JPS5850805A - 計数検波復調方式 - Google Patents
計数検波復調方式Info
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- JPS5850805A JPS5850805A JP57151642A JP15164282A JPS5850805A JP S5850805 A JPS5850805 A JP S5850805A JP 57151642 A JP57151642 A JP 57151642A JP 15164282 A JP15164282 A JP 15164282A JP S5850805 A JPS5850805 A JP S5850805A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/04—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by counting or integrating cycles of oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/60—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards for the sound signals
- H04N5/62—Intercarrier circuits, i.e. heterodyning sound and vision carriers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は角変調検波器に関し１特に検波前に幀インタ
ーキャリヤ音声信号を低い中間周波数信号にヘテロダイ
ン処理する周波数変調計数器式検波方式に関する。
ーキャリヤ音声信号を低い中間周波数信号にヘテロダイ
ン処理する周波数変調計数器式検波方式に関する。
米国特許第３３９９３５３号明細書記載のＦＭ計数器型
検波器でＦｉ〜周波数変調された搬送波信号が発振器に
供給されるが１その発振器は信号の供給がない、ときそ
の搬送波信号の中心周波数すなわち非変調周波数の高調
波周波数で自励発振し１その搬送波信号が供給されると
その信号に周波数と位相を固定してその信号の周波数に
関係する周波数の出力信号を生成する。この発振器の出
方信号は一定面積のパルスを含むパルス信号をＦＭ搬送
波信号の周波数に関係する周波数で生成するのに用いら
れる。このパルス信号はさらに平均されてもとあ変調情
報が抽出される。。
検波器でＦｉ〜周波数変調された搬送波信号が発振器に
供給されるが１その発振器は信号の供給がない、ときそ
の搬送波信号の中心周波数すなわち非変調周波数の高調
波周波数で自励発振し１その搬送波信号が供給されると
その信号に周波数と位相を固定してその信号の周波数に
関係する周波数の出力信号を生成する。この発振器の出
方信号は一定面積のパルスを含むパルス信号をＦＭ搬送
波信号の周波数に関係する周波数で生成するのに用いら
れる。このパルス信号はさらに平均されてもとあ変調情
報が抽出される。。
上述のＦＭ計数器型検波方式は、通常のＦ’Ｍ弁別器に
必、要とする同調回路素子なしで構成することができて
容易に集積回路に構成することができルｆｔｋｈ＼テレ
ヒジョン受像機のような消費者向けの製品に特に適して
いる。その上計数器型検波器を使用すると通常の同調回
路の比較的非線形特性に依る弁別器に比して極めて直線
的な復調処理ができる。
必、要とする同調回路素子なしで構成することができて
容易に集積回路に構成することができルｆｔｋｈ＼テレ
ヒジョン受像機のような消費者向けの製品に特に適して
いる。その上計数器型検波器を使用すると通常の同調回
路の比較的非線形特性に依る弁別器に比して極めて直線
的な復調処理ができる。
計数器型検波器６検波出力レベルは比較的低いことが判
っている。このレベルは変調情報を再生するために平均
きれるパルス信号の幅間隔比すなわち衝撃係数を大きく
することによって上昇することができるが、一定面積パ
ルスの持続時間が変調された搬送波の最高瞬時周波数の
１周期に到達する最大比が速やかに得られ−この最大比
においてさえ検波信号レベルは通°常比較的低い。従っ
て計数器型検波器の復調信号レベルを引上げることが望
ましい。
っている。このレベルは変調情報を再生するために平均
きれるパルス信号の幅間隔比すなわち衝撃係数を大きく
することによって上昇することができるが、一定面積パ
ルスの持続時間が変調された搬送波の最高瞬時周波数の
１周期に到達する最大比が速やかに得られ−この最大比
においてさえ検波信号レベルは通°常比較的低い。従っ
て計数器型検波器の復調信号レベルを引上げることが望
ましい。
この発明の原理による計数器型検波方式は１角変調中間
周波数信号を計数器型検波器によって検波する前に低い
周波数にヘテロダイン処理するテレビジョン受像機に設
けられ１この低い周波数の中間周波信号によって〜平、
均されて比較的高レベルの検波出力信号になるパルス信
号を発生することができる。可変調中間周波信号を低い
周波数に変換し°た後検波前に他の選択性を用いて低い
搬送波周波数以上の。周波数の信号を更に減衰すること
もできる。
周波数信号を計数器型検波器によって検波する前に低い
周波数にヘテロダイン処理するテレビジョン受像機に設
けられ１この低い周波数の中間周波信号によって〜平、
均されて比較的高レベルの検波出力信号になるパルス信
号を発生することができる。可変調中間周波信号を低い
周波数に変換し°た後検波前に他の選択性を用いて低い
搬送波周波数以上の。周波数の信号を更に減衰すること
もできる。
この発明の第１の実施例では、計数検波方式をテレビジ
ョン受像機の音声チャンネルに実施する。
ョン受像機の音声チャンネルに実施する。
通常の音声ＩＦ信号をテレビジョン色副搬送波でヘテロ
ゲイン処理し１この２つの信号の差周波数である第２の
音声ＩＦ信号を生成する。この第２の音声ＩＦ信号を濾
波後計数器型検波器で検波するとヘテロダイン処理の結
果として比較的高レベルの出力信号が生成賂れる。
ゲイン処理し１この２つの信号の差周波数である第２の
音声ＩＦ信号を生成する。この第２の音声ＩＦ信号を濾
波後計数器型検波器で検波するとヘテロダイン処理の結
果として比較的高レベルの出力信号が生成賂れる。
この発明の第２の実施例では、この発明の原理をＳＥＣ
ＡＭ方式の色信号復調器に実施する。周波数変調された
ｓ＊ｃＡＭ色信号をＳＥＣＡＭテレヒション受像機にお
いて音声搬送波きヘテロダイン処理し１低い周波数のＦ
Ｍ色信号を生成する。
ＡＭ方式の色信号復調器に実施する。周波数変調された
ｓ＊ｃＡＭ色信号をＳＥＣＡＭテレヒション受像機にお
いて音声搬送波きヘテロダイン処理し１低い周波数のＦ
Ｍ色信号を生成する。
この色信・号情報をさらｖｃ１台の計数器型検波器によ
って再生する。
って再生する。
以下この発明を図面を参照しつつさらに詳細に説明する
。
。
第１図はこの発明の原理に従って構成したテレビジョン
音声チャ゛ンネル倉粘トチレビジョン第２検波器１０は
その出力端７−ｅベースバンド映像信号とインターキャ
リヤ音声信号とを生成し・これら両信号はインターキャ
リヤ音声捕東回路１２ｖｃ供給される。この回路１２は
米国特許出願第８５３１２号明細書記載のように構成す
ることがセきる。回路１２はインターキャリヤ音声信号
と映像信号とを分離する働らきをする。カラーバースト
成分を含む映像信号は映像信号処理回路４４に供給され
てテレビジョン映像管（図示せず）Ｋ映像情報を表示す
るため処理される。インターキャリヤ音声信号はインタ
ーキャリヤ音声帯域フィルタ１６の入力に供給される。
音声チャ゛ンネル倉粘トチレビジョン第２検波器１０は
その出力端７−ｅベースバンド映像信号とインターキャ
リヤ音声信号とを生成し・これら両信号はインターキャ
リヤ音声捕東回路１２ｖｃ供給される。この回路１２は
米国特許出願第８５３１２号明細書記載のように構成す
ることがセきる。回路１２はインターキャリヤ音声信号
と映像信号とを分離する働らきをする。カラーバースト
成分を含む映像信号は映像信号処理回路４４に供給され
てテレビジョン映像管（図示せず）Ｋ映像情報を表示す
るため処理される。インターキャリヤ音声信号はインタ
ーキャリヤ音声帯域フィルタ１６の入力に供給される。
ＮＴＳＣ方式ではカラーバースト信号成分は、約３．５
８ＭＨｚの周波数を有し、インターキャリア音声信号す
なわち音声ＩＦ信号は４．５ ＭＨｚの搬送波を周波数
変調した可聴周波数情報を含む。
８ＭＨｚの周波数を有し、インターキャリア音声信号す
なわち音声ＩＦ信号は４．５ ＭＨｚの搬送波を周波数
変調した可聴周波数情報を含む。
インターキャリヤ音声信号帯域フィルタ１６はインター
キャリヤ音声信号周波数の付近の周波数の信号を通過式
せる。このフィルタはインターキャリヤ音声信号搬送波
（例えば４・５ＭＨｚ ） ＶＣ等しい中心周波数すな
わち共振周波数を有し、例えばセラミックフィルタで構
成することもできる。濾波されたインターキャリヤ音声
信号は増幅制限段１８によって増幅制限され、この増幅
制限信号は混合器２０の第１６人力に供給賂れる。この
混合器２０の第２の入力は映像信号処理回路４４から色
副搬送波信号を受けるように接続されている。映像信号
処理回路４４は通常の自動周波数位相制御回路を含み・
カラーバースト信号成分に応動して位相固定色副搬送波
信号を生成する。この色副搬送波信号はまた映像信号処
理回路において普通通り色信号の復調に使用される。
キャリヤ音声信号周波数の付近の周波数の信号を通過式
せる。このフィルタはインターキャリヤ音声信号搬送波
（例えば４・５ＭＨｚ ） ＶＣ等しい中心周波数すな
わち共振周波数を有し、例えばセラミックフィルタで構
成することもできる。濾波されたインターキャリヤ音声
信号は増幅制限段１８によって増幅制限され、この増幅
制限信号は混合器２０の第１６人力に供給賂れる。この
混合器２０の第２の入力は映像信号処理回路４４から色
副搬送波信号を受けるように接続されている。映像信号
処理回路４４は通常の自動周波数位相制御回路を含み・
カラーバースト信号成分に応動して位相固定色副搬送波
信号を生成する。この色副搬送波信号はまた映像信号処
理回路において普通通り色信号の復調に使用される。
混合器２０は通常４．５ＭＨ２のインターキャリヤ音声
信号と３．５８ＭＨ２の色副搬送波信号とをヘテロダイ
ン処理し１可聴情報によって周波数変調された９２０Ｋ
Ｈ２′の差信号を生成する。第２の音声ＩＦ信号である
この差信号は低域フィルタ２２によって濾波式れ、その
変調信号の９２ｏＫＴ（ｚより高い周波数の信号を減衰
させる。この第２の音声ＩＦ信号は増幅制限器２ｊＫよ
って増幅制限され、単安定マルｆ−バイア”ｌ／ −夕
３０（７）入力に供給される。このバイブレータ３０は
第ａの音声工Ｆ信号の所定方向への遷移（すなわち立上
りまたは立下９）に応じて一定幅のパルスの列を生成す
る。この定幅パルス列は為積分デエンファシス回路３２
により平均されて可聴情報を回復し、また回復されたそ
ｂ可聴情報信号がデエンファンスされる。可聴信号は可
聴信号増幅器４０およびヌビーカ４２ｖｃ供給され、可
聴情報が再生される。
信号と３．５８ＭＨ２の色副搬送波信号とをヘテロダイ
ン処理し１可聴情報によって周波数変調された９２０Ｋ
Ｈ２′の差信号を生成する。第２の音声ＩＦ信号である
この差信号は低域フィルタ２２によって濾波式れ、その
変調信号の９２ｏＫＴ（ｚより高い周波数の信号を減衰
させる。この第２の音声ＩＦ信号は増幅制限器２ｊＫよ
って増幅制限され、単安定マルｆ−バイア”ｌ／ −夕
３０（７）入力に供給される。このバイブレータ３０は
第ａの音声工Ｆ信号の所定方向への遷移（すなわち立上
りまたは立下９）に応じて一定幅のパルスの列を生成す
る。この定幅パルス列は為積分デエンファシス回路３２
により平均されて可聴情報を回復し、また回復されたそ
ｂ可聴情報信号がデエンファンスされる。可聴信号は可
聴信号増幅器４０およびヌビーカ４２ｖｃ供給され、可
聴情報が再生される。
第２の音声工Ｆ信号の発生の効果は第３図のパルス列に
よって理解される。図は単安定マルチバイブレータ３０
が２つの変調周波数から生成した典型的なパルス列を示
す。このパルス列は低い変Ｍ周波数ｆ２で一定のパルス
幅Ｍと間隔Ｓ１とを含む周期Ｔｌを有し、高い変調周波
′ＩＩＩｆｌで一定＠Ｍと間隔Ｓ１より短かい間隔Ｓ２
とを含む周期Ｔ２を有する。パルス列の振幅Ｅは一定で
１パルス列を回路１００で平均すると回復ネれた可聴信
号の平均エネルギＰ２ＡＶは丸 °８ＡＶ＝０°￥ となり、上記高低両変調周波数に対する平均エネルギ”
ａｖは・ Ｆ２ａＶ＝ＥＭ（Ｔ −Ｔ ）＝ＥＭ（ｆ２−ｆ、 ）
１ となる。この関数は線形関数であり、Ｅを決定する供給
電圧−周波数偏差ｆ２−ｆ、およびパルス幅Ｍに比例す
る。パルス幅Ｍは可聴情報を回復する場合に周波数変−
調における最高瞬時周波数の周期Ｔ２を廟えることがで
きない。従ってパルス幅Ｍはｆｃを搬送波周波数とする
きｏと１／（ｆ＋ｆ２−ｆｌ）μＣ−一−７ 秒の間になる。例えば搬送波周波数が４・５ Ｍ）Ｔｚ
カＧ） ９２０ ＫＨｚ ｖｃ変化すると、Ｍパルスの
周期は４５００７９２０の比率ですなわちｌ＋ｄＢ増大
する。
よって理解される。図は単安定マルチバイブレータ３０
が２つの変調周波数から生成した典型的なパルス列を示
す。このパルス列は低い変Ｍ周波数ｆ２で一定のパルス
幅Ｍと間隔Ｓ１とを含む周期Ｔｌを有し、高い変調周波
′ＩＩＩｆｌで一定＠Ｍと間隔Ｓ１より短かい間隔Ｓ２
とを含む周期Ｔ２を有する。パルス列の振幅Ｅは一定で
１パルス列を回路１００で平均すると回復ネれた可聴信
号の平均エネルギＰ２ＡＶは丸 °８ＡＶ＝０°￥ となり、上記高低両変調周波数に対する平均エネルギ”
ａｖは・ Ｆ２ａＶ＝ＥＭ（Ｔ −Ｔ ）＝ＥＭ（ｆ２−ｆ、 ）
１ となる。この関数は線形関数であり、Ｅを決定する供給
電圧−周波数偏差ｆ２−ｆ、およびパルス幅Ｍに比例す
る。パルス幅Ｍは可聴情報を回復する場合に周波数変−
調における最高瞬時周波数の周期Ｔ２を廟えることがで
きない。従ってパルス幅Ｍはｆｃを搬送波周波数とする
きｏと１／（ｆ＋ｆ２−ｆｌ）μＣ−一−７ 秒の間になる。例えば搬送波周波数が４・５ Ｍ）Ｔｚ
カＧ） ９２０ ＫＨｚ ｖｃ変化すると、Ｍパルスの
周期は４５００７９２０の比率ですなわちｌ＋ｄＢ増大
する。
従って１可聴出カは第２音声工Ｆ信号の使用によって１
４ ｄＢだけ増大する。
４ ｄＢだけ増大する。
第１図の構成をより詳細に第２図に示す０この実施例で
は混合器２ｏが混合機能を行うように接続された市販の
Ｃ’ Ａ ３０７２クロミナンヌ復調集積回路を含み・
その集積回路の端′ｆ−８が供給電圧源（Ｂ＋）Ｋ接続
され、端子１４が基準（接地）電位源 □に接続
されている。この集積回路に内蔵されるバイアス電圧回
路（図１−ｔｒ１’、＞がバイアス電圧Ｖｂｘ・Ｖｂ２
を生成し入電流源’Ｆ％Ａ、 ’７４Ｂから電流を受け
る増幅蹟部７２Ａ％ ７２Ｅ訃よび切換部ｒｌＢＡｓ
７６Ｂを含む双平衡復調器が混合機能を行う口 増幅制限器１８によって生成されたインターキャリヤ音
声信号は入力端′子３を介して増畝部７２Ａ１７２Ｂの
左側に供給されると共に、抵抗器６２、分路コンデンサ
６４および入力端子４の直列回路を介して増幅部’７２
Ａ・７２Ｂの右側にも前給される。増幅部は増幅したイ
ンターキャリヤ音声信号をエミッタ結合切換部７６ＡＮ
７６Ｂに供給する。
は混合器２ｏが混合機能を行うように接続された市販の
Ｃ’ Ａ ３０７２クロミナンヌ復調集積回路を含み・
その集積回路の端′ｆ−８が供給電圧源（Ｂ＋）Ｋ接続
され、端子１４が基準（接地）電位源 □に接続
されている。この集積回路に内蔵されるバイアス電圧回
路（図１−ｔｒ１’、＞がバイアス電圧Ｖｂｘ・Ｖｂ２
を生成し入電流源’Ｆ％Ａ、 ’７４Ｂから電流を受け
る増幅蹟部７２Ａ％ ７２Ｅ訃よび切換部ｒｌＢＡｓ
７６Ｂを含む双平衡復調器が混合機能を行う口 増幅制限器１８によって生成されたインターキャリヤ音
声信号は入力端′子３を介して増畝部７２Ａ１７２Ｂの
左側に供給されると共に、抵抗器６２、分路コンデンサ
６４および入力端子４の直列回路を介して増幅部’７２
Ａ・７２Ｂの右側にも前給される。増幅部は増幅したイ
ンターキャリヤ音声信号をエミッタ結合切換部７６ＡＮ
７６Ｂに供給する。
映像信号処理回路４４からの色副搬送波信号はエミッタ
ホロワ結合トランジヌタ７ｏと入力端子７を介して切換
部７６Ａ・７６Ｂの一方の側に供給され、その他方の側
ｖｃは入力端子６とコンデンサ６６を介して信号基準電
位が供給される。切換部の出力に生ずる差信号は低域フ
ィルタ出力段７８を介して出力端子１３に供給される。
ホロワ結合トランジヌタ７ｏと入力端子７を介して切換
部７６Ａ・７６Ｂの一方の側に供給され、その他方の側
ｖｃは入力端子６とコンデンサ６６を介して信号基準電
位が供給される。切換部の出力に生ずる差信号は低域フ
ィルタ出力段７８を介して出力端子１３に供給される。
出力端子１３と接地点の間に電位差計８０が接続されて
利得決定用制御素子として使用される。この電位差計８
０の摺動腕から取出さ、れたインターキャリヤ音声ＩＰ
信号は、エミッタホロワ結合トランジヌタ８２とコンデ
ンサ８４を含む能動低域フィルタ２２の入力端子に供給
される。このフィルタ２２は約１・５ＭＨ２以上の周波
数の信号を遮断して音声系に対する衝撃雑音の影響を減
する。濾波された９２０ＫＨｚ信号は増幅制限器２４を
介゛して７４１２３型単安定マクチバイブレ一タ集積回
路の入力端子ｌに印加される。この７４１２３型集積回
路の端子２１３および１６Ｆｉ接地され、ピン１６Ｘ１
５．１４は抵抗器９６、電位差計９４およびコンデンサ
９２を含む時定数回路９０ｖｃ接続されている。この実
施例では１時定数回路９０が持続時間的０ 、’１３５
μ秒のパルスを生成するように調節逼れている。従って
出力端子４ｖｃ生成した合成パルスの列は極めて高い衝
撃係数すなわち幅間隔比を有する。変調された９２０Ｋ
Ｈｚ信号の周期は約１・０５８〜１．１１７μ秒の範囲
で変化し得るため、パルス列の衝撃係数は７６〜８０％
の範囲で変化するシ 単安定マルチバイブレータ３０によって生成ｇｈたパル
ス列は１直列抵抗ｆｌ １０２と分路コンデンサ１０４
を含む積分回路１００に、ｊＨづで平均され、可聴情報
を回復する。この可聴信号岐直列抵抗器１１２と分路コ
ンデンサ１１４を含もデエンファシス回路網ｌｌＯにお
いて通常のＦ’Ｍデエンファシヌを受ケ、エミッタホロ
ワ結合された出カドラン“ジスタ１１６のベークに供給
されて出力端子１１８ Ｋ可聴出力信号を生成する。
利得決定用制御素子として使用される。この電位差計８
０の摺動腕から取出さ、れたインターキャリヤ音声ＩＰ
信号は、エミッタホロワ結合トランジヌタ８２とコンデ
ンサ８４を含む能動低域フィルタ２２の入力端子に供給
される。このフィルタ２２は約１・５ＭＨ２以上の周波
数の信号を遮断して音声系に対する衝撃雑音の影響を減
する。濾波された９２０ＫＨｚ信号は増幅制限器２４を
介゛して７４１２３型単安定マクチバイブレ一タ集積回
路の入力端子ｌに印加される。この７４１２３型集積回
路の端子２１３および１６Ｆｉ接地され、ピン１６Ｘ１
５．１４は抵抗器９６、電位差計９４およびコンデンサ
９２を含む時定数回路９０ｖｃ接続されている。この実
施例では１時定数回路９０が持続時間的０ 、’１３５
μ秒のパルスを生成するように調節逼れている。従って
出力端子４ｖｃ生成した合成パルスの列は極めて高い衝
撃係数すなわち幅間隔比を有する。変調された９２０Ｋ
Ｈｚ信号の周期は約１・０５８〜１．１１７μ秒の範囲
で変化し得るため、パルス列の衝撃係数は７６〜８０％
の範囲で変化するシ 単安定マルチバイブレータ３０によって生成ｇｈたパル
ス列は１直列抵抗ｆｌ １０２と分路コンデンサ１０４
を含む積分回路１００に、ｊＨづで平均され、可聴情報
を回復する。この可聴信号岐直列抵抗器１１２と分路コ
ンデンサ１１４を含もデエンファシス回路網ｌｌＯにお
いて通常のＦ’Ｍデエンファシヌを受ケ、エミッタホロ
ワ結合された出カドラン“ジスタ１１６のベークに供給
されて出力端子１１８ Ｋ可聴出力信号を生成する。
この発明の原理は第４図の実施例に示すようにＳＥＥＣ
ＡＭ方式の色復調器にも適用することがで８る。ＳＥＣ
ＡＭテレビジョン信号源２００は、第５ａ図の周波数ス
ペクトル図に示すようにそれぞれ約４．２５ＭＨｚ ％
ａ、４ＭＨｚ （７）周波数の周波ｍ変調クロミナン
ヌ副搬送波ＤＯ’Ｂ’ ＤＯＲと６．５１１１Ｈ２の周
波数の振幅変調音声搬送波２５０を生成する。これらの
信号はクロミナンス帯域フィルタ２０２と音声搬送波除
去回路２０４に供給され、・る。帯域フィルタ２０２は
その出力端子に濾波された色副搬送波信号を生成し１除
去回路２０４はその出力端子に振幅変調された音声搬送
波を生成する。、フィルタ２０２の出力端子の色副搬送
波信号は・高域フィルタ２０８によって濾波され、増幅
器２１ｏｖｃよって増幅され・さらに高域フィルタ２１
２によって濾波されて混合回路２１４の入力端子に供給
される。回路２０４の出力端子の振幅変調音声搬送波は
音声復調回路（図示せず）と増幅制限器２０６に供給さ
れる。増幅制限器２０６の出力端子の増幅制限された音
声搬送波は混合器２１４の第２入力に供給される。
ＡＭ方式の色復調器にも適用することがで８る。ＳＥＣ
ＡＭテレビジョン信号源２００は、第５ａ図の周波数ス
ペクトル図に示すようにそれぞれ約４．２５ＭＨｚ ％
ａ、４ＭＨｚ （７）周波数の周波ｍ変調クロミナン
ヌ副搬送波ＤＯ’Ｂ’ ＤＯＲと６．５１１１Ｈ２の周
波数の振幅変調音声搬送波２５０を生成する。これらの
信号はクロミナンス帯域フィルタ２０２と音声搬送波除
去回路２０４に供給され、・る。帯域フィルタ２０２は
その出力端子に濾波された色副搬送波信号を生成し１除
去回路２０４はその出力端子に振幅変調された音声搬送
波を生成する。、フィルタ２０２の出力端子の色副搬送
波信号は・高域フィルタ２０８によって濾波され、増幅
器２１ｏｖｃよって増幅され・さらに高域フィルタ２１
２によって濾波されて混合回路２１４の入力端子に供給
される。回路２０４の出力端子の振幅変調音声搬送波は
音声復調回路（図示せず）と増幅制限器２０６に供給さ
れる。増幅制限器２０６の出力端子の増幅制限された音
声搬送波は混合器２１４の第２入力に供給される。
混合器２１４は、色副搬送波信号と音声搬送波信号とを
相互変調して差信号を生成する。この色副搬送波差信号
は第５ｂ図ｖＣＤ’ＯＲ’ Ｄ’ＯＢで示すようにそれ
ぞれ約２．１ ＭＨｚ ％ ２ 、２５ＭＨ２ｆ） 周
波数で生成される。これ以上の周波数の信号は低域フィ
ルタ２１６ Ｋよって減衰され、色副搬送波信号はさら
に増幅器２１８によって増幅された後に低域フィルタ２
２０ ｖｃ・よって再び濾波される。この色副搬送波信
号は増幅制限器２２４によって増幅制限されて単安定マ
ルチガイブレータ２３０ニ供給され、その信号の変化に
応じて一定幅のパルスを生成する。このパルスの幅は変
調副搬送波信号の最高瞬時周波数の周期よりわずかに小
さく再設定される。単安定マルチバイブレータ２３０
ｖｃよって生成されたパルス列は平均回路２３２ Ｋよ
り平均されて色情報を回復するが、この色信号蝶デエン
ファシヌ回路２４０によってデエンファシスされた後ク
ロミナンス信号処理回路（図示せず）Ｋ供給でれてさら
に処理きれる。
相互変調して差信号を生成する。この色副搬送波差信号
は第５ｂ図ｖＣＤ’ＯＲ’ Ｄ’ＯＢで示すようにそれ
ぞれ約２．１ ＭＨｚ ％ ２ 、２５ＭＨ２ｆ） 周
波数で生成される。これ以上の周波数の信号は低域フィ
ルタ２１６ Ｋよって減衰され、色副搬送波信号はさら
に増幅器２１８によって増幅された後に低域フィルタ２
２０ ｖｃ・よって再び濾波される。この色副搬送波信
号は増幅制限器２２４によって増幅制限されて単安定マ
ルチガイブレータ２３０ニ供給され、その信号の変化に
応じて一定幅のパルスを生成する。このパルスの幅は変
調副搬送波信号の最高瞬時周波数の周期よりわずかに小
さく再設定される。単安定マルチバイブレータ２３０
ｖｃよって生成されたパルス列は平均回路２３２ Ｋよ
り平均されて色情報を回復するが、この色信号蝶デエン
ファシヌ回路２４０によってデエンファシスされた後ク
ロミナンス信号処理回路（図示せず）Ｋ供給でれてさら
に処理きれる。
ＳＥＥＣＡＭ方式の色副搬送波信号ＤＯＢ１ＤｏＲはそ
れぞれ映像信号の交互の走査線に伝達され１計数器型検
出器は完全ＫＩＩＡ形であるため、２つの信号の復調に
ただ１つの検出器（単安定マルチバイブレータ２３０と
平均回路２３２ ） Ｌか要しない。低い搬送波中間周
波数における復調は高い搬送波中間周波数における復調
と比較して回復された色信号のレベルを上昇させ・また
雑、音存在下における選択性の向上と性能の改善のため
低域フィルタ２１６．２２０を使用し得るようにする。
れぞれ映像信号の交互の走査線に伝達され１計数器型検
出器は完全ＫＩＩＡ形であるため、２つの信号の復調に
ただ１つの検出器（単安定マルチバイブレータ２３０と
平均回路２３２ ） Ｌか要しない。低い搬送波中間周
波数における復調は高い搬送波中間周波数における復調
と比較して回復された色信号のレベルを上昇させ・また
雑、音存在下における選択性の向上と性能の改善のため
低域フィルタ２１６．２２０を使用し得るようにする。
第１図はこの発明の原理に従って構成したテレビジョ“
ン受像機の音声チャンネルにおける計数器型検出方式９
ブロック図、第２図は第１図の方式のさらに詳細な実施
例の部分プロン２回路図・第３図は第１図および第２図
の実施例の動作の説明に用いるパルス信号を示す図１第
４図はこの発明の原理に従らて構成したＳＥＥＣＡＭ方
式の色信号検出器のブロック図１第５ａ図および第５ｂ
図は第４図の実施例の動作の説明に用いる信号の周波数
位置を示す図である。 １０・・・信号源、２０・・・混合器、３０・・・パル
ス列生成手段１３２・・・平均回路・４２・・・利用回
路〜４４・・・基準信号生成手段。
ン受像機の音声チャンネルにおける計数器型検出方式９
ブロック図、第２図は第１図の方式のさらに詳細な実施
例の部分プロン２回路図・第３図は第１図および第２図
の実施例の動作の説明に用いるパルス信号を示す図１第
４図はこの発明の原理に従らて構成したＳＥＥＣＡＭ方
式の色信号検出器のブロック図１第５ａ図および第５ｂ
図は第４図の実施例の動作の説明に用いる信号の周波数
位置を示す図である。 １０・・・信号源、２０・・・混合器、３０・・・パル
ス列生成手段１３２・・・平均回路・４２・・・利用回
路〜４４・・・基準信号生成手段。
Claims (1)
- １（１） 可変調式れた搬送波信号と実質的に一定周
波数の第２の信号とを含むベースバンドテレビジョン信
号の信号源を有するテレビジョン受像機において、上記
第２の信号に応動して上記実質的に一定周波数の基準信
号を生成する手段と１上記角変ｌｏ調された搬送波信号
を受ける第１の入力と上記基準信号を受ける第２の入力
と角変調された差信号を生成する出力とを有する混合器
と１上記角変調された差信号の遷移に応動して一定幅の
パルス列を生成する手段と１上記一定幅パルスを受けて
上、５記差信号を角変調している情報を再生する平均回
路と、上記再生された情報を受ける利用回路とを含む計
数検波復調方式０
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US297555 | 1981-08-31 | ||
| US06/297,555 US4395735A (en) | 1981-08-31 | 1981-08-31 | FM Counter detector |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5850805A true JPS5850805A (ja) | 1983-03-25 |
Family
ID=23146812
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57151642A Pending JPS5850805A (ja) | 1981-08-31 | 1982-08-30 | 計数検波復調方式 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4395735A (ja) |
| EP (1) | EP0073620A3 (ja) |
| JP (1) | JPS5850805A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03103703U (ja) * | 1990-02-09 | 1991-10-28 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8200328A (nl) * | 1982-01-29 | 1983-08-16 | Philips Nv | Tv-mf schakeling. |
| US4843334A (en) * | 1986-12-09 | 1989-06-27 | Canon Kabushiki Kaisha | Frequency demodulator operable with low frequency modulation carriers |
| JPH04252679A (ja) * | 1991-01-29 | 1992-09-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | テレビジョン受像機 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2750441A (en) * | 1951-09-06 | 1956-06-12 | Motorola Inc | Intercarrier sound system |
| DE1263113B (de) * | 1965-12-31 | 1968-03-14 | Standard Elektrik Lorenz Ag | Empfaenger fuer frequenzmodulierte Signale |
| US3399353A (en) * | 1967-06-02 | 1968-08-27 | Rca Corp | Fm counter-type detector especially suited for integrated circuit fabrication |
| NL7712887A (nl) * | 1977-11-23 | 1979-05-28 | Philips Nv | Televisieontvanger met een regelbaar geluidsonderdrukkingsfilter. |
| JPS5853529B2 (ja) * | 1978-11-14 | 1983-11-30 | 株式会社ケンウッド | Ｆｍステレオチユ−ナ |
| AU539824B2 (en) * | 1979-10-26 | 1984-10-18 | Rca Corp. | Intercarrier sound/video signal separator |
-
1981
- 1981-08-31 US US06/297,555 patent/US4395735A/en not_active Expired - Fee Related
-
1982
- 1982-08-20 EP EP82304416A patent/EP0073620A3/en not_active Withdrawn
- 1982-08-30 JP JP57151642A patent/JPS5850805A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03103703U (ja) * | 1990-02-09 | 1991-10-28 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0073620A3 (en) | 1984-08-15 |
| EP0073620A2 (en) | 1983-03-09 |
| US4395735A (en) | 1983-07-26 |
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