JP2008161004A - 無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電流の高調波成分を抑制し、負荷急変時の出力電圧の変動を抑制する。
【解決手段】通常時には、サイリスタの逆並列回路からなる交流電源開閉用スイッチ６を閉じて商用電源１から給電し、停電時には、スイッチ６を開いて蓄電池３からインバータ主回路２１を介して負荷２に給電する無停電電源装置（ＵＰＳ）において、商用電源１とスイッチ６との間に可飽和リアクトル８を挿入することにより、軽負荷時や負荷時に、電源電圧と入力電流の極性反転によってスイッチ６が遮断状態とならないようにし、出力電圧が歪まないようにする。
【選択図】図１

Description

この発明は、入力商用電源が変動しても負荷に安定した電力を供給できる無停電電源装置、特に常時商用給電方式やラインインタラクティブ方式の無停電電源装置に関する。

無停電電源装置の高効率化や低価格化を目的とするものとして、例えば非特許文献１（パラレルプロセッシング方式）や特許文献１（直並列補償方式）に示すものがある。
図８に、非特許文献１に開示された、パラレルプロセッシング方式の無停電電源装置の例を示す。図８において、１は商用電源、２は負荷、３は蓄電池、４は電磁開閉器、５はフィルタ回路１７と変圧器１８とインバータ主回路２１と制御回路２２からなる第１の変換器、６は交流電源開閉用スイッチで、例えば図１０に示すように、半導体スイッチ１２，１３とゲート駆動回路１４から構成される。

図８の動作は次の通りである。商用電源１が正常なときは、ゲート駆動回路１４により半導体スイッチ１２，１３（図１０参照）を導通させ、商用電源１から交流電源開閉用スイッチ６を介して負荷２に給電する。このとき、変換器５は入力力率を「１」にする目的で、制御回路２２によりインバータ主回路２１をスイッチング動作させ、負荷２に無効電力を供給するとともに、蓄電池３を充電制御する。

商用電源１の停電時には、図示されない停電検出回路がこれを検知して、ゲート駆動回路１４により半導体スイッチ１２，１３を高速に遮断し、変換器５により蓄電池３からインバータ主回路２１と変圧器１８とフィルタ回路１７とを介して負荷２に給電する。また、商用電源１の系統に短絡故障が発生しているときには、商用電源１の電圧が低下すると同時に、半導体スイッチ１２，１３を高速に遮断することで、インバータ主回路２１から商用電源１へ短絡電流が流れないように阻止する。

図９に、直並列補償方式の無停電電源装置の一般的な例を示す。図９において、１〜７は図８で説明したものと同様であるが、第１の変換器５をここでは、フィルタ用コンデンサ１５とフィルタ用リアクトル１６と半導体スイッチ１９，２０と直流平滑用コンデンサ２３とからなるものとして、また、第２の変換器７をフィルタ用コンデンサ２４とフィルタ用リアクトル２５と半導体スイッチ２７，２８とコンデンサ３１と変圧器３２とからなるものとして示している。このように、直並列補償方式は負荷２と並列に接続される第１の変換器５と、商用電源１と負荷２との間に直列に接続される第２の変換器７とを備えている。

図９の動作について説明する。商用電源１が正常なときは、半導体スイッチ１２，１３を導通させ、商用電源１から交流電源開閉用スイッチ６を介して負荷２に給電する。このとき、第１の変換器５は入力を力率１にする目的で、半導体スイッチ１９，２０をスイッチング動作させ、負荷２に無効電力を供給するとともに、蓄電池３を充電制御する。また、第２の変換器７は負荷２に印加される出力電圧を所定値にすることを目的として半導体スイッチ２７，２８をスイッチング動作させ、商用電源１の電圧に補償電圧を加算または減算する。

商用電源１の停電時には、図示されない停電検出回路がこれを検知して、ゲート駆動回路１４により半導体スイッチ１２，１３を高速に遮断し、変換器５により蓄電池３からインバータ主回路を介して負荷２に給電する。
商用電源１を投入，遮断するための交流電源開閉用スイッチとして、サイリスタを逆並列接続して構成する交流電源開閉用スイッチを用いる例が、例えば特許文献２に示されている。

図１０に、交流電源開閉用スイッチとしてサイリスタを使用した例を示す。図１０において、３相電源の第1相をＲ相、第２相をＳ相、第３相をＴ相とし、サイリスタ１２−ｒと１３−ｒをＲ相のサイリスタ、サイリスタ１２−ｓと１３−ｓをＳ相のサイリスタ、サイリスタ１２−ｔと１３−ｔをＴ相のサイリスタとしている。
図１１に商用電源１が正常なときの商用電源１の相電圧と、交流電源開閉用スイッチ６のゲート信号との位相関係を示す。図１１において、ＶｒはＲ相電圧、ＶｓはＳ相電圧、ＶｔはＴ相電圧をそれぞれ示し、Ｇ（１２−ｒ）とＧ（１２−ｓ）とＧ（１２−ｔ）とは各相の順方向サイリスタのゲート信号、Ｇ（１３−ｒ）とＧ（１３−ｓ）とＧ（１３−ｔ）とは各相の逆方向サイリスタのゲート信号をそれぞれ示す。

商用電源１が正常なとき、ゲート駆動回路１４は、Ｒ相電圧が正電圧となる電気角０〜１８０°の期間に対し、前後３０°を加えた−３０°〜２１０°の期間に、Ｒ相の順方向サイリスタのゲート信号（Ｇ（１２−ｒ））にハイレベルを出力し、その他の区間（２１０〜３０°）にローレベルを出力する。Ｓ相の順方向サイリスタのゲート信号（Ｇ（１２−ｓ））とＴ相の順方向サイリスタのゲート信号（Ｇ（１２−ｔ））についても同様に、Ｓ相電圧とＴ相電圧が負電圧となる範囲に前後３０°を加えた期間にハイレベルを出力する。相電圧が正電圧となる期間にサイリスタ１２を導通状態とし、負電圧となる期間にサイリスタ１３を導通状態とするので、商用電源１から負荷２にのみ電力を供給することが可能となる。

図１１の任意の時刻において、商用電源１のいずれか１相は、順方向サイリスタと逆方向サイリスタの両方のゲート信号がハイレベルとなるが、他の２相は順方向サイリスタまたは逆方向サイリスタのいずれか一方しか、ゲート信号がハイレベルとなっていない。
例えば、図１１の時刻ａにおいて、Ｒ相のゲート信号は２つともハイレベルであるが、Ｓ相では順方向サイリスタ（１２−ｓ）のゲート信号のみがハイレベル、Ｔ相では逆方向サイリスタの（１３−ｔ）のみがハイレベルである。したがって、Ｒ相は双方向の電流を流せるが、Ｓ相は順方向の電流のみ、Ｔ相は逆方向の電流のみしか流さない。

図１１に示す時刻ａにおいて、商用電源１の系統に短絡故障が発生すると、第１の変換器５から商用電源１に給電しようとするため、交流電源開閉用スイッチ６を流れる電流の方向が反転しようとする。このとき、Ｓ相の順方向サイリスタ（１３−ｓ）とＴ相の順方向サイリスタ（１２−ｔ）はゲート信号がローレベルであるため、Ｓ相とＴ相は電流が０のタイミングで遮断状態となる。２相が遮断状態であるので、第１の変換器５から商用電源１に向かう電流経路はなく、短絡電流は流れない。

電気学会技術報告第５９６号「無停電電源システム（ＵＰＳ） の動向」（新型電源システム調査専門委員会 1996年7月発行 NO.ISSN 0919-9195）の13頁3.3.1項参照 特許第3082849号明細書 特許第3564475号明細書

制御誤差があると、入力電流と電源電圧との間に位相差が発生する。上記特許文献２では、入力電流と電源電圧との位相差が±３０°まで許容することが可能なサイリスタの点弧方法を開示しているが、負荷電流が少なくなると、インバータの出力フィルタによって除去できない入力電流の高調波成分の影響により、入力電圧と入力電流の極性が反転することがある。入力電流の高調波成分は定格負荷の条件で設計されるため、無負荷時には高調波成分が入力電流に含まれてしまい、入力電圧と入力電流の極性が反転することがある。

図１２と図１３に、従来回路における軽負荷時および無負荷時の入力電流と電源電圧の波形を示す。図１２と図１３において、Ｖｉｎは入力電圧、Ｉｉｎは入力電流を示す。
上記制御誤差や入力電流の高調波成分の影響により、図１２に符号ｂ（円部参照）で示すように、入力電圧と入力電流の極性が反転する期間が広くなることがある。また、入力電流の高調波成分が極端に大きいと、図１３に符号ｃ（楕円部参照）で示すように、入力電流の基本波1周期内に入力電流の極性が複数回反転することがある。
上述のように、許容範囲である±３０°を超えて入力電流と電源電圧の位相が反転することがあり、サイリスタが遮断状態になってしまうことがある。サイリスタにより入力電流が遮断されると、無停電電源装置の出力電圧がひずみ、装置の性能が悪化することになる。

なお、商用電源の系統側にリアクトルを挿入して、上記の入力電流の高調波成分を抑制する方法も考えられるが、大容量のリアクトルを使用することとなり、負荷急変時にリアクトルの両端に発生する電圧により、出力電圧の変動を招くという問題が発生する。
したがって、この発明の課題は、上記のような問題を解決すること、すなわち、入力電圧と入力電流の極性が反転する範囲を低減し、サイリスタの誤遮断により発生する出力電圧のひずみを防止することにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、直流電力貯蔵装置と、負荷に並列に接続され順逆両方向に電力変換が可能な第１の変換器と、サイリスタを逆並列接続して構成される交流電源開閉用スイッチと、交流電源電圧が正常な場合は前記交流電源開閉用スイッチを電源電圧位相と同期して点弧する第１の制御手段と、前記直流電力貯蔵装置への電力供給と入力交流電源の力率を１にすべく負荷に無効電力を供給するように前記第１の変換器を制御する第２の制御手段とを備え、交流電源電圧が許容電圧範囲を逸脱した場合は交流電源開閉用スイッチを開いて負荷に供給する電圧が所定の値になるよう第１の変換器を制御する無停電電源装置において、
前記交流電源開閉用スイッチと交流電源との間、または交流電源開閉用スイッチと前記第１の変換器との間に可飽和リアクトルを挿入することを特徴とする。

請求項２の発明では、直流電力貯蔵装置と、負荷に並列に接続された第１の変換器と、負荷に直列に接続された第２の変換器と、サイリスタを逆並列接続して構成される交流電源開閉用スイッチと、交流電源電圧が正常な場合は前記交流電源開閉用スイッチを電源電圧位相と同期して点弧する第１の制御手段と、前記直流電力貯蔵装置への電力供給と入力交流電源の力率を１にすべく負荷に無効電力を供給するように前記第１の変換器を制御する第２の制御手段と、出力交流電圧の振幅が所定の値となるように第２の変換器が出力する補償電圧を制御する第３の制御手段とを備え、交流電源電圧が許容電圧範囲を逸脱した場合は交流電源開閉用スイッチを開いて負荷に供給する電圧が所定の値になるよう前記第１の変換器を制御する無停電電源装置において、
前記交流電源開閉用スイッチと交流電源との間、または交流電源開閉用スイッチと前記第２の変換器との間に可飽和リアクトルを挿入することを特徴とする。

この発明によれば、無負荷時や軽負荷時には電源に可飽和リアクトルが挿入され、入力電流の時間変化ｄｉ／ｄｔが緩やかになり、入力電流の高調波成分が抑制される。これにより、入力電圧と入力電流の極性が反転する範囲が低減でき、サイリスタの誤遮断により発生する出力電圧のひずみが防止できる。
また、定格負荷時においては可飽和リアクトルが飽和状態となるので、通常のリアクトルを挿入して入力電流の高調波成分を抑制する場合に発生する、負荷急変時の出力電圧の変動を抑制できる。

図１はこの発明の実施の形態を示す構成概要図で、図２はその詳細図を示す。
図１，２に示すように、基本構成は図１０に示すものと同様で、図１は図１０の１相分を示し、図２は図１０の変換器５を詳細に示したものである。なお、図２の符号１５および１６はフィルタ回路１７を構成するコンデンサおよびリアクトルで、３相分示されている。従って、図１，２は商用電源１と交流電源開閉用スイッチ６との間に、可飽和リアクトル８を挿入した点が特徴である。

可飽和リアクトル８は、無負荷時の入力電流より高く定格電流より低い電流レベルで飽和するように選定する。また、可飽和リアクトル８の軽負荷時のインダクタンス値は、入力電流の高調波成分を抑制し得る大きい値に選定する。無負荷時および軽負荷時には可飽和リアクトル８は飽和しないので、入力電流の時間変化ｄｉ／ｄｔが緩やかになり、入力電流の高調波成分が抑制される。これにより、入力電圧と入力電流の極性が反転する範囲が±３０°以下となり、サイリスタの誤遮断による出力電圧のひずみを防止することができる。

図３に、図１，２の如く構成したときの、軽負荷時の入力電流と電源電圧の波形を示す。図３のＶｉｎは入力電圧、Ｉｉｎは入力電流である。図３では、図１２，１３と比べ、入力電流Ｉｉｎの高調波成分が少ないことが分かる。このように、可飽和リアクトル８を挿入することにより、入力電流の高調波成分が低減でき、入力電圧と入力電流の極性が反転する範囲を狭くすることができる。
可飽和リアクトル８は定格負荷時には飽和状態となるので、可飽和リアクトル８の両端に発生する電圧は定格電圧に対して十分小さく、出力電圧が変動することはない。
また、商用電源１の系統短絡時には、相電流が０となるタイミングに交流電源開閉用スイッチを高速に遮断することにより、第１変換器５から商用電源１に向かう短絡電流は流れない。

図４に、図２の変形例を示す。図４からも明らかなように、可飽和リアクトル８を負荷２と第１の変換器５との接続点と交流電源開閉用スイッチ６との間に挿入した点が特徴である。可飽和リアクトル８の機能，動作は、図１，２の場合と全く同様なので説明は省略する。以上のようにしても、軽負荷時にはサイリスタの誤遮断による出力電圧のひずみを防止し、定格負荷時には出力電圧の変動を抑えることができる。

図５，図６にこの発明の別の実施の形態を示す。図５はその概要構成図、図６はその詳細構成図である。これは、基本的には図９に示す直並列補償方式の無停電電源装置と同様であり、商用電源１と交流電源開閉用スイッチ６との間に可飽和リアクトル８を挿入した点が特徴である。
可飽和リアクトル８の機能，動作は図１，２と全く同様なので説明は省略する。図５，６のようにしても、軽負荷時にはサイリスタの誤遮断による出力電圧のひずみを防止し、定格負荷時には出力電圧の変動を抑えることができるのは、図１，２と全く同じである。

図７に、図６の変形例を示す。図７からも明らかなように、可飽和リアクトル８を交流負荷２と第２の変換器７と電源開閉用スイッチ６との間に挿入した点が特徴である。可飽和リアクトル８の機能，動作は図１，２，４等と全く同様なので説明は省略する。図７のようにしても、軽負荷時にはサイリスタの誤遮断による出力電圧のひずみを防止し、定格負荷時には出力電圧の変動を抑えることができるのは上述のものと同様である。

この発明の実施の形態を示す概要構成図 図１の詳細構成図 図１，２の動作説明図 図２の変形例を示す構成図 この発明の他の実施の形態を示す概略構成図 図５の詳細構成図 図６の変形例を示す構成図 無停電電源装置の従来例を示す構成図 無停電電源装置の別の従来例を示す構成図 交流電源開閉用スイッチの具体例を示す構成図 交流電源開閉用スイッチのゲート波形例を示す波形図 無停電電源装置の従来の動作波形図 無停電電源装置の従来の別の動作波形図

符号の説明

１…商用電源、２…負荷、３…蓄電池、４…電磁開閉器、５…第１の変換器、６…交流電源開閉用スイッチ、７…第２の変換器、８…可飽和リアクトル、１２，１２−ｒ，１２−ｓ，１２−ｔ，１３，１３−ｒ，１３−ｓ，１３−ｔ…半導体スイッチ（サイリスタ）、１４…ゲート駆動回路、１５，１５−ｒ，１５−ｓ，１５−ｔ，２４…フィルタコンデンサ、１６，１６−ｒ，１６−ｓ，１６−ｔ，２５…フィルタリアクトル、１７，２６…フィルタ回路、１８，３２…変圧器、１９，１９−ｒ，１９−ｓ，１９−ｔ，１６，２０，２０−ｒ，２０−ｓ，２０−ｔ，２７−ｒ，２７−ｓ，２８−ｒ，２８−ｓ…半導体スイッチ、２１，２９…インバータ主回路、２２，３０…制御回路、２３，３１…直流電圧平滑用コンデンサ。

Claims (2)

1. 直流電力貯蔵装置と、負荷に並列に接続され順逆両方向に電力変換が可能な第１の変換器と、サイリスタを逆並列接続して構成される交流電源開閉用スイッチと、交流電源電圧が正常な場合は前記交流電源開閉用スイッチを電源電圧位相と同期して点弧する第１の制御手段と、前記直流電力貯蔵装置への電力供給と入力交流電源の力率を１にすべく負荷に無効電力を供給するように前記第１の変換器を制御する第２の制御手段とを備え、交流電源電圧が許容電圧範囲を逸脱した場合は交流電源開閉用スイッチを開いて負荷に供給する電圧が所定の値になるよう第１の変換器を制御する無停電電源装置において、
   前記交流電源開閉用スイッチと交流電源との間、または交流電源開閉用スイッチと前記第１の変換器との間に可飽和リアクトルを挿入することを特徴とする無停電電源装置。
2. 直流電力貯蔵装置と、負荷に並列に接続された第１の変換器と、負荷に直列に接続された第２の変換器と、サイリスタを逆並列接続して構成される交流電源開閉用スイッチと、交流電源電圧が正常な場合は前記交流電源開閉用スイッチを電源電圧位相と同期して点弧する第１の制御手段と、前記直流電力貯蔵装置への電力供給と入力交流電源の力率を１にすべく負荷に無効電力を供給するように前記第１の変換器を制御する第２の制御手段と、
   出力交流電圧の振幅が所定の値となるように第２の変換器が出力する補償電圧を制御する第３の制御手段とを備え、交流電源電圧が許容電圧範囲を逸脱した場合は交流電源開閉用スイッチを開いて負荷に供給する電圧が所定の値になるよう前記第１の変換器を制御する無停電電源装置において、
   前記交流電源開閉用スイッチと交流電源との間、または交流電源開閉用スイッチと前記第２の変換器との間に可飽和リアクトルを挿入することを特徴とする無停電電源装置。

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