JPS5836592B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JPS5836592B2 JPS5836592B2 JP53103027A JP10302778A JPS5836592B2 JP S5836592 B2 JPS5836592 B2 JP S5836592B2 JP 53103027 A JP53103027 A JP 53103027A JP 10302778 A JP10302778 A JP 10302778A JP S5836592 B2 JPS5836592 B2 JP S5836592B2
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- JP
- Japan
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- voltage
- coil
- switching
- circuit
- power supply
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- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、過大電流保護回路を有するDC−DCコンバ
ータ方式の直流安定化電源装置に関するものである。
ータ方式の直流安定化電源装置に関するものである。
一般にDC−DCコンバータ回路は、定電圧電源として
の動作を行なうため、過負荷状態や入力電圧が低下して
も定電圧を維持すべく作用し、過大電流によってトラン
ジスタのごときスイッチング素子などが破壊することが
ある。
の動作を行なうため、過負荷状態や入力電圧が低下して
も定電圧を維持すべく作用し、過大電流によってトラン
ジスタのごときスイッチング素子などが破壊することが
ある。
そこで上記のような異常時には、過大電流を検出し、過
大電流が流れるのを防止してスイッチング素子などを破
壊から保護する過電流保護回路が付加されている。
大電流が流れるのを防止してスイッチング素子などを破
壊から保護する過電流保護回路が付加されている。
第1図に従来の過大電流検出回路を含めて構成した直流
安定化電源装置の要部回路構成図を示す。
安定化電源装置の要部回路構成図を示す。
同図において、1はスイッチング素子であり、ここでは
NPN型のトランジスタで示し、以下はこれをスイッチ
ングトランジスタという。
NPN型のトランジスタで示し、以下はこれをスイッチ
ングトランジスタという。
2はコンバータトランス、3はスイッチングトランジス
タ1のエミッタ電極と接地間に挿入された過電流検出用
抵抗器、4は過電流検出用抵抗器3の両端電圧が、或る
設定された電圧より高くなった場合に、その電圧を検出
して前述の目的を達成すべく動作する過電流保護回路、
5はコンバータトランス2で変換と安定化された方形波
状電圧を整流するためのダイオード、6はダイオード5
で整流された電圧の平滑用コンデンサ、7は上記ダイオ
ード5と平滑用コンデンサ6で整流、平滑された安定化
出力電圧を入力とする負荷、8は非安定化の直流入力電
圧端子である。
タ1のエミッタ電極と接地間に挿入された過電流検出用
抵抗器、4は過電流検出用抵抗器3の両端電圧が、或る
設定された電圧より高くなった場合に、その電圧を検出
して前述の目的を達成すべく動作する過電流保護回路、
5はコンバータトランス2で変換と安定化された方形波
状電圧を整流するためのダイオード、6はダイオード5
で整流された電圧の平滑用コンデンサ、7は上記ダイオ
ード5と平滑用コンデンサ6で整流、平滑された安定化
出力電圧を入力とする負荷、8は非安定化の直流入力電
圧端子である。
このような回路構成において、負荷7に過大電流が流れ
る、いわゆる過負荷状態や、直流入力電圧端子8の電圧
が異常に低下するなどの異常状態が発生した場合、DC
−DCコンバータ回路は出力電圧を設定された電圧に維
持すべく動作して、スイッチングトランジスタ1に過大
電流が流れ始める。
る、いわゆる過負荷状態や、直流入力電圧端子8の電圧
が異常に低下するなどの異常状態が発生した場合、DC
−DCコンバータ回路は出力電圧を設定された電圧に維
持すべく動作して、スイッチングトランジスタ1に過大
電流が流れ始める。
この時、スイッチングトランジスタ1のエミソタ電極に
接続された過電流検出用抵抗器3での電圧降下も徐々に
大きくなる。
接続された過電流検出用抵抗器3での電圧降下も徐々に
大きくなる。
さらに過大電流が流れて過電流検出用抵抗器30両端電
圧が或る設定された電圧以上になった瞬間、過電流保護
回路4が動作して、それ以上の過大電流がスイッチング
トランジスタ1に流れるのを防止する。
圧が或る設定された電圧以上になった瞬間、過電流保護
回路4が動作して、それ以上の過大電流がスイッチング
トランジスタ1に流れるのを防止する。
しかし、上述のような過大電流検出構成においては、過
電流検出用抵抗器3には常時損失が付随し、なおかつ、
この電力が大きいことから、直流安定化電源回路の効率
が低下したり、過電流検出用抵抗器3に大容量の部品が
必要となるなどの欠点を有していた。
電流検出用抵抗器3には常時損失が付随し、なおかつ、
この電力が大きいことから、直流安定化電源回路の効率
が低下したり、過電流検出用抵抗器3に大容量の部品が
必要となるなどの欠点を有していた。
本発明は上述のごとき欠点を除去するようにしたもので
ある。
ある。
以下、本発明を図示の実施例に基いて説明するが、その
前に、スイッチングトランジスタの槙失についての説明
と、ここでの用語の定義を行なう。
前に、スイッチングトランジスタの槙失についての説明
と、ここでの用語の定義を行なう。
周知のように、スイッチング動作を行なうトランジスタ
には、トランジスタが導通状態にある時に、そのトラン
ジスタの飽和電圧とコレクタ電流との積で決まる導通時
の損失と、トランジスタが導通状態から遮断状態に移行
する時および遮断状態から導通状態に移行する時に生じ
るスイッチング損失とがあり、このスイッチング損失が
全損失に対し大きな比重を占める。
には、トランジスタが導通状態にある時に、そのトラン
ジスタの飽和電圧とコレクタ電流との積で決まる導通時
の損失と、トランジスタが導通状態から遮断状態に移行
する時および遮断状態から導通状態に移行する時に生じ
るスイッチング損失とがあり、このスイッチング損失が
全損失に対し大きな比重を占める。
特にDC−DCコンバータのごとき比較的大きな電流を
扱う回路でのスイッチング損失は大きい。
扱う回路でのスイッチング損失は大きい。
本発明は、上記スイッチング損失のうち、トランジスタ
が遮断状態から導通状態に移る際に生じる損失(以下、
これをコレクタ電圧立下り損失と定義する)を軽減させ
るのに用いられるコレクタ電圧立下り損失のスイッチン
グ損失軽減回路を具備した直流安定化電源装置を提供す
るものである。
が遮断状態から導通状態に移る際に生じる損失(以下、
これをコレクタ電圧立下り損失と定義する)を軽減させ
るのに用いられるコレクタ電圧立下り損失のスイッチン
グ損失軽減回路を具備した直流安定化電源装置を提供す
るものである。
第2図に本発明の一実施例を示す。
同図において第1図と同様の作用をなすものは同一の符
号を付し、ここでの説明は省略する。
号を付し、ここでの説明は省略する。
10は前述のスイッチング損失軽減回路である。
このスイッチング損失軽減回路は、一般にインダクタン
ス成分であるコイル11を主体として構成され、直流入
力電圧端子8とスイッチングトランジスタ1の間に挿入
される。
ス成分であるコイル11を主体として構成され、直流入
力電圧端子8とスイッチングトランジスタ1の間に挿入
される。
12はダイオード、13は抵抗器で、それらのダイオー
ド12と抵抗器13の直列接続回路が上記コイル11に
並列に接続されている。
ド12と抵抗器13の直列接続回路が上記コイル11に
並列に接続されている。
14は上記コイル11と磁気結合するように巻線された
過大電流検出用の検出巻線である。
過大電流検出用の検出巻線である。
この検出巻線14の一端は接地され、他端は過電流保護
回路4に接続されている。
回路4に接続されている。
第3図に第2図の主要部の波形を示す。
aはスイッチングトランジスタ1のコレクタ電圧波形を
示し、t1〜t2期間が導通期間、to%t1期間が前
述のコレクタ電圧立下りのスイッチング損失となること
を表わす。
示し、t1〜t2期間が導通期間、to%t1期間が前
述のコレクタ電圧立下りのスイッチング損失となること
を表わす。
bはスイツチングトランジスタ1のコレクタ電流波形を
示し、負荷7に流れる負荷電流とコンバータトランス2
の励磁電流との総和である。
示し、負荷7に流れる負荷電流とコンバータトランス2
の励磁電流との総和である。
Cはコイル11の両端電圧を示し、t1以後のリンギン
グはダイオード12、抵抗器13で制動された電圧であ
る。
グはダイオード12、抵抗器13で制動された電圧であ
る。
次に本実施例の動作を説明する。
なお、DCDCコンバータ回路の動作原理は周知である
ので、ここでの詳細な説明は省略する。
ので、ここでの詳細な説明は省略する。
スイッチングトランジスタ1が遮断状態から導通状態に
移ろうとすれば(第3図におげるt。
移ろうとすれば(第3図におげるt。
−t1期間)コイル11を介して直流入力電圧端子8か
ら電流が流れ込むことになるが、この時、コイル11の
インダクタンス成分は、このコイル11に電流が流れる
のを阻止する方向に逆起電力を生じる。
ら電流が流れ込むことになるが、この時、コイル11の
インダクタンス成分は、このコイル11に電流が流れる
のを阻止する方向に逆起電力を生じる。
この逆起電力の作用によってスイッチングトランジスタ
1に流れ込む電流に時間的遅れが生じる。
1に流れ込む電流に時間的遅れが生じる。
コレクタ電圧立下り期間に生じるスイッチング損失は、
その立下り期間が短かい程損失が小さくなることは容易
に理解できるところである。
その立下り期間が短かい程損失が小さくなることは容易
に理解できるところである。
したがって、上記のような作用をなすコイル11を用い
ることによってスイッチング損失を軽減せしめることが
できる。
ることによってスイッチング損失を軽減せしめることが
できる。
さて、上述のコレクタ電圧立下り期間にコイル110両
端に発生する逆起電力eは、コレクタ電圧立下り期間に
コイル11を流れる電流iと、このコイル11が有する
インダクタンスLとで決まdi り、e=−L一で表わされることは周知のことdt である。
端に発生する逆起電力eは、コレクタ電圧立下り期間に
コイル11を流れる電流iと、このコイル11が有する
インダクタンスLとで決まdi り、e=−L一で表わされることは周知のことdt である。
これは、コレクタ電圧立下り期間にコイル11を流れる
電流が大きげれば、コイル110両端に発生する逆起電
力も大きくなり、逆に流れ込む電流が小さければ発生す
る逆起電力も小さくなるといった現象である。
電流が大きげれば、コイル110両端に発生する逆起電
力も大きくなり、逆に流れ込む電流が小さければ発生す
る逆起電力も小さくなるといった現象である。
そこで、上記コイル11に発生する逆起電力を検出すべ
く、コイル11に磁気結合してなる検出巻線14を設け
れば、スイッチングトランジスタ1のコレクタ電流に対
応した電圧を取出すことができる。
く、コイル11に磁気結合してなる検出巻線14を設け
れば、スイッチングトランジスタ1のコレクタ電流に対
応した電圧を取出すことができる。
そして、この検出巻線14に誘起する電圧を過電流保護
回路4の過大電流の検出電圧とす礼ば、過大電流からス
イッチングトランジスタなどを保護できる。
回路4の過大電流の検出電圧とす礼ば、過大電流からス
イッチングトランジスタなどを保護できる。
以上のように本発明は、スイッチング損失軽減回路のコ
イルに磁気結合させた検出巻線を設け、この検出巻線に
誘起する電圧で過電流保護回路を動作させるようにした
ため、正常動作時は、ほとんど電力損失を伴なわず、異
常時には確実に動作して回路を保護するという優れた効
果を有するものである。
イルに磁気結合させた検出巻線を設け、この検出巻線に
誘起する電圧で過電流保護回路を動作させるようにした
ため、正常動作時は、ほとんど電力損失を伴なわず、異
常時には確実に動作して回路を保護するという優れた効
果を有するものである。
第1図は従来の過大電流検出回路を含む直流安定化電源
装置の要部回路構成図、第2図は本発明の一実施例の要
部回路構成図、第3図a,b,cは第2図における要部
の信号波形図である。 1・・・・・・スイッチングトランジスタ、4・・・・
・・過電流保護回路、8・・・・・・直流入力電圧端子
、10・・・・・・スイッチング損失軽減回路、11・
・・・・・コイル、14・・・・・・検出巻線。
装置の要部回路構成図、第2図は本発明の一実施例の要
部回路構成図、第3図a,b,cは第2図における要部
の信号波形図である。 1・・・・・・スイッチングトランジスタ、4・・・・
・・過電流保護回路、8・・・・・・直流入力電圧端子
、10・・・・・・スイッチング損失軽減回路、11・
・・・・・コイル、14・・・・・・検出巻線。
Claims (1)
- 1 直流入力電圧端子とスイッチング素子との間に接続
されたコイルを主体としてなるスイッチング損失軽減回
路と、上記スイッチング素子に流れる電流が設定値を超
えた時に動作を開始する過電流保護回路とを具備したD
C−DCコンバータ方式の直流安定化電源装置であって
、上記スイッチング損失軽減回路のコイルに磁気結合し
た検出巻線を設け、該検出巻線に誘起する電圧を上記過
電流保護回路の検出電圧としたことを特徴とする電源装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP53103027A JPS5836592B2 (ja) | 1978-08-23 | 1978-08-23 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP53103027A JPS5836592B2 (ja) | 1978-08-23 | 1978-08-23 | 電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5529286A JPS5529286A (en) | 1980-03-01 |
JPS5836592B2 true JPS5836592B2 (ja) | 1983-08-10 |
Family
ID=14343154
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP53103027A Expired JPS5836592B2 (ja) | 1978-08-23 | 1978-08-23 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5836592B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63137487U (ja) * | 1987-02-27 | 1988-09-09 | ||
JPH0267212U (ja) * | 1988-11-09 | 1990-05-22 |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS56169794U (ja) * | 1980-05-19 | 1981-12-15 | ||
US4370701A (en) * | 1981-04-24 | 1983-01-25 | Rockwell International Corporation | Energy conserving drive circuit for switched mode converter utilizing current snubber apparatus |
JPS5853193A (ja) * | 1981-09-25 | 1983-03-29 | 東芝ライテック株式会社 | トランジスタインバ−タ装置 |
-
1978
- 1978-08-23 JP JP53103027A patent/JPS5836592B2/ja not_active Expired
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63137487U (ja) * | 1987-02-27 | 1988-09-09 | ||
JPH0267212U (ja) * | 1988-11-09 | 1990-05-22 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5529286A (en) | 1980-03-01 |
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