発生回路７２から
のクロックパルスが４えらｈ７５゜ＡＮＤゲーゲー１か
らの出力は、ライン５７を介して、フリップ７０ツブ５
４に与エラれる。

ライン４４を介する中間周波増幅検波回路４３からの信
号は、バンドパスフィルタ７３に与えられる。このバン
ドパスフィルタ７３はステレオパイロット信号を逢択的
に取出して振幅検波回路７４に与える。振幅検波回路７
４からの信号は、縦続Ｐ！ｉ続されたもう１つの振幅検
波回路７５に与えられる。振幅検波回路７５からの出力
は、比較回路７６の一方の入力に与えられる・比較回路
７６の他方の入力には、予め定めた電圧ｖ４が与えられ
る。比較回路７６からの出力は、ライン５２を介して高
域遮断フィルタ４５に与えられるとともニ、ライン７７
を介してＡＮＤゲート６９の他方の入力に与えられる。

アンテナ１０．１８からの入力信号が小さく、したがっ
て中間周波増幅検波回路４３のミューティング制御端子
Ａからの信号が予め定めた電圧Ｖ３以上であるときには
、比較回路６７はハイレベルの信号を導出している。こ
のような弱電界強度において、ミューティング制御端子
Ａからライン５３を介する信号が積分回路６２の出力以
上になったとき、比較回路６５はハイレベルの信号を導
出する。そのためＡＮＤゲート６６からのハイレベルの
信号はＯＲゲート７０からＡＮＤゲーゲー１に与えられ
る。クロック発生回路７２は第３図ｆｉ＋で示されるパ
ルスを導出している。ＡＮＤゲート６６からのハイレベ
ルの信号は、ＯＲゲート７０を介してＡＮＤゲーゲー１
に前述のように与えられることＫよって、ＡＮＤゲーゲ
ー１がらライン５７には第３図（２）で示されるパルス
が導出される。そのため７リツプ７０ツブ５４はライン
５７を介するパルスの受信のたびごとにその安定状態を
変え、これＫよって微分回路５８からは第３図（３）で
示される単極性の微分パルスが得られる。積分回路６２
は、微分＠路５８からのパルスを積分して、比較回路６
５に第３図（４）で示される波形を有する出力を与える
。７リツプ７０ツブ５４が安定状態をくり返し変えるこ
とによって、積分回路６２の出力は段階的に上昇してい
き、ついにはミューティング制御端子Ａからライン５３
を介する信号のレベル７８以上になる。そのため比較回
路６５の出力が第３図（５）で示されるようにローレベ
ルになり、応じてＡＮＤゲーゲー１のＡＮＤ条件が成立
しなくなり、７・リップ７０ツブ５４にはパルスが与え
られなくなる。このようＫして電圧Ｖｌに対応したアン
テナ１０．１８からの入力信号のレベルが低い弱電界強
度において切換えスイッチ４１の切換え動作がくり返し
て行なわれたときには、その切換え動作の繰返しが停止
されることになる。したがって、切換えスイッチ４１の
切換え動作の継ｌ＆によってＳ　／　Ｎ比がいっそう悪
化することが防がれる。積分回路６２の出力は、コンデ
ンサ６３と抵抗６４とによって定まる時定数に依存して
低下されることになる。したがってその時定数に依存し
た時間だけ切換えスイッチ４１の切換え動作の継続が停
止される。

アンテナ１０．１８からの入力信号のレベルが大きく、
ミューティング制御端子Ａからライ・ン５３を介する信
号のレベルが電圧７３未満であるときには、比較回路６
７の出力はローレベルである。

このようないわば中電界〜強電界強度においてステレオ
放送が受信されており、しかもマルチパス歪が発生して
いないときを想定する。このときＫは、バンドパスフィ
ルタ７３からは第４図（１）で示されるように振幅が一
定のステレオパイロット信号が導出される。振幅検波回
路７４は、ステレオバイ■ツＦ信号の振幅に対応したレ
ベルを有するもう１つの振幅検波回路７５は、振幅検波
回路７４からの出力が一定であるので、予め定めた電圧
７４未満のローレベルの信号を第４図（３）のように導
出している。したがって比較回路７６の出力は第４図（
４）のようにローレベルであり、これによって高域遮断
フィルタ４５はライン４４からの信号を高域遮断するこ
となくノイズブランカ４６を経てマルチプレクサ４７に
与える。そのためマルチプレクサ４７は、ステレオパイ
ロット信号に応答して音声信号を導出し、ステレオ放送
が聞こえる。

この比較回路７６からの出力がローレベルであることに
よって、ＡＮＤゲート６９からの出力はローレベルのま
まであり、ＡＮＤゲーゲー１の出力はり一レベルである
。こうして安定−したステレオ放送の受信状態が維持さ
れる。

アンテナ１０．１８からの入力信号のレベルが大きい前
述の中電界強度〜強電界強度において、ステレオ放送が
受信されており、この状態でマルチパス歪が生じたとき
を想定する。マルチパス歪が生じると、バンドパスフィ
ルタ７３から導出されるステレオパイロット信号の振幅
は第５図（１１のように変化する。振幅検波回路７４は
、第５図（２）で示す波形を有する信号を導出する。そ
のため振幅検波回路７５は電圧７４以上のレベルを有す
る第５図（３）の信号を導出する。そのため比較回路７
６は、第５図（４）のようにハイレベルの信号をライン
５２．７７に与える。高域遮断フィルタ４５はス、テレ
オパイロット信号がノイズブランカ４６を経てマルチプ
レクサ４７に与えられることを阻止し、これによってマ
ルチプレクサ４７の左右分離動作が行なわれず、モノラ
ル信号が得られる。したがってＢ　／　Ｎ比が向上され
ることＫなる。またライン７７がハイレベルになること
Ｋよって、ＡＮＤゲート６９はＯＲゲート７０を介して
ＡＮＤゲーゲー１にハイレベルの信号を導出する。その
ため７リツプ７０ツブ５４には、クロック発生回路７２
のパルスがＡＮＤゲー）７１およびライン５７を介して
与えられる。こうして７リツプ７０ツブ５４０安定状態
が切換わり、切換えスイッチ４１の切換え動作が行なわ
れる。マルチパス歪が生じなくなると、ライン７７がロ
ーレベルとなり、切換えスイッチ４１の切換え動作が停
止する。

第６図を参照して、自動車のリアガラスｌには、前述の
ようにアンテナ１０．１８が焼付けられている。アンテ
ナ１８は、曇止めのヒータとしての働きを兼ねており、
バッテリ３からスイッチ４を介１　して母ｉ５，６．７
を経て加熱電流が供給される。

この線条２を高周波帯域において接地点から浮かすため
に、その一対の給電線にラジオ周波数帯域で極めて高イ
ンピーダンスを示す高周波チョークコイル８が挿入され
ている。また給１１Ｌｍに乗るノイズが受信信号に混入
しないように、バッテリ３の出力ラインと接地点との間
にはデカップリングコンデンサ９が挿入されている。ア
ンテナ１Ｂの上方にアンテナｌＯが配置されている。

アンテナｌＯは、主アンテナ１２と、補助アンテナ１３
とから成る。主アンテナ１２は、１本の直線を折り曲げ
たごとくに互いに結合された上下３段の平行な線条１２
　ａ、　ｌ　２　ｂ、　１２　ｏから成る。補助アンテ
ナ１３は、主アンテナ１２の上方および下方に配置され
た単一本の線条１３＆、１３ｂかよ成る。線条１３ｂは
、ヒータとしての線条２から誘導される受信波を線条１
２ｃ側に伝達してアンテナの指向特性を改善するために
付設され、リアガラス１の中心線ｌａ上において電気的
に整合された状態で線条１２Ｇと結合されている。

上方の線条１３ａは、無指向特性を得るために付設され
、連結線条１４を介して線条１２ｂの中心線より外れた
チューニングポイント忙おいて結合されている。線条１
３　ａ、　１２　ｍは所定長さＫわたって近接対向して
おり、両者の間の誘導によってもまた指向特性の改善が
図られている。一つの好ましい実施形態では、線条１３
ｍの水平長さは６００ｍｍ、連結線条１４の水平長さは
３５０ｍｍ。

線条１３ｔ）の水平長さは７００　ａｍであり、線条１
２ｂ、１２ｃの結合部の窓枠からの距離は３゜ＩＩＩＩ
ｍであり、線条１３ａｓ１２＆（Ｆｌ対向長さは１００
　ｍｍである。アンテナ１０からの信号は給電点１５か
ら切換えスイッチ４１に与えられる。

され、こしからインピーダンス整合回路８１に供給され
る。

第７図は、アンテナ１８の特性を示すスミスチャートで
ある。位置Ｐ１は、受信周波数が７６ＭＨｚであり、位
置Ｐ２は８３　ＭＨｚであり、位置Ｐ３は８５　ＭＨｇ
であり、Ｐ４は９９　ＭＨｚである。アンテナ１８のイ
ンダクタンスが最低となる位置Ｐ３における受信周波数
８５　ＭＨ２未満の低い受信周波数＠城では、受信周波
数が高くなるにつれてアンテナ１８のインダクタンスが
小さくなっ−でゆく。また位ｋｐ３の受信周波数８５　
ＭＨｚ以上の高い受信＋ｌ！ＩＩ波数領域では、受信周
波数が上昇するにつれてアンテナ１８のインダクタンス
が大きくなる。位ｒｉＰ３では、アンテナ１Ｂのインダ
クタンスはほぼ零である。

第８図は、インピーダンス整合回路８１と７０ント工ン
ド回路４２と、の具体的な電気回路図であり、この図で
はアンテナ１８の等価回路が示されている。アンテナ１
８は、受信周波数の変化にょつて変化するインダクタン
ス８２と抵抗８３とを含む。アンテナ１８と切換えスイ
ッチ４１との間には、フィル８４と、結合用コンデンサ
８５と、電圧依存形可変容社ダイオード８６と、結合用
コンデンサ８７とが直列に接続されて介在されている。

可変容斌ダイオード８６のアノードは、抵抗８９を介し
て接地されている。

フロントエンド回路４２は、切換えスイッチ４１からの
信号を受信して同調するための同調回路９０と、混合回
路９１と、７工−ズロツクループ周波数シンセサイザか
らなる局部発振回路９２とを含む。フロントエンド回路
４２は、中間周波増幅検波回路４３と協動してスーパヘ
テロゲイン形式の受信機を構成する。局部発振回路９２
は、電圧制御形発撮回路９３と、分周回路９４と、基準
周波数発振回路９５と、位相比較回路９６と、ローパス
フィルタ９７とを含む。位相比較回路９６は、分周回路
９４と基準周波数発振回路９５との信号の位相差に比例
した電圧を有する信号を導出する。これによって電圧制
御形発振回路９３は、分周回路９・４からの信号の周波
数が基準周波数発振回路９５の鞠波数に一致するように
発振周波数を変えてロック状態となる。電圧制御形発振
回路９３からの出方は、混合回路９１ｊＣ与えられる〇
四−バスフイルタ９７を介する比較回路９６からの出力
は、前述のように電圧制御形発振回路９３に与えられる
とともに、同調回路９ｏに与えられ、またライン９８を
介してインピーダンス整合回路８１に与えられる。

可変容量ダイオード８６のカソードには、可変啓蒙ダイ
オード制御回路１００に含まれるコンデンサ１０１の出
力が抵抗１０９を介して与えられる。ライン９８がらの
信号は、抵抗１０２，１０３によって分圧され、その分
圧出方はダイオード１０４．１０５によってピーク鮪が
制限されてトランジスタ１０６０ベースに与えられる。

ライン９８の電圧直に応じてトランジスタ１０６のイン
ピーダンスが変化し、これによってコンデンサ１０１の
充電電圧が変化する。ライン９８からの信号は、順方向
のダイオード１０７と逆方向性のツエナダイオード１０
８とを介してコンデンサ１０１に与えられる。

ライン９８に導出される信号の電圧は、受信周波数の変
化に応じて第９図（１）のように変化する。

可変容量ダイオード８６は、その両端に与えられる逆方
向の電圧の変化に応じて容置が第９図（２）のように変
化する特性を１し、印加電圧が高くなるＫつれて容量が
小さくなる。

アンテナ１８のインダクタンスは、第７図に関連して説
明したように、位置Ｐ３における周波数８５　ＭＨｍで
最小となる。この受信周波数におけるライン９８の電圧
をｑとするとき、可変容量ダイオード８６の容量は後述
のように可変容量ダイオード制御回路１００によって第
９図（３）のように変化される。受信周波数ｇ　５　Ｍ
Ｈｚ未満の低い受信周波数領域では、可変容量ダイオー
ド８６の容置はライン９８の電圧の上昇に伴って大きく
なる。受信周波数３５　ＭＨｚ以上の高い受信周波数領
域では、ライン９８の電圧の上昇に伴なって可変容量ダ
イオード８６の容量が小さく変化する。このようにンダ
クタンスの変化を補償することが可能になる。

可変容量ダイオード制御回路１００において）ライン９
８の電圧がｌｌｑ未満である場合には、ツェナダイオー
ド１０８は遮断しており、ライン９８ｆ１電圧の上昇に
応じてＦランラスタ１０６のイ＞　ヒ−タンスが小さく
なり、コンデンサ１０１の出力電圧が第９図（啼ｊで示
されるように小さくなる。

そのため可変容量ダイオード８６の容磁が大きくなって
ゆき、インピーダンスが小さくなってゆく。

こうして受信周波数が８５　ＭＨｚ未満の低い受信周波
数領域では、受信周波数の上昇に伴なって、アン＋＋１
８の正の虚数部であるインダクタンスと可変容量ダイオ
ード８６の負の虚数部であるインピーダンスとが相互に
打ち消し合うようになる。

受信周波数が８５１４Ｈｚ以上の高い受信周波数領域で
は、ライン９８の電圧は値ｑを超え、したがってツェナ
ダイオード１０８がブレークダウンする０これＫよって
ライン９８の電圧がコンデンサ１０１に与えられて、可
変容量ダイオード８６に与えられることになる。こうし
てライン９８の電圧の上昇に伴なって可変容量ダイオ−
）８１ｍ与えられる電圧が上昇し、可変容量ダイオード
の容置ダイオード８６容量が小さく変化することになる
。したがって受信周波数の変化に伴なうアンテナ１８の
インダクタンスの上昇に応じて、可変容量ダイオード８
６のインピーダンスが上昇してゆき、アンテナ１８のイ
ンダクタンスが打ち消されることＫなる。

インピーダンス整合回路８１において、アンテナ１８に
直列に接続されているコイル８４は、アンテナ１８のイ
ンダクタンスが零になったときにおいても可変容量ダイ
オード８６によってインヒ。

−ダンス整合を行なうことができるようにするためであ
る。

上述の実施例では、インピーダンス整合回路８１はダイ
バーシチアンテナを備えた受信機に関連して実施された
けれども、本発明の他の実施例としてその他の受信機に
関連して実施されてもよし１０また本発明はダブルスー
パヘテロダイン受信機に関連しても、実施されることが
でき、スーパヘテロダイン受信機以外の受信機に関連し
てもまた実施されることができ、前掲の特許請求の範囲
ではこのような実施例もまた本発明の精神に含まれるも
のと解釈されなければならない。

以上のように本発明によれば、ガラスに埋め込まれた舗
止め用加熱線条の受信周波数の変化に従うインダクタン
スの変化に対応して、そのアンテナと受信回路との間に
介在された可変合歓ダイオードの容置を変化してア“ン
テナのインダクタンスを打ち消すようにしたので、広い
受信周波数範囲にわたってインピーダンスの整合を行な
うことができるようＫなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は第１
図に示された受信回路の動作を説明するためのグラフ、
第３図はアンテナ１０．１８からの入力信号のレベルが
小さいときにおける第１図の実施例の動作を説明するた
めの波形図、第４図および第５図はマルチパス歪発生時
における動作を説明するための波形図、第６図はアンテ
ナ１０゜１８が埋め込まれたリアガラスｌの正面図、第
７図はアンテナ１８の特性を示すスミスチャート、第８
図はフロントエンド回路４２およびインピーダンス整合
回路８１の具体的な電気１回路図、第９図はインピーダ
ンス整合回路８１の動作を説明するためのグラフである
。 １０．１８・・・アンテナ、４１・・・切換えスイッチ
、４２・・・フロントエンド回路、４３・・・・中間周
波増幅検波回路、４５・・・高域遮断フィルタ、４６・
・・ノイズブランカ、４７・・・マルチプレクサ、４８
．４９・・・増幅回路、５０．５１・・・スピーカ、５
４・・・７リツプ７０ツブ、５８・・・微分回路、６２
・・・積分回路、６５．６７．７６・・・比較回路、７
２・・・クロック発生回路、７３・・・バンドパスフィ
ルタ、７４．７５・・・振幅検波回路、８１・・・イン
ピーダンス整合回路、８６・・・可変容量ダイオード、
９０・・・同ｉ＃ｌＩｇｌ路、９１・・・混合回路、９
２・・・極部発信回路、１゛００・・・可変容量ダイオ
ード制御回路、１０１・・・コンデンサ、１０６・・・
トランジスタ、１０８・・・ツェナダイオ−代理人　　
　弁理士　西教圭一部 第２図 入力信号レベル 入力信号レベル 第３図 第４図 （４）。□ 第５図 （４）ｏ□ 第６図 第７図 −１，０ （１） （３） ライン９８の電圧 ９図 （２） （４） ライン９８の電圧

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ガラスに設けられた曇止め用加熱線条兼用アンテナから
   の信号を受信回路に与えるためのインピーダンス整合回
   路において、 アンテナと受信機との間に介在される電圧依存形可変容
   景ダイオードと、 受信回路に関連して設けられ、可変容量ダイオードＶＣ
   電圧を与える可変容量ダイオード制御回路とを含み、 この可変容量ダイオード制御回路は、アンテナのインダ
   クタンスが最小となる受信周波数未満の低い受信周波数
   領域では、受信周波数の上昇に伴なって下降する電圧を
   与え、アンテナのインダクタンスが最小となる受信周波
   数以上の高い受信周波数領域では受信周波数の上昇に伴
   なって上昇する電圧を与えることを特徴とするインピー
   ダンス整合回路。