JPS5848387A - 誘導加熱装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、誘導加熱調理器、特に２トランス型目励発振
器をインバータの駆動源として用い、かつこれに非磁性
金属鍋に対する保護機能を付加した誘導加熱調理器に関
する。

従来、この植副理器にあって、インバータの駆磁性金属
よりなる鍋を加熱すると、誘導加熱コイル及び共振コン
デンサのインピーダンスが小さく１；す、インバータを
構成するスイッチング素子に過大電流が流れて、素子の
劣化及び破壊を招（という欠点があった。

本発明は、このような欠点を解消するためになされたも
ので、以Ｆ実施例に基いて詳述する。

第１図１こおいて、ｆｉ＋は交流電源、（２１はチョー
クコイル、（３１は整流（ロ）路、（Ｃりは平滑コンデ
ンサ、（Ｑす（Ｑりは２個直列接続されたトランジスタ
で、一方向性スイッチング素子としてはたらく。（４）
はトランジスタ（Ｑｌ）に対し並列に接続された共振コ
ンデンサ（Ｃり及び誘導加熱コイルＩＬＩよりなる直列
共振回路、（Ｄす（Ｄりは各々トランジスタ（Ｑす（Ｑ
りに対し逆並列に接続されたダイオードである。上記ト
ランジスタ（Ｑ’）（Ｑす、直列共振回路＋４１　Ｅよ
びダイオード（Ｄす（Ｄｚ）　Ｈこでインバータ回路（
５）が構成される。（ＣＴ月よ、誘導加熱コイルＴＩＪ
に流れる負荷電流１Ｌ　　を検知するカレントトランス
、（６）は、トランジスタ（Ｑす（ｑりの駆動信号ａ、
ｂ、ｏ、ｄを出力する制御回路で、インバータ（５１を
駆動・制御する。ここで信号ａ、ｃはトランジスタ（Ｑ
ｌ）（Ｑりの各ベースに加えられる互いに逆位相のパル
ス信号であり、信号す、ｄは各トランジスタ（Ｑす（Ｑ
りのエミッタに入力されトランジスタ（Ｑｌ）（Ｑりの
ベースに対する電位を調整しその動作を確実に行なうも
のである。トランジスタ（Ｑｌ）のコレクタ電位をｖＣ
Ｏ、トランジスタ（Ｑりのエミッタ電位をアース電位と
すると、トランジスタ（Ｑｌ）（Ｑりのオン・オフによ
り、直列共振回路（４）は電位Ｖｃｃ　、及びアース間
に交互に接続される。この直列共振回路（４１は、その
共振周波いとき、インピーダンスがゼロとなり、誘導加
熱コイルＩＬＪを流れる電流波形は正弦波なり、各半サ
イクルごとに電流を受けもつトランジスタが変わる。こ
のようなインバータ回路（５１の発振周波数を約２０　
ＫＨｚとなるよう直列共振回路（４１を調整し、誘導加
熱コイルＩＬＩ上に鉄系金属よりなるｍ理鍋（図示せず
）を近接させて、これを誘導加熱する。

制御回路（６）は、２トランス型自励発振器にて構成８
れ、電源電圧ＶａＯがダイオード（Ｄりを介して加えら
れる。この電圧１／ｃｃは、平滑コンデンサ（Ｃりの容
量が力率改善のため小さいことから、殆んど平滑されな
い脈流波形を描（。（Ｔりは第１トランスで、２個の同
一特性のトランジスタ（Ｑす（Ｑりが互いに相補接続さ
れ、各コレクタ巻線（ｎす（ｎｘＪにてその１次巻線が
構成される。各トランジスタ（Ｑす（Ｑりのエミッタは
共通に接続され平滑コンデンサ（Ｃ１）を介して、上記
１次巻線中間点に接続されると同時に、ダイオード（Ｄ
りを介して電源電圧Ｖｃｏ端子に接続される。（Ｔ２）
は第２トランスＣ１トランジスタ（Ｑす（Ｑりのベース
巻線（ｎｊ）（ｎりにて、その２次巻線が構成される。

（Ｈ＋パＨりはトランジスタ（Ｑす（Ｑりのベース・エ
ミッタ間に介挿された抵抗、（Ｈａ）は起動抵抗、（Ｄ
＜）（Ｃｓ月ココ並列接続れたダイオード及びコンデン
サで１ｉ２１−ランス（Ｔ２）のベース巻線（ｎす（ｎ
りと各トランジスタ（Ｑｉ）（Ｑりのエミッタの間ｉこ
介挿されて２す、ダイオード（Ｄ４）は逆流阻止用とし
て、またコンデンサ（Ｃ４）はスイッチング速度を高速
化させる目的で使用される。

（ｎりは、第１トランス（Ｔりの正帰還＠線で、その出
力は抵抗（Ｉ（りを介して第２トランス（Ｔりの１次巻
線（ｎｊ）に接続される。ここで第２トランス（・ｒり
は、その飽和領域まで使用される所謂飽和トランスと呼
ばれるものである。（ｎす（ｎ＠）は第１トランス←ｒ
りの２次巻線で、各々トランジスタ（（１５）（Ｑりの
コレクタ巻線（ｎす（ｎりに対応して設けられ、各々の
出力は、抵抗（［（４）およびコンデンサ（Ｃす、抵抗
（Ｈ５）およびコンデンサ（Ｃりよりなる遅延回路を経
て重なり防止処理された後、信号ａ、ｂ、ｃ、ｄとして
出力される。

これらの制御信号ａ、ｂ、ｃ、ｄは、前述のスイッチン
グトランジスタ（Ｑす（Ｑりの各ベース及びエミッタ基
こ加えられ、インバータ回路（５）の発振を制御する。

ｔ７＋は、第１トランス（Ｔ−＋）の正帰還巻線（ｎり
に誘起された電圧を整流する整流回路、（ｎ？バｎ１り
はこの整流回路出力が、入力される第２トランス（“ｒ
りの制御巻線で、抵抗（Ｈりおよびトランジスタ（Ｑり
が中間に設けられる。トランジスタ（Ｑりのコレクタ・
ベース間には抵抗（”）＋及び可変抵抗（ＶＲＪが接続
される。

（８；は、銅、アルミニウム等の非磁性金属１こて構成
される過大負荷鍋が誘導加熱コイルｔＬｌ上に載置され
たときトランジスタ（Ｑｌｌバリに流れる過大電流を検
知する過大電流検知回路であり、（９）は、カレントト
ランス（ＣＴ）か名。検知電流が入力する整流回路、（
Ｈりは検知電流を電圧盛こ変換する抵抗、（ｚＤ）（Ｄ
りは直列接続されたツェナーダイオード及びダイオード
、（Ｑりは、トランジスタ（鳴りのエミッタ・コレクタ
間に、並列接続されたトランジスタで、そのべ〜スは、
上記ダイオード（１）ＩＪに接続され、インピーダンス
素子としてはたら（。（Ｃ７）は、トランジスタ（Ｑり
のオフ時期を遅延するコンデンサである。

次に動作を説明する。電圧ＶａＯが制御回路（６）に加
えられると、平滑コンデンサ（Ｃりにて平滑ざずトラン
ジスタ（Ｑりが導通したとすると、そのコレクタ・エミ
ッタ間に′電流が流れ始め、コレクク巻線（ｎりに結合
する正帰還巻線（ｎりに誘起電圧が生じ、この誘起電圧
は、第２トランス（！す０）　１次巻線（ｎりを介して
トランジスタＣＱｍ）のベース巻線（ｎりにさらに誘起
電圧を生ずる。この電圧により、トランジスタ（Ｑりは
正帰還を生じ、十分なベース電流によって導通状態は完
全なものとなる。抵抗（Ｏｇ）を流れる電流は、第２ト
□ ランス（Ｔりの１次インダクタンスのために直線的に増
加し、飽和状態となる。これにより第２トランス（Ｔｔ
）の１次側の電流は急に増加し、抵抗（Ｈりの両端の電
圧降下が増加し、そのために第２トランス（テリの１次
巻線（ｎりの両端にかかる電圧が減少し、帰還電圧が減
少する。そうするとトランジスタ（ｑりのベースには、
コンデンサ（Ｃりの電圧が図示の如き極性で印加され、
トランジスタ（Ｑりがカットオフされ、トランジスタ（
Ｑ４）が通電開始する。そして前回と逆の方向に帰還作
用が起こり、トランジスタ（Ｑりはオフに、トランジス
タ（Ｑりがオンになる。第２トランジスタ（Ｔりの１次
電流は逆になり、さきにトランジスタ（Ｑりがオンした
ときと同様にしてトランｎ７バｎりに電磁結合している
から、トランジスタ（Ｑす（ｑりのオン・オフに応じて
、出力が得られ、トランジスタ（Ｑりがオンのとき、信
号ａ、ｂにオン信号か、信号ｏ、ｄにすフ信号が得られ
、他方トランジスタ（Ｑりがオンのとき、信号ａ、ｂに
オフ信号が信号ｏ、ｄにオン信号が得られる。

信号ａ、ｂ及び信号ｏ、ｄを波形番こて書き表わすと、
第２図に示す如く描ける。

次に周波数可変動作につき説明する。第１トランス（テ
リの正帰還巻線（ｎりに誘起された電圧により、第２ト
ランス（！りに磁気電流バイアスが追加されると、磁気
電流が増加して、飽和に達する時期が早（なる。これよ
りバイアス電圧値を変化させることによって発振周波数
を変更きせることができる。バイアス電圧の変更は、可
変抵抗（ＶＲ）の抵抗値を鹸えることにより行なわれる
。

すなわち、トランジスタ（Ｑりのコレクタ・エミッタ間
電位は、一定に保持され、かつそのレベルは可変抵抗（
ＶＲ月こよって変えられるから、制御巻線（ｎす（ｎｚ
り側に現われる電圧は、このトランジスタ（Ｑりのコレ
クタ・エミッタ間電位を差し引いた値となる。それ故、
この電位を加減することにより、制御巻線（ｎす（ｎｌ
りに加わる電位が変化し、その結果、第２トランス（Ｔ
りの磁気電流バイアスが変更されることとなる。

第５図は、第２トランス（Ｔりの制御巻線（ｎす（ｎｌ
りと１次巻線（ｎり及び２次巻線（ｎす（ｎ４）の具体
的巻線構造を示し、制御巻線（ｎｌ）（ｎｌＯＪよ、２
個のトロイダルコア１１（ｌ（社）に各々独立に巻装さ
れ、互いの電流方向が逆となるよう接続されている。

１次及び２次巻線（ｎす（ｎす（ｎりは２個のコアｌ１
１−に同一方向に巻Ｍされている。これにより交流電圧
が制御巻線（ｎす（ｎｌりに誘起されることを防止でき
る。

第４図は、上記構成の２トランス型の自励発振器による
インバータ回路＋５）の動作状態を示す図で縦軸は発振
周期を、横軸は電源電圧ｖ３をそれぞれ表わす。図示の
ように、可変抵抗（ＶＲＪの値を大中小５段階に分けて
発振させた場合、各々周期約５０　／Ａｓ（周波数的３
３ＫＨｚ）、　　約４０μｓ（周波数的２５ＫＨｔ）、
約５０７Ａ８　＜周波数的２０ＫＨｚ）　となり、周波
数的２０ＫＨｚから約３３ＫＨｚまでの範囲でリニヤな
周波数制御が可能となる。

なお上記例では、制御巻線（ｎす（ｎ＋りに流れる電流
を、抵抗（Ｈす、可変抵抗（ＶＲ）およびトランジスタ
（Ｑりにて制御したがこれにかえて、１個の大容量の可
変抵抗を使用することも可能である。

次に過大電流検知回路（８）の動作を第５図を用いて説
明する。いま、誘導加熱コイルＩＬ）上に適性負荷例え
ば琢畔鍋にかえて、銅鋼が置かれたとする。

征−の場合の負荷電流１Ｌと、銅鍋の場合の負荷電流１
Ｌのそれぞれの波形をＣ，Ｏに示す。尚、波形ＤＩこお
いては、実線でトランジスタ（Ｑり及びダイオード（Ｄ
りを流れる電流を、また破線で、トランジスタ（Ｑり及
びダイオード（Ｄりを流れる電流を示す。波形りに一点
鎖線で示す電流レベル、即ちトランジスタ（Ｑｌ　）　
（（ｌりの定格電流ＢＦであるＩ例えば約６ＯＡに相当
する電圧にツェナーダイオード（ＺＤ）及びダイオード
（Ｄりの電圧を設定しておけば、かかる電圧を越えたと
き、トランジスタ（Ｑ６）が導通する。それ故、制御巻
線（’？）　Ｃｎ＋ｏ）のバイアス電流が増加し、第２
トランス（Ｔりの磁気飽和が早（なり、発振周波数は上
昇する。このようにして、過大負荷加熱時スイッチング
トランジスタ（ＱすＣＱ２）　ｌこ流れる惧れのあ電流
検知機能かはたらいた場合における負荷電流波形を示し
、その周波数は、銅鍋或はアルミニウム鍋のとき、定常
状［２ｏＫＨｚに対し約５５ないし４ＱＫＨｚとなる。

以上の説明のように本発明誘導加熱調理器は、インバー
タの制御回路として２トランス型自励発振器を使用し、
か・つ非磁性金属よりなる過負荷を検知する検知回路を
設けたものであるから、過負荷検知機能がはたらいた場
合、自動的に上記自励発振器の発振周波数を上昇させ、
インバータを構成するスイッチングトランジスタに定格
電流を越えた電流か流れることはなく、スイッチング素
子の保護を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

！１！１図は、本発明実施例回路図、第２図及び第５図
は動作波形図、第６図は、第２トランスの巻線構成図、
第４図は、発振周期−電源電圧特性図である。 （５１・・・インバータ、＋６１・・・制御回路、（８
）・・・過大電流回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、直流電源間に直列接続された２個の一方向性スイッ
   チング素子、該スイッチング素子の一方に並列接続され
   た共振コンデンサ及び誘導加熱コイルよりなる直列共振
   回路、上記各スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続
   されたダイオード、上記２個のスイッチング素子を交互
   に動作させる制御回路、皇紀誘導加熱コイルに流れる過
   大電流を検知する過大電流検知回路を含む誘導加熱調理
   器において、上記制御回路は、第１トランス、及ヒ飽和
   トランスよりなる第２トランス、９７１１．第２トラン
   ス間に設けられた正帰還巻線、上記第２トランスの磁気
   飽和を制御する制御巻線を含み、上記第１トランスの２
   次巻線より上記２個のスイッチング素子の駆動信号が出
   力される２トランス型目励発振器にて構成され、上記制
   御巻線の制御電流は、上記過大電流検知回路の出力にて
   変更されることを特徴とする誘導加熱調理器。