JPS5833929A - 電圧型自励インバ−タを用いる直流送電システムの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 零発−は２つの交流系統を接続する直流送電システムに
係′シ、４１に交流系統への高調波電流を抑制するのく
好適な電圧型自動インΔ−！を用いる直流送電システム
の制御方法Ｋｌｌする。

従来、直流送電システムは、順変換器が定電流制御、逆
変換器が定電圧制御又は、定余裕角制御で運転を行う他
励インノー夕を用いたシステムが主流であった。直流送
電システムのような高電圧大電流変換器に他励インノー
夕が用いられてきた主な理由は、転流回路が不要なこと
、電力用素子として特に高速なスイッチング特性を必要
としないこと、制御回路が自動インバータに比較して簡
単であること等が掲げられる。

しかし廠近では高耐圧大電流の逆導通サイリスタ、ｒ−
トターンオ７ｔイリスタ等の高速電力素子の開発が着し
く、自動インバータの制御性、交流系統と連系をしない
単独運転も可能會ことから、直流送電システムのような
高電圧大電流変換器への自動インバータの適用が見直さ
れている。

自励インノー夕を用いた直流送電システムの従来例を第
１図に示す。図中Ｊ　、　ｉ　ｘ＃ｉ交流系統であ少、
２は順変換器用変圧器、３は順変換器、４は直流νアク
トル、ｌは直流送電線、６はコンデンサ、１は電圧型自
励インバータ（以下、インバータと称す）、８はインバ
ータ用変圧器、ｔは交流フィルタ、１０は連系リアクト
ル、１１はし中断器である。順変換器Ｓの制御回路１０
＃におっては、２１は順変換器３の出力電流を検出する
ＤＣ−ＣＴであり、３４は電流基準３３との偏差８３ａ
を入力とする誤差増巾器であり、これによ）順変換器３
の定電流制御系を構成する。２２は順変換器３の出力電
圧を検出する直流電圧検出器であり、３２は電圧基準Ｓ
１との偏差３２＆を入力とする誤差増巾器であ夛これに
よ）順変換器Ｓの定電圧制御系を構成する。３５は定電
流制御と定電圧制御の選択回路てｉシ、３６は選択回路
ｓ５の出方によ）順変換器３０点弧角を制御する電圧′
制御回路であゐ。順変換器３の出力電流が所定値以内で
あれば図示されない選択制御回路によシ定電圧制御系を
選択し、順変換ＩＩ３の出力の直流電圧４′を常に一定
に保つよう制御され、又、順変換器〜 ３の出力電流が所定値以上になると図示されない選択制
御回路にょ〕定電流制御系を自動的に選択し、順変換器
３の出力電流が一定となるよう定電流制御を行う。

一方、□異なる系統の交流電源を並列運転するには、従
来よシ、無効電力の許容値内で各交流電源間の電圧差を
有効電力の偏差で、各交流電源間０位相差をそれぞれ制
御することが知られている。インバーターと交流系統１
２とを連系する場合は、交流系統は制御できないので、
インパー夕１の出力電圧、位相を制御するととＫなゐ、
インバーターの制御回路１０１にあっては、電圧基準４
１と連系リアクトル１ｏＯ連系点検出電圧２Ｊとを比較
し、その偏差ａＸ、は、誤差増巾器４２へ印加されその
出力は電圧制御回路４１ＣＪ入力となる。同様に１有動
電力基準５１と有効電力検出器２５の出力とを比較し、
そＯＩｌｍｇｊａは誤差増巾器５２０入カへ加えられ、
誤差増巾器５２の出力はフェーノロックル−７’　（ｐ
ｋａｓｖ　１ｅａｋ＠ｄ　１ｏｏｐ　）いわゆるＰＩ、
Ｌ　Ｈ路の一つの入力１イ”となりている。５４は分周
器でＰＬＬ　Ｉ回路５３の出力周波数を分周し、その出
力はＰＬＬ回路５３の他の一つの入力１ハ“となる。

ＰＬＬ回路の他の一つの入力１０”には、交流系統１２
の電圧が位相基準として与えられる。ここでＰＬＬ　１
回路は周知の回路であるが簡単に説明する。菓２図はＰ
ＬＬ回路のブロック図の１例であシ、ＰＬＬ回路５Ｊの
構成は位相誤差検出１１ＰＨＤ。

低域−波器ＬＰＦそして電圧制御発振器ＶＣＯから構成
される。これ等各要素の概要を説明すると、位相誤差検
出器ＰＨＤは位相基準信号１０”と位相帰還信号１ハ”
との位相差に比例した信号に”を発生する。この位相差
に比例した信号に”が低域Ｐ　ＦＩＬ　ＩＩ　ＬＰＦの
入力とな〕、この低域−波器ＬＰＦで高調波成分を除去
すると共に、位相誤差を増巾する。そして電圧制御発振
器ＶＣＯは低域−波器ＩＪ”Ｆの出力１ホ”に比例した
周波数を出力し、この電圧制御発振＠　ＶＣＯの出°力
１へ”は、分周器５４へ接続される。分周器５４０段数
ｔＮとすれば、電圧制御発振器ｖＣＯの発振周波数は、
位相基準信号１０”のＮ倍となる。ここでＮはインバー
タの相数によシ、任意の整数に選ばれる。

分周器５４の出力は位相誤差検出器ＰＨＤの位相帰還信
号″″／−２となっているので、電圧制御発振器ＶＣＯ
の共振周波数は位相基準信号１０”と位相帰還信号１ハ
′との位相が一致するように自動制御される。ここで、
ＰＬＬ回路５３の一つの入力１イ”の働きは、低域ｐ波
器ＬＰＦへ信号を与えるととＫよ）位相基準信号１０”
と位相帰Ｎｉ１号“ハ“との位相差を任意に設定可能と
なる。

再び第１図に戻シその動作の説明を行うと、ＰＬＬ　Ｉ
回路５Ｓの位相基準信号１０”としては交流系統１２の
位相が印加されているので、ＰＬＬ回路ｒｒｇｏ出力周
波数は交流系統１２の位相と同期し、従ってインバータ
７０位相も交流系統１２０位相と同期している。しゃ断
器１１が開状態では誤差増巾器５２の入出力は図示しな
いスイッチで短絡されており、有効電力の偏差５２ａに
よるインバータ１の位相を制御する自動制御回路は形成
されていない。次にし中断器１１を閉状態とすると誤差
増巾器５２の入出力の短絡が解除され、インバータ１０
有効電力が有効電力基準５ρと等しくなるようインバー
タ７の位＠が自動制御される。

又、連系点検出電圧２３は常に電圧基準４１に等しくな
るようインパー夕７の出力電圧１ａが自動制御される。

、し中断器１１を閉とするとインバータ１の出力電圧７
ａと交流系統１２の電圧が一致していればインバータ１
、交流系統１２間との無効電力の授受は行われない。仮
に、交流系統１２の電圧が電圧基準４１よ〕低い場合に
は、インバータ７よシ無効電力を交流系統１２へ供給し
、交流系統１２の電圧が電圧基準４１と等しくなるべく
インバータ１の出力電圧１＆が高くなるよう自動制御さ
れる。逆に交流系統１２の電圧が電圧基準４１より高い
場合は交流系統１２が無効電力をインバータ７へ供給し
、交流系統１２の電圧が電圧基準４１と曽しくなるべく
、インバータ１の出力電圧７厘が低くなるように自動制
御される。

かかる第１図の方式はインパータフの定格容量の許容値
内ではインバータ７が交流系統１２０電圧変動の抑制に
寄与するように動作する反間、交流系統１２０大巾な電
圧上昇、あるいはインパー夕１の入力の大巾な電圧上昇
がある場合はインバータ７の出力はパルス中が狭くなり
た状態となシ、その結果、インバータ７の出力の高調波
含有率が高くな多、交流系統１２との間で高調波電流が
流れるととくなる。ここでイ／Δ−タ１のパルス中と高
調波との関係は周知のことであるが、簡単゛に説明する
。インバータ１の出力電圧７ａを所定の値に制御するた
めの手段の一つとして、インバータ１の出力Δルス中を
制御する方法がある。インバータｒのパルヌ中制御を単
相インバータでかつ、サイリスタ等の電子スイッチを接
点におきかえ簡略化した第３図で説明する０図中１０は
第１図Ｏ順変換器３の出力に相当する直流電源、８ノ〜
８４はサイリスタ等の電子スイ・ツチ（以下不イツチと
称す）、５ｇ１ｊ第１図でインバータ用変圧器８以後の
回路でインバータ１の負荷となるものであｌ）、９１．
９２はそれぞれ端子である。スイッチ８１とスイッチ８
２又はスイッチ１３とスイッチ１４はそれぞれ１８０°
の期間交互に開閉を行うもので、スイッチ８１とスイッ
チ８３が閉とするとスイッチ８２とスイッチ８４は開の
状態とカる。この状態では端子９１と端子９２は共′に
直流電源・７０と等しい電位となるため、端子９１と端
子９２の間の電圧は零で負荷Ｊ１には電圧が印加されな
いことになる。又、スイッチ８１とスイッチ８４が閉で
スイッチ８２とスイッチ８Ｓが開とすると端子９ノと端
子９２の間の電圧は端子ｇ２に対して端子９１が正で直
流電源１０に等しい電圧が印加されることＫなる。スイ
ッチａｌＫ対してスイッチ８Ｊを１８０＠遅らせて開閉
するとすれば第４図（ａ）に示されるような電圧波形が
負荷Ｊ５に印加されることになる。又、スイッチＩＩＫ
対してスイッチ８３を開閉させるタイＺンダ、すなわち
制御角ｒを変化させると負荷８５に印加される電圧波形
が第４図（１）〜（＠）に示されるよう変化する。

このようにス、イッチ８１〜８４の開閉のタイギ／グに
より、インバータ７の出力電圧を制御することをΔルス
巾制御という。すなわち、直流電源７０の電圧が変化し
てもスイッチ８１に対してスイッチ８３を開閉させる制
御角ｒを自動制御することにより、負荷電圧を一定に保
つことができる。又、直流電源ｒ０の電圧をＩｄとする
と端子９１．９２間の端子間電圧ｅはされ、制御角ｒと
第３．５．７調波電圧との関係を図示すると第５図のよ
うに示される。すなわち、制御角ｒが小さくなればなる
程、基本波に対する各高調波の含有率が高くな夛、イン
パ−夕１がｄｋス巾を絞ると高調波の含有率の増大によ
り交流系統１２との間で高調波電流が流れ為結果とまる
。この現象はインパー夕１が三相であること、多段式で
あることに無関係に成９立ち、制御角ｒが小さく壜れば
基本波に対す・る各高調波υ含有率が高くなる。この高
調波電流含有率するため、交流フィルタ９の高次高調波
井振回路を設けえシするなど、その容量を大きくせねば
表らないという欠点があった。

又、インバータ１の出力電圧１ａの高調波を軽減するた
めインイータｒの電圧制御は行わず、制御角ｒｅ固定し
、順変換器３の出力電圧４′を制御して、インバータ１
の出力の無効電力の授受を行うことにより、連系点電圧
２３ｔ−一定に保つことができるが、この場合もインパ
ー夕７の電圧制御同様、順変換器３の電圧側−によ択交
流系統１の高調波電流含有率は、順変換器３０位相制御
角αが大きくなればなる１大きくなる。順変換器３０位
相制御角αに対する高調波電流含有率は広く知られてい
るのでここでの説明は省略する。

本発明の目的はこの点にかんがみなされたもので、交流
系統１２の電圧が変動する場合でも、インバータ７の定
格容量の許容値内で交流系統１２の電圧を一定電圧に制
御して交流系統１２の電圧の安定性向上に寄与し、かつ
交流フィルタ９の容量を低減できる上、交流系統１の高
調波電流を抑えることができる交流系統に連系す以下、
本発明の一実施例を第６図を参照して説明する。基本回
路は第１図と同一であり、この第６図では第１図と同符
号のものは同一機能のものであるからそれらの説明は省
略する。第６図で第１図と異なる点は、インバータ２の
電圧制御系の誤差増幅器４２の出力信号４２ｂと電圧制
御回路４３の間に電圧制御回路４３０制御範囲を制限す
るための制限回路６１を付加した増巾器４４が設置され
ており、この増巾器４４の出力信号４４ｍを電圧制御回
路４３の入力としていること、連系点検出電圧２３と電
圧基準４１との偏差４Ｊａｔ増巾する誤差増巾１！ｆｋ
４１の出力信号４２１ｍを入力とする演算回路６２によ
り演算され九電圧補正信号６１ｍが制御線６２１によ〕
、順変換器３の電圧制御系、電圧帰還と基準電圧３１の
加算点に補正信号として加えられていゐ点である。ここ
で演算回路６２は不感帯特性を有する回路で、不感帯発
生回路はアナログ素子を用いて容易に実現できることは
周知であり、こヒでの回路説明は省略するｔＸＸその出
力特性の一例を第７図に示す。図中ε１は演算回路６２
０入力すなわち誤差増巾器４２の出力信号４２％であ〕
、ｅｏは演算回路＃２の出力すなわち、電圧補正信号σ
２ｍである。又、変曲点＃１．は制御回路６１で設定さ
れるインバータ７の無効電力の最大許容出力とする制御
角ｒａｔ決定する電圧値に＄Ｌ＜、変曲点’１２は制限
回路＃１で設定されるインバータ１の交流系統１２の高
調波電流の許容値を与える制御角ｒｓを決定する電圧値
に等しくなるよう演算回路６２を設定する。今、交流系
統１２０大巾な電圧Ｏ低下があゐと連系点検出電圧２Ｊ
が低下し、偏差４ｊａは第６図において負Ｏ極性を示し
、誤差増巾器４２によりインバータ１０制御角ｒが大き
くなるよう制御されるが、増巾器４４０ｔＢ力償号４−
１が制御回路６１の制限値に達するとインバータ７０制
御角ｒが設定された最大値となシ、偏差４２＆の負の値
の増加に伴い、演算回路＃２の出力が不感帯領域から変
曲点’ｉｆを通過して線形領域に入シ、この電圧補正信
号６２＠によ）順変換器３の出力電圧が高くなるように
制御され、この結果、連系点検出電圧２Ｊは一定に保た
れる。この場合、交流系統１．１２への高調波の影響は
順変換器３、インバータ１共に出力電圧を大とする方向
なので、極めて小さくなる。

又、交流系統ＩＪの大巾な電圧の増加があると、連系点
検出電圧２Ｓが増加し、偏差４１ａは第６ｗＩＫをいて
正の極性を示し、誤差増巾器４２によシインパータ１０
制御角ｒが小さくな石よう制御されるが増巾器４４の出
力信号４４＆が制限回路Ｃ１の制限値に達するとインΔ
−タ１は交流系統１２が許容できる高調波電流となるよ
う制御角ｒが制御される。高調波電流が制限されるため
交流フィルタ回路９の容量は軽減することができる。又
、偏差４２ａの正の値の増加に伴い、演算回路６２の出
力が不感帯領域から変曲点’１２を通して線形領域に入
シ、この電圧補正信号＃２ａにより、順変換器Ｊの出力
電圧が低くなるよう制御され、連系点検出電圧２３は一
定に保たれる。この結果、インバータ１０制御角ｒは所
定値以内に制限されるため、交流系統１２の高調波は、
所定の許容値以内に制御される。又、この場合、交流系
統１の高調波電流は増大するが、構成される直流送電ン
ステムにおいて交流系統ＩＫ対して高調波をより問題に
すみ交流系統であれば充分有効である。

即ち、本発明によれば、第１図の利点であるインパー夕
１の定格容量の許容値以内でインバータ１が交流系統１
２の電圧変動の抑制に寄与するよう動作すると共に、交
流系統１２０過値の変動がない状態では順変換器ＪＫよ
る交流系統１０高調波電流も抑えられ、交流系統１２０
大巾表増加があっても交流系統１２が許察する高調波電
流以下に抑えることができる上、交流フィルタの低減を
図ることができる。

本発明の一実施例１第６図、第７図で説明したが、イン
バータ７０制御角ｒを制限する制限回路６ノによる演算
回路６２の変曲点ε１１”１２は制限回路６１で設定さ
れる点でなくても、制御系の安定化のため、制限回路＃
１の設定値に対し、大となる点等任意の点で嵐い。

又、演算回路６２の特性は第７図に示すように線形でな
くても良く、順変換器３の電圧制御回路Ｓ６の特性に適
した例えば指数関数のような演算波形であっても良い。

インバータ７０制御範囲を制限するために制限回路６１
を有する増巾器４４を設けて説明したがこの制御範囲を
制限する機能はアナログ量でなく、ディジタル量として
例えば電圧制御回路４３に設けても良い。

【図面の簡単な説明】

青。 第１図は従来の交流系統に連通ずる電圧型自励インバー
タを用いた直流送電システムのプロブ、り図、第２図は
第１図のＰＬＬ回路の具体的な回路構成図、第３図はΔ
ルス巾制御の説明のための単相インバータ基本構成図、
第４図は第３図のインバータ出力波形と制御角ｒとの関
係を示す波形図、第５図は第４図の高調波成分と制御角
ｒとの関係を示す特性図、第６図は本発明を実施する一
実施例を示すブロック図、第７図は第６図のｆａミック
中、演算回路６２の特性図である。 １−・交流系統、２・・・層変換器用変圧器、１・・・
順変換器、４−・・直流リアクトル、４′・・・直流電
圧、５・・−直流送電線、６・・・コンデンサ、１−・
電圧型自動インバータ、８・・・インバータ用変圧器、
９−交流フィルタ、１０一連系リアクトル、１１−・し
中断器、ＪＪ−・・交流系統、２ノー・ＤＣ−ＣＴ　。 ２２−直流電圧検出器、２３・・・連系点検出電圧、２
６・−交流系統電圧、３１−電圧基準、３２ａ−・偏差
、３２・・・誤差増巾器、ＪＪ−・電流基準、Ｂａｍ−
偏差、３４・・・誤差増巾器、３５−選択回路、３６−
・電圧制御回路、４１−・・電圧基準、４７ａ−偏差、
４２−・・誤差増巾器、４　Ｊ　ｂ−・出力信号、４　
Ｂ−・・電圧制御回路、４４・−増巾器、４４ｍ−出力
信号、５１・・・有効電力基準、５ハ・・・偏差、５２
・−誤差増巾器、５３・−・ＰＬＬ　、回路、５４−カ
ウンタ、６　Ｊ−・・制限回路、６２・−演算回路、６
２ａ・・・電圧補正信号、６２１−制御紙１０−直流電
源、８１〜８４−・スイッチ、８５−負荷、９１　、９
　！　−・・端子。 出願人代理人　　弁理士　鈴　江　武　廖才１図 才２図 らム 才３図 才４図 ｎ 才５図 ＠町角γ オ６図 ＼＝Ｉ′−″ 題９ 矛７図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流を直１１１に変換する順変換器を制御可能な制御整
   流器、直流を交流に変換する逆変換器を電圧層自励イン
   バー！で構成し、２つの交流系統を連系する直流送電シ
   ステムにおいて、前記制御Ｉｌ流器は直流電圧一定制御
   、前記電圧製自動インバータは交流系統との基本波電圧
   位相差を制御することによる有効電カ一定制御を行ない
   前記電圧蓋自動インーータのパルス巾制御によ）無効電
   カ一定制御をするとＩＫ、前記電圧Ｉ！自動インバータ
   のノルス巾を制御する制御角が所定値以内であれば前記
   電圧瀧自励インバータによ）、前記制御角が所定値に達
   しえら、前記制御整流器により前記交流系統の電圧変動
   に対してそれぞれ制御を行うことによシ、前記２つの交
   流系統への高調波電流を抑制するようＫし九ことを特徴
   とする電圧型自励インノ◆−夕を用いる直流送電システ
   ムの制御方法。