JPS6322134B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は２つの交流系統を接続する直流送電シ
ステムに係り、特に交流系統への高調波電流を抑
制するのに好適な電圧型自励インバータを用いる
直流送電システムの制御方法に関する。

従来、直流送電システムは、順変換器が定電流
制御、逆変換器が定電圧制御又は、定余裕角制御
で運転を高う他励インバータを用いたシステムが
主流であつた。直流送電システムのような高電圧
大電流変換器に他励インバータが用いられてきた
主な理由は、転流回路が不要なこと、電力用素子
として特に高速なスイツチング特性を必要としな
いこと、制御回路が自励インバータに比較して簡
単であること等が掲げられる。しかし最近では高
耐圧大電流の逆導通サイリスタ、ゲートターンオ
フサイリスタ等の高速電力素子の開発が著しく、
自励インバータの制御性、交流系統と連系をしな
い単独運転も可能なことから、直流送電システム
のような高電圧大電流変換器への自励インバータ
の適用が見直されている。

自励インバータを用いた直流送電システムの従
来例を第１図に示す。図中１，１２は交流系統で
あり、２は順変換器用変圧器、３は順変換器、４
は直流リアクトル、５は直流送電線、６はコンデ
ンサ、７は電圧型自励インバータ（以下、インバ
ータと称す）、８はインバータ用変圧器、９は交
流フイルタ、１０は連系リアクトル、１１はしや
断器である。順変換器３の制御回路１００にあつ
ては、２１は順変換器３の出力電流を検出する
DC−CTであり、３４は電流基準３３との偏差３
３ａを入力とする誤差増巾器であり、これにより
順変換器３の定電流制御系を構成する。２２は順
変換器３の出力電圧を検出する直流電圧検出器で
あり、３２は電圧基準３１との偏差３２ａを入力
とする誤差増巾器でありこれにより順変換器３の
定電圧制御系を構成する。３５は定電流制御と定
電圧制御の選択回路であり、３６は選択回路３５
の出力により順変換器３の点弧角を制御する電圧
制御回路である。順変換器３の出力電流が所定値
以内であれば図示されない選択制御回路により定
電圧制御系を選択し、順変換器３の出力の直流電
圧４′を常に一定に保つように制御され、又、順
変換器３の出力電流が所定値以上になると図示さ
れない選択制御回路により定電流制御系を自動的
に選択し、順変換器３の出力電流が一定となるよ
う定電流制御を行う。

一方、異なる系統の交流電源を並列運転するに
は、従来より、無効電力の許容値内で各交流電源
間の電圧差を有効電力の偏差で、各交流電源間の
位相差をそれぞれ制御することが知られている。
インバータ７と交流系統１２とを連系する場合
は、交流系統は制御できないので、インバータ７
の出力電圧、位相を制御することになる。インバ
ータ７の制御回路１０１にあつては、電圧基準４
１と連系リアクトル１０の連系点検出電圧２３と
を比較し、その偏差４２ａは、誤差増幅器４２へ
印加されその出力は電圧制御回路４３の入力とな
る。同様に、有効電力基準５１と有効電力検出器
２５の出力とを比較し、その偏差５２ａは誤差増
巾器５２の入力へ加えられ、誤差増巾器５２の出
力はフエーズロツクループ（Phase locked
loop）いわゆるPLL回路の一つの入力“イ”と
なつている。５４は分周器でPLL回路５３の出
力周波数を分周し、その出力はPLL回路５３の
他の一つの入力“ハ”となる。PLL回路の他の
一つの入力“ロ”には、交流系統１２の電圧が位
相基準として与えられる。ここでPLL回路は周
知の回路であるが簡単に説明する。第２図は
PLL回路のブロツク図の１例であり、PLL回路
５３の構成は位相誤差検出器PHD，低域波器
LPFそして電圧制御発振器VCOから構成される。
これ等各要素の概要を説明すると、位相誤差検出
器PHDは位相基準信号“ロ”と位相帰還信号
“ハ”との位相差に比例した信号“ニ”を発生す
る。この位相差に比例した信号“ニ”が低域波
器LPFの入力となり、この低域波器LPFで高
周波成分を除去すると共に、位相誤差を増巾す
る。そして電圧制御発振器VCOは低域波器
LPFの出力“ホ”に比例した周波数を出力し、
この電圧制御発振器VCOの出力“ヘ”は、分周
器５４へ接続される。分周器５４の段数をＮとす
れば、電圧制御発振器VCOの発振周波数は、位
相基準信号“ロ”のＮ倍となる。ここでＮはイン
バータの相数により、任意の整数に選ばれる。分
周器５４の出力は位相誤差検出器PHDの位相帰
還信号“ハ”となつているので、電圧制御発振器
VCOの共振周波数は位相基準信号“ロ”と位相
帰還信号“ハ”との位相が一致するように自動制
御される。ここで、PLL回路５３の一つの入力
“イ”の働きは、低域波器LPFへ信号を与える
ことにより位相基準信号“ロ”と位相帰還信号
“ハ”との位相差を任意に設定可能となる。

再び第１図に戻りその動作の説明を行うと、
PLL回路５３の位相基準信号“ロ”としては交
流系統１２の位相が印加されているので、PLL
回路５３の出力周波数は交流系統１２の位相と同
期し、従つてインバータ７の位相も交流系統１２
の位相と同期している。しや断器１１が開状態で
は誤差増巾器５２の入出力は図示しないスイツチ
で短絡されており、有効電力の偏差５２ａによる
インバータ７の位相を制御する自動制御回路は形
成されていない。次にしや断器１１を閉状態とす
ると誤差増巾器５２の入出力の短絡が解除され、
インバータ７の有効電力が有効電力基準５０と等
しくなるようインバータ７の位相が自動制御され
る。

又、連系点検出電圧２３は常に電圧基準４１に
等しくなるようインバータ７の出力電圧７ａが自
動制御される。しや断器１１を閉とするとインバ
ータ７の出力電圧７ａと交流系統１２の電圧が一
致していればインバータ７、交流系統１２間との
無効電力の授受は行われない。仮に、交流系統１
２の電圧が電圧基準４１より低い場合には、イン
バータ７より無効電力を交流系統１２へ供給し、
交流系統１２の電圧が電圧基準４１と等しくなる
べくインバータ７の出力信号７ａが高くなるよう
自動制御される。逆に交流系統１２の電圧が電圧
基準４１より高い場合は交流系統１２が無効電力
をインバータ７へ供給し、交流系統１２の電圧が
電圧基準４１と等しくなるべく、インバータ７の
出力電圧７ａが低くなるように自動制御される。

かかる第１図の方式はインバータ７の定格容量
の許容値内ではインバータ７が交流系統１２の電
圧変動の抑制に寄与するように動作する反面、交
流系統１２の大巾な電圧上昇、あるいはインバー
タ７の入力の大巾な電圧上昇がある場合はインバ
ータ７の出力はパルス巾が狭くなつた状態とな
り、その結果、インバータ７の出力の高調波含有
率が高くなり、交流系統１２との間で高調波電流
が流れることになる。ここでインバータ７のパル
ス巾と高調波との関係は周知のことであるが、簡
単に説明する。インバータ７の出力電圧７ａを所
定の値に制御するための手段の一つとして、イン
バータ７の出力パルス巾を制御する方法がある。
インバータ７のパルス巾制御を単相インバータで
かつ、サイリスタ等の電子スイツチを接点におき
かえ簡略化した第３図で説明する。図中７０は第
１図の順変換器３の出力に相当する直流電源、８
１〜８４はサイリスタ等の電子スイツチ（以下ス
イツチと称す）、８５は第１図でインバータ用変
圧器８以後の回路でインバータ７の負荷となるも
のであり、９１，９２はそれぞれ端子である。ス
イツチ８１とスイツチ８２又はスイツチ８３とス
イツチ８４はそれぞれ180゜の期間交互に開閉を行
うもので、スイツチ８１とスイツチ８３が閉とす
るとスイツチ８２とスイツチ８４は開の状態とな
る。この状態では端子９１と端子９２は共に直流
電源７０と等しい電位となるため、端子９１と端
子９２の間の電圧は零で負荷８５には電圧が印加
されないことになる。又、スイツチ８１とスイツ
チ８４が閉でスイツチ８２とスイツチ８３が開と
すると端子９１と端子９２の間の電圧は端子９２
に対して端子９１が正で直流電源７０に等しい電
圧が印加されることになる。スイツチ８１に対し
てスイツチ８３を180゜遅らせて開閉するとすれば
第４図ａに示されるような電圧波形が負荷８５に
印加されることになる。又、スイツチ８１に対し
てスイツチ８３を開閉させるタイミング、すなわ
ち制御角γを変化させると負荷８５に印加される
電圧波形が第４図ａ〜ｅに示されるよう変化す
る。このようにスイツチ８１〜８４の開閉のタイ
ミングにより、インバータ７の出力を制御するこ
とをパルス巾制御という。すなわち、直流電源７
０の電圧が変化してもスイツチ８１に対してスイ
ツチ８３を開閉させる制御角γを自動制御するこ
とにより、負荷電圧を一定に保つことができる。
又、直流電源７０の電圧をEdとすると端子９１，
９２間の端子間電圧ｅは ｅ＝_∞ 〓ⁿ⁼¹ 4Ed／nπsin（ｎ・σ／２）cos（nωt） なる関数で表わされ、制御角γと第３，５，７調
波電圧との関係を図示すると第５図のように示さ
れる。すなわち、制御角γが小さくなればなる
程、基本波に対する各高調波の含有率が高くな
り、インバータ７がパルス巾を絞ると高調波の含
有率の増大により交流系統１２との間で高調波電
流が流れる結果となる。この現象はインバータ７
が三相であること、多段式であることに無関係に
成り立ち、制御角γが小さくなれば基本波に対す
る各高調波の含有率が高くなる。この高調波電圧
を抑制するため、交流フイルタ９の高次高調波共
振回路を設けたりするなど、その容量を大きくせ
ねばならないという欠点があつた。

又、インバータ７の出力電圧７ａの高調波を軽
減するためインバータ７の電圧制御は行わず、制
御角γを固定し、順変換器３の出力電圧４′を制
御して、インバータ７の出力の無効電力の授受を
行うことにより、連系点電圧２３を一定に保つこ
とができるが、この場合もインバータ７の電圧制
御同様、順変換器３の電圧制御により、交流系統
１の高調波電流含有率は、順変換器３の位相制御
角αが大きくなればなる程大きくなる。順変換器
３の位相制御角αに対する高調波電流の変化は広
く知られているのでここでの説明は省略する。

本発明の目的はこの点にかんがみなされたもの
で、交流系統１２の電圧が変動する場合でも、イ
ンバータ７の定格容量の許容値内で交流系統１２
の電圧を一定電圧に制御して交流系統１２の電圧
の安定性向上に寄与し、かつ交流フイルタ９の容
量を低減できる上、交流系統１の高調波電流を抑
えることができる交流系統に連系する電圧型自励
インバータを用いる直流送電システムの制御方法
を提供することにある。

以下、本発明の一実施例を第６図を参照して説
明する。基本回路は第１図と同一であり、この第
６図では第１図と同符号のものは同一機能のもの
であるからそれらの説明は省略する。第６図で第
１図と異なる点は、第１図のインバータ用変圧器
８が制御信号に応じて１次−２次のタツプ比を自
動的に変えられる切換回路を有する変圧器８ａで
あること、インバータ７の電圧制御系の誤差増巾
器４２の出力信号４２ｂと電圧制御回路４３の間
に電圧制御回路４３の制御範囲を制限するための
制限回路６１を付加した増巾器４４が設置されて
おり、この増巾器４４の出力信号４４ａを電圧制
御回路４３の入力としていること、連系点検出電
圧２３と電圧基準４１との偏差４２ａを増巾する
誤差増巾器４２の出力信号４２ｂを入力とする演
算回路６２により演算された電圧補正信号６２ａ
が制御回路６３に入力され、その出力、制御信号
６３ａにより変圧器８ａの１次−２次のタツプ比
が自動的に切り換えられる点である。ここで演算
回路６２は不感帯特性を有する回路で、不感帯発
生回路はアナログ素子を用いて容易に実現できる
ことは周知であり、ここでの回路説明は省略する
が、その出力特性の一例を第７図に示す。図中ε_i
は演算回路６２の入力すなわち偏差４２ａであ
り、ε_pは演算回路６２の出力、すなわち、電圧補
正信号６２ａである。又変曲部ε_i1は制限回路６
１で設定されるインバータ７の無効電力の最大許
容出力とする制御角γ₁を決定する電圧値に等し
く、変曲点ε_i2は制限回路６１で設定されるイン
バータ７の交流系統１２の高調波電流の許容値を
与える制御角γ₂を決定する電圧値に等しくなるよ
う演算回路６２を設定する。今、交流系統１２の
大巾な電圧の低下があると連系点検出電圧２３が
低下し、偏差４２ａは第６図において負の極性を
示し、誤差増巾器４２によりインバータ７の制御
角γが大きくなるよう制御されるが、増巾器４４
の出力信号４４ａが制限回路６１の制限値に達す
るとインバータ７の制御角γが設定された最大値
となり、偏差４２ａの負の値の増加に伴い、演算
回路６２の出力が不感帯領域から変曲点ε_i1を通
過して線形領域に入り、この電圧補正信号６２ａ
を入力とする制御回路６３の出力、制御信号６３
ａにより変圧器８ａの１次−２次のタツプ比を出
力電圧が高くなるよう自動的に切り換えられる。
この結果、連系点検出電圧２３は一定に保たれ
る。この場合、交流系統１，１２への高調波の影
響は、順変換器３、インバータ７共に出力電圧を
大とする方向なので、極めて小さくなる。又、交
流系統１２の大巾な電圧の増加があると、連系点
検出電圧２３が増加し、偏差４２ａは第６図にお
いて正の極性を示し、誤差増巾器４２によりイン
バータ７の制御角γが小さくなるよう制御される
が、増巾器４４の出力信号４４ａが制限回路６１
の制限値に達するとインバータ７は交流系統１２
が許容できる高調波電流となるよう制御角γが制
御される。高調波電流が制限されるため交流フイ
ルタ回路９の容量は軽減することができる。又、
偏差４２ａの正の値の増加に伴い、演算回路６２
の出力が不感帯領域から変曲点ε_i2を通して線形
領域に入り、この電圧補正信号６２ａを入力とす
る制御回路６３の出力、制御信号６３ａにより、
変圧器８ａの１次−２次のタツプ比を出力電圧が
低くなるよう自動的に切り換えて、連系点検出電
圧２３を一定に保つ。この結果、インバータ７の
制御角γは所定値以内に制限されるため交流系統
１２の高調波は所定の許容値以内に制御される。
又、この場合、インバータ７の無効電力が増大す
るが、偏差４２ａ又は演算回路６２に、所定の制
限を加えることにより、インバータ７の無効電力
を許容値以内に制限することができる。

即ち、本発明によれば、第１図の利点であるイ
ンバータ７の定格容量の許容値以内でインバータ
７が交流系統１２の電圧変動の抑制に寄与するよ
う動作すると共に、交流系統１２の過渡の変動が
ない状態では順変換器３による交流系統１の高調
波電流も抑えられ、交流系統１２の大巾な増加が
あつても交流系統１２が許容する高調波電流以下
に抑えることができる上、交流フイルタの低減を
図ることができる。

本発明の一実施例を第６図、第７図で説明した
が、インバータ７の制御角γを制限する制限回路
６１による演算回路６２の変曲点ε_i1，ε_i2は制限
回路６１で設定される点でなくても、制御系の安
定化のため、制限回路６１の設定値に対し、大と
なる点等任意の点で良い。

又、演算回路６２の特性は第７図に示すように
線形でなくても良く、順変換器３の電圧制御回路
３６の特性に適した例えば指数関数のような演算
波形であつても良い。インバータ７の制御範囲を
制限するために、制限回路６１を有する増巾器４
４を設けて説明したがこの制御範囲を制限する機
能はアナログ量でなく、デイジタル量として例え
ば電圧制御回路４３に設けても良い。又、特に変
圧器８ａのタツプ切換時における瞬時的な高調波
を無視できる交流系統１２であれぱインバータ７
の制御角γに制限を与える必要がないため、制限
回路６１を省略することもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の交流系統に連系する電圧型自励
インバータを用いた直流送電システムのブロツク
図、第２図は第１図のPLL回路の具体的な回路
構成図、第３図はパルス巾制御の説明のための単
相インバータ基本構成図、第４図は第３図のイン
バータ出力波形と制御角γとの関係を示す波形
図、第５図は第４図の高調波成分と制御角γとの
関係を示す特性図、第６図は本発明を実施する一
実施例を示すブロツク図、第７図は第６図のブロ
ツク図中、演算回路６２の特性図である。 １……交流系統、２……順変換器用変圧器、３
……順変換器、４……直流リアクトル、４′……
直流電圧、５……直流送電線、６……コンデン
サ、７……電圧型自励インバータ、８……インバ
ータ用変圧器、８ａ……変圧器、９……交流フイ
ルタ、１０……連系リアクトル、１１……しや断
器、１２……交流系統、２１……DC−CT、２２
……直流電圧検出器、２３……連系点検出電圧、
２４……連系点検出電流、２５……有効電力検出
器、２６……交流系統電圧、３１……電圧基準、
３２ａ……偏差、３２……誤差増巾器、３３……
電流基準、３３ａ……偏差、３４……誤差増巾
器、３５……選択回路、３６……電圧制御回路、
４１……電圧基準、４２ａ……偏差、４２……誤
差増巾器、４２ｂ……出力信号、４３……電圧制
御回路、４４……増巾器、４４ａ……出力信号、
５１……有効電力基準、５２ａ……偏差、５２…
…誤差増巾器、５３……PLL回路、５４……カ
ウンタ、６１……制限回路、６２……演算回路、
６２ａ……電圧補正信号、６３……制御回路、６
３ａ……制御信号、７０……直流電源、８１〜８
４……スイツチ、８５……負荷、９１，９２……
端子。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流を直流に変換する順変換器を制御可能な
   制御整流器、直流を交流に変換する逆変換器を電
   圧型自励インバータで構成し、２つの交流系統を
   連系する直流送電システムにおいて、制御信号に
   応じて１次−２次のタツプ比を自動的に変えられ
   る切換回路を有する変圧器を前記逆変換器の出力
   に設け、前記制御整流器は直流電圧一定制御、前
   記電圧型自励インバータは交流系統との基本波電
   圧位相差を制御することによる有効電力一定制御
   を行ない、前記電圧型自励インバータのパルス巾
   制御により、無効電力一定制御をするときに、前
   記電圧型自励インバータのパルス巾を制御する制
   御角が所定値以内であれば前記電圧型自励インバ
   ータにより、前記制御角が設定値に達したら、前
   記変圧器タツプを制御することにより、前記２つ
   の交流系統への高調波電流を抑制するようにした
   ことを特徴とする電圧型自励インバータを用いる
   直流送電システムの制御方法。