JPH04121067A - 直流交流電力変換装置 - Google Patents
直流交流電力変換装置Info
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- JPH04121067A JPH04121067A JP2240951A JP24095190A JPH04121067A JP H04121067 A JPH04121067 A JP H04121067A JP 2240951 A JP2240951 A JP 2240951A JP 24095190 A JP24095190 A JP 24095190A JP H04121067 A JPH04121067 A JP H04121067A
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- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 34
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4807—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having a high frequency intermediate AC stage
-
- H—ELECTRICITY
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
Landscapes
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- Inverter Devices (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、例えば無停電電源装置のような交流電源装
置において使用される直流−交流電力変換装置に関する
ものであり、特に絶縁用の変圧器を介して高周波の電力
かやり取りされる高周波中間リンク方式の電力変換装置
に関するものである。
置において使用される直流−交流電力変換装置に関する
ものであり、特に絶縁用の変圧器を介して高周波の電力
かやり取りされる高周波中間リンク方式の電力変換装置
に関するものである。
従来装置の構成を第１５図によって説明する。
第１５図は例えばＩＥＥＥ ＰＥ５Ｃ’８８ Ｒｅｃｏ
ｒｄ、ｐｐ６５８−６６３．１９８８に示された従来の
直流−交流電力変換装置のブロック図である。図におい
て、１はインバータ回路、２は入力側がインバータ回路
１に接続された変圧器、３は変圧器２の出力側に接続さ
れたサイクロコンバータ回路、４はサイクロコンバータ
回路３の出力側に接続されたフィルタ回路、５はサイク
ロコンバータ回路３の出力電流を検出する電流検出器、
６はキャリア信号発生器、７は基準電圧信号発生回路、
８は絶対値回路、９はＰＷＭ回路、ＩＯはインハータス
イッチンク回路、１１はサイクロコンバータスイッチン
グ回路である。インバータ回路１は４つのスイッチング
素子Ｓ、−Ｓ４によって構成され、サイクロコンコンバ
ータ回路３は４つのスイッチング素子Ｓ５．Ｓ６．Ｓ５
”、Ｓ６゛により構成される。
ｒｄ、ｐｐ６５８−６６３．１９８８に示された従来の
直流−交流電力変換装置のブロック図である。図におい
て、１はインバータ回路、２は入力側がインバータ回路
１に接続された変圧器、３は変圧器２の出力側に接続さ
れたサイクロコンバータ回路、４はサイクロコンバータ
回路３の出力側に接続されたフィルタ回路、５はサイク
ロコンバータ回路３の出力電流を検出する電流検出器、
６はキャリア信号発生器、７は基準電圧信号発生回路、
８は絶対値回路、９はＰＷＭ回路、ＩＯはインハータス
イッチンク回路、１１はサイクロコンバータスイッチン
グ回路である。インバータ回路１は４つのスイッチング
素子Ｓ、−Ｓ４によって構成され、サイクロコンコンバ
ータ回路３は４つのスイッチング素子Ｓ５．Ｓ６．Ｓ５
”、Ｓ６゛により構成される。
変圧器２は１次：２次の巻数比が１：２て、２次巻線の
中点に中間タップか設けられている。又、フィルタ回路
４はリアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタ回路
である。１２．１３はこの直流−交流電力変換装置に接
続された直流電源及び負荷回路である。
中点に中間タップか設けられている。又、フィルタ回路
４はリアクトルとコンデンサからなるＬＣフィルタ回路
である。１２．１３はこの直流−交流電力変換装置に接
続された直流電源及び負荷回路である。
次に、上記した従来装置の動作を第１６図を参照しなが
ら説明する。まず、第１６図の最上段に示すように、基
準電圧信号発生回路７から出力された正弦波状の基準電
圧信号Ｖ″は絶対値回路８によって絶対値信号１ｖ９１
に変換される。この絶対値信号ＩＶ’ｌは、キャリア信
号発生器６から出力されるキャリア信号とともにＰＷＭ
回路９に人力される。これにより、ＰＷＭＭ路９は２種
類の２値化号Ｔａ、Ｔｂを出力する。即ち、絶対値信号
ＩＶ１１とキャリアｌ３の振幅が一致するタイミングに
同期してレベルか変化する２値化号Ｔａと、キャリア信
号の立下りに同期してレベルか変化する２値化号Ｔｂか
出力される。次に、２値化号Ｔａ、Ｔｂかインハータス
イッチンク゛回路１０に入力され、インバータ回路１を
構成する４つのスイッチング素子５１〜ｓ４のオンオフ
信号Ｔ、〜Ｔ４か圧力される。即ち、オンオフ信号Ｔ
＋ 、 Ｔ ３は２値化号Ｔｂ、Ｔ、と同−信号であり
、オンオフ信号Ｔ２． Ｔ４はそれぞれ２値化号Ｔｂ、
Ｔａを符号反転した信号である。ここで、オンオフ信号
Ｔ、〜Ｔ４のレベルカ）ハイのとき対応するスイッチン
グ素子ｓ１〜ｓ４かオンし、ローのときオフするものと
する。又、第１５図よりスイッチング素子Ｓ１〜ｓ４と
変圧器２の２次電圧■２との関係は、次式のようになる
。
ら説明する。まず、第１６図の最上段に示すように、基
準電圧信号発生回路７から出力された正弦波状の基準電
圧信号Ｖ″は絶対値回路８によって絶対値信号１ｖ９１
に変換される。この絶対値信号ＩＶ’ｌは、キャリア信
号発生器６から出力されるキャリア信号とともにＰＷＭ
回路９に人力される。これにより、ＰＷＭＭ路９は２種
類の２値化号Ｔａ、Ｔｂを出力する。即ち、絶対値信号
ＩＶ１１とキャリアｌ３の振幅が一致するタイミングに
同期してレベルか変化する２値化号Ｔａと、キャリア信
号の立下りに同期してレベルか変化する２値化号Ｔｂか
出力される。次に、２値化号Ｔａ、Ｔｂかインハータス
イッチンク゛回路１０に入力され、インバータ回路１を
構成する４つのスイッチング素子５１〜ｓ４のオンオフ
信号Ｔ、〜Ｔ４か圧力される。即ち、オンオフ信号Ｔ
＋ 、 Ｔ ３は２値化号Ｔｂ、Ｔ、と同−信号であり
、オンオフ信号Ｔ２． Ｔ４はそれぞれ２値化号Ｔｂ、
Ｔａを符号反転した信号である。ここで、オンオフ信号
Ｔ、〜Ｔ４のレベルカ）ハイのとき対応するスイッチン
グ素子ｓ１〜ｓ４かオンし、ローのときオフするものと
する。又、第１５図よりスイッチング素子Ｓ１〜ｓ４と
変圧器２の２次電圧■２との関係は、次式のようになる
。
たたし、Ｖ ６ ｃは直流電源１２の直流出力電圧であ
る。従って、インバータ回路１を構成するスイッチング
素子５１〜Ｓ４をオンオフ信号Ｔ、〜Ｔ４に応じてオン
オフすると、■２は第１６図に示すようにＰＷＭ変調さ
れた交流電圧となる。
る。従って、インバータ回路１を構成するスイッチング
素子５１〜Ｓ４をオンオフ信号Ｔ、〜Ｔ４に応じてオン
オフすると、■２は第１６図に示すようにＰＷＭ変調さ
れた交流電圧となる。
一方、２値化号Ｔｂ、基準電圧信号Ｖ″及び電流検出器
から出力されるサイクロコンバータ回路３の出力電流ｔ
ｃｃがサイクロコンバータスイッチング回路１１に入力
されると、サイクロコンバータ回路３を構成する４つの
スイッチング素子ｓ、、、ｓ６．ｓ５’、ｓ６’のオン
オフ信号Ｔ５゜Ｔ６．Ｔ５°、Ｔ６゛か出力される。ま
ず、出力電流ＩＣｅの極性をＩＯＣが負荷回路１３に流
れ込む方向を正とすると、ｔｃｅの極性が正のときスイ
ッチング素子Ｓ、又はＳ６かオンオフ動作し、負のとき
Ｓ５゛又は８６′かオンオフ動作する。次に、サイクロ
コンバータ回路３の出力電圧Ｖ ＣＣと電圧器２の２次
電圧Ｖ２との関係は、第１５図により次式のようになる
。
から出力されるサイクロコンバータ回路３の出力電流ｔ
ｃｃがサイクロコンバータスイッチング回路１１に入力
されると、サイクロコンバータ回路３を構成する４つの
スイッチング素子ｓ、、、ｓ６．ｓ５’、ｓ６’のオン
オフ信号Ｔ５゜Ｔ６．Ｔ５°、Ｔ６゛か出力される。ま
ず、出力電流ＩＣｅの極性をＩＯＣが負荷回路１３に流
れ込む方向を正とすると、ｔｃｅの極性が正のときスイ
ッチング素子Ｓ、又はＳ６かオンオフ動作し、負のとき
Ｓ５゛又は８６′かオンオフ動作する。次に、サイクロ
コンバータ回路３の出力電圧Ｖ ＣＣと電圧器２の２次
電圧Ｖ２との関係は、第１５図により次式のようになる
。
従って、オンオフ信号Ｔ、又はＴ５′を２値化号Ｔ５と
同一信号とし、オンオフ信号Ｔ６又はＴ６°を２値化号
Ｔｂを符号反転した信号とすると、■ｃ、：の極性は正
となる。反対に、オンオフ信号Ｔ５又はＴ５°を２値化
号Ｔｂを符号反転した信号とし、オンオフ信号Ｔ６又は
Ｔ６°を２値信号Ｔ、と同一信号とすると、ｖＣｃの極
性は負となる。以上のことからサイクロコンバータスイ
ッチング回路１１では、基準電圧信号発生回路７及び電
流検出器５からそれぞれ人力された基準電圧信号■６及
びサイクロコンバータ回路３の出力電流ｔｅｃの極性判
別を行い、こわらの極性に応じてＰＷＭ回路９から入力
された２値信号Ｔ、より第１２図に示すようなオンオフ
信号Ｔ５．Ｔ６゜Ｔ５’、 ７６′を発生する。これに
応して、サイクロコンバータ回路３の出力電圧■ｅｃと
して、第１６図の最下段に示すようなＰＷＭ変調された
正弦波電圧が得られる。さらに、この出力電圧Ｖ Ｃｃ
をフィルタ回路４に人力すると、ＰＷＭ変調による高周
波成分か除去された正弦波電圧が負荷回路１３に供給さ
れる。このとき、基準電圧信号Ｖ１の周波数に対しキャ
リア信号の周波数を充分高くすると、負荷回路１３に供
給される負荷電圧Ｖ、。
同一信号とし、オンオフ信号Ｔ６又はＴ６°を２値化号
Ｔｂを符号反転した信号とすると、■ｃ、：の極性は正
となる。反対に、オンオフ信号Ｔ５又はＴ５°を２値化
号Ｔｂを符号反転した信号とし、オンオフ信号Ｔ６又は
Ｔ６°を２値信号Ｔ、と同一信号とすると、ｖＣｃの極
性は負となる。以上のことからサイクロコンバータスイ
ッチング回路１１では、基準電圧信号発生回路７及び電
流検出器５からそれぞれ人力された基準電圧信号■６及
びサイクロコンバータ回路３の出力電流ｔｅｃの極性判
別を行い、こわらの極性に応じてＰＷＭ回路９から入力
された２値信号Ｔ、より第１２図に示すようなオンオフ
信号Ｔ５．Ｔ６゜Ｔ５’、 ７６′を発生する。これに
応して、サイクロコンバータ回路３の出力電圧■ｅｃと
して、第１６図の最下段に示すようなＰＷＭ変調された
正弦波電圧が得られる。さらに、この出力電圧Ｖ Ｃｃ
をフィルタ回路４に人力すると、ＰＷＭ変調による高周
波成分か除去された正弦波電圧が負荷回路１３に供給さ
れる。このとき、基準電圧信号Ｖ１の周波数に対しキャ
リア信号の周波数を充分高くすると、負荷回路１３に供
給される負荷電圧Ｖ、。
はＰＷＭ変調による高周波成分か充分除去され、かつ振
幅及び位相がほぼ基準電圧信号Ｖ１に等しい電圧となる
。なお、第１６図は負荷回路１３を遅れ力率の線形負荷
とした場合のスイッチングパターンをボしている。
幅及び位相がほぼ基準電圧信号Ｖ１に等しい電圧となる
。なお、第１６図は負荷回路１３を遅れ力率の線形負荷
とした場合のスイッチングパターンをボしている。
ここでインバータおよびサイクロコンバータの各スイッ
チング素子を流れる電流を考える。サイクロコンバータ
出力電流は連続して流れるので、各スイッチング素子の
オフ時点ても電流は断続せず、他のオン素子に転流する
ことになる。サイクロコンバータてはＳ５とＳ６および
ＳＳ’とＳ６゛とがそれぞれベアを作っており、互いに
相補的に電流を転流し合う。例えばＳ５か電流をオフす
ると、その電流はオンするスイッチＳ６に転流して流れ
、３５′か電流をオフすると、Ｓ６゛に転流して流れる
ことになる。インバータ回路ては、式（１）てｖ２＝０
のときはインバータ回路内を電流か環流し、Ｖ ２ ”
Ｖ ｄＣ又は−ｖｄ（、のときは直流電源（１２）を
電流か流れる。例えばＳｌと３４とがオンして電流か流
わでいる状態から５４か電流をオフすると、その電流は
オンするスイッチＳ３に転流して流れることになる。
チング素子を流れる電流を考える。サイクロコンバータ
出力電流は連続して流れるので、各スイッチング素子の
オフ時点ても電流は断続せず、他のオン素子に転流する
ことになる。サイクロコンバータてはＳ５とＳ６および
ＳＳ’とＳ６゛とがそれぞれベアを作っており、互いに
相補的に電流を転流し合う。例えばＳ５か電流をオフす
ると、その電流はオンするスイッチＳ６に転流して流れ
、３５′か電流をオフすると、Ｓ６゛に転流して流れる
ことになる。インバータ回路ては、式（１）てｖ２＝０
のときはインバータ回路内を電流か環流し、Ｖ ２ ”
Ｖ ｄＣ又は−ｖｄ（、のときは直流電源（１２）を
電流か流れる。例えばＳｌと３４とがオンして電流か流
わでいる状態から５４か電流をオフすると、その電流は
オンするスイッチＳ３に転流して流れることになる。
（発明が解決しようとする課題）
従来の直流−交流電力変換装置は、上記したように直流
電力を人力して基準電圧信号に応した交流電力を出力す
る。このような直流−交流電力変換装置は、変圧器を介
して高周波の電力かやり取りされるので、−数的に高周
波中間リンク式電力変換装置と呼ばれる。この高周波中
間リンク式の直流−交流電力変換装置を例えば無停電電
源装置のような交流電源装置に用いると、絶縁用の変圧
器及びフィルタ回路の小形軽量化が実現できることが知
られている。
電力を人力して基準電圧信号に応した交流電力を出力す
る。このような直流−交流電力変換装置は、変圧器を介
して高周波の電力かやり取りされるので、−数的に高周
波中間リンク式電力変換装置と呼ばれる。この高周波中
間リンク式の直流−交流電力変換装置を例えば無停電電
源装置のような交流電源装置に用いると、絶縁用の変圧
器及びフィルタ回路の小形軽量化が実現できることが知
られている。
ところか、従来の直流交流電力変換装置は、上述したよ
うにインバータ回路およびサイクロコンバータ回路のス
イッチング素子が電流のオンオフを行うために、大きな
スイッチング損失を発生するので、変換効率か低く、又
、スイッチンク周波数を高くできないという問題があり
だ。又、スイッチングに起因する電圧サージも発生する
問題もあった。
うにインバータ回路およびサイクロコンバータ回路のス
イッチング素子が電流のオンオフを行うために、大きな
スイッチング損失を発生するので、変換効率か低く、又
、スイッチンク周波数を高くできないという問題があり
だ。又、スイッチングに起因する電圧サージも発生する
問題もあった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たものてスイッチング損失が小さく、変換効率の高いか
つ、電圧サージの少ない直流交流変換装置を得ることを
目的とする。
たものてスイッチング損失が小さく、変換効率の高いか
つ、電圧サージの少ない直流交流変換装置を得ることを
目的とする。
（課題を解決するための手段〕
この発明に係る直流交流電力変換装置は、キャリア信号
に同期してインバータ回路へのオンオフ信号を発生する
インバータスイッチング回路と、基準電圧信号とキャリ
ア信号とを人力されてサイクロコンバータ回路へのオン
オフ信号を発生するサイクロコンバータスイッチング回
路とを設けたものである。
に同期してインバータ回路へのオンオフ信号を発生する
インバータスイッチング回路と、基準電圧信号とキャリ
ア信号とを人力されてサイクロコンバータ回路へのオン
オフ信号を発生するサイクロコンバータスイッチング回
路とを設けたものである。
この発明におけるサイクロコンバータ回路は、出力電流
を回路内で環流するようなモートをもつようにＰＷＭ変
調を行なう。又、インバータ回路は上記出力電流かサイ
クロコンバータ回路内に環流されている期間、即ち、イ
ンバータ回路に実質的に電流か流れていない期間にその
スイッチング素子をオンオフする。
を回路内で環流するようなモートをもつようにＰＷＭ変
調を行なう。又、インバータ回路は上記出力電流かサイ
クロコンバータ回路内に環流されている期間、即ち、イ
ンバータ回路に実質的に電流か流れていない期間にその
スイッチング素子をオンオフする。
以下、この発明の実施例を図面とともに説明する。第１
図〜第５図はこの発明の第１の実施例を示し、第１図は
その構成図である。２Ａは変圧器、６Ａはキャリア信号
発生器、１４はインバータ回路、１５はサイクロコンバ
ータ回路、１６は基準電圧信号発生回路、１７Ａはイン
バータスイッチング回路、１８Ａはスイッチング信号発
生回路である。なお、フィルタ回路４、直流電源１２及
び負荷回路１３は従来と同様である。
図〜第５図はこの発明の第１の実施例を示し、第１図は
その構成図である。２Ａは変圧器、６Ａはキャリア信号
発生器、１４はインバータ回路、１５はサイクロコンバ
ータ回路、１６は基準電圧信号発生回路、１７Ａはイン
バータスイッチング回路、１８Ａはスイッチング信号発
生回路である。なお、フィルタ回路４、直流電源１２及
び負荷回路１３は従来と同様である。
第２図はインバータ回路１４、変圧器２Ａ及びサイクロ
コンバータ回路１５の詳細な構成を示す。インバータ回
路１４は直流電源１２に接続された入力端子１４１，１
４２と、トランジスタやＭＯＳ ＦＥＴ等のスイッチン
グ素子Ｓｌ〜Ｓ４と、これらと逆並列に接続されたダイ
オードＤ１〜Ｄ４と、出力端子１４３，１４４とから構
成されている。又、変圧器２Ａは、インバータ回路１４
の出力端子１４３，１４４に接続された１次側の巻線端
子２１．２２と、２次側の巻線端子２３゜２４を有して
おり、その変圧比は１：１である。
コンバータ回路１５の詳細な構成を示す。インバータ回
路１４は直流電源１２に接続された入力端子１４１，１
４２と、トランジスタやＭＯＳ ＦＥＴ等のスイッチン
グ素子Ｓｌ〜Ｓ４と、これらと逆並列に接続されたダイ
オードＤ１〜Ｄ４と、出力端子１４３，１４４とから構
成されている。又、変圧器２Ａは、インバータ回路１４
の出力端子１４３，１４４に接続された１次側の巻線端
子２１．２２と、２次側の巻線端子２３゜２４を有して
おり、その変圧比は１：１である。
サイクロコンバータ回路１５は、２次側巻線端子２３．
２４と接続された入力端子１５１゜１５２と、トランジ
スタやＭＯＳ ＦＥＴ等のスイッチング素子５５〜Ｓａ
、Ｓｓ’〜Ｓ８゛と、これらのスイッチング素子と逆並
列に接続されたダイオードＤ５〜Ｄ８．Ｄ５°〜Ｄ８゛
と、フィルタ回路４に接続された出力端子１５３．１５
４から構成されている。なお、２つのスイッチング素子
Ｓ。
２４と接続された入力端子１５１゜１５２と、トランジ
スタやＭＯＳ ＦＥＴ等のスイッチング素子５５〜Ｓａ
、Ｓｓ’〜Ｓ８゛と、これらのスイッチング素子と逆並
列に接続されたダイオードＤ５〜Ｄ８．Ｄ５°〜Ｄ８゛
と、フィルタ回路４に接続された出力端子１５３．１５
４から構成されている。なお、２つのスイッチング素子
Ｓ。
Ｓｏ”（ｎ＝５〜８）とこれに逆並列に接続されたダイ
オードＤ、、Ｄｎ’（ｎ＝５〜８）とは、通電方向が制
御可能な双方向性スイッチを構成している。
オードＤ、、Ｄｎ’（ｎ＝５〜８）とは、通電方向が制
御可能な双方向性スイッチを構成している。
第３図はインバータスイッチング回路１７Ａの詳細な構
成を示し、キャリア信号発振器６Ａに接続された入力端
子１７０と、入力端子１７０に入力された入力信号のピ
ークを検出するピーク検出回路１７１と、ピーク検出回
路１７１の信号に同期して出力信号の極性か反転する％
文周期１７２と、これに接続されたノット回路１７３と
、出力端子１７４〜１７７とから構成されている。
成を示し、キャリア信号発振器６Ａに接続された入力端
子１７０と、入力端子１７０に入力された入力信号のピ
ークを検出するピーク検出回路１７１と、ピーク検出回
路１７１の信号に同期して出力信号の極性か反転する％
文周期１７２と、これに接続されたノット回路１７３と
、出力端子１７４〜１７７とから構成されている。
第４図はスイッチング信号発生回路１８Δの詳細な構成
を示し、キャリア信号発生器６Ａに接続された入力端子
２００と、基準電圧信号発生回路１６に接続された入力
端子２０１と、絶対値回路２０２と、キャリア信号Ｖｐ
の立下かリスロープと基準電圧信号１ｖ’ｃｃｌとの交
点て幅の狭い出力信号を出すように構成された比較器２
０３と、キャリア信号Ｖｐの立上がりスロープと基準電
圧信号１ｖｅｃｌとの交点で幅の狭い出力信号を出すよ
うに構成された比較器２０５と、ノット回路２０７．２
０８，２１０、と、人力信号の立上りに同期して出力の
極性が反転する坏文周器２０４．２０６と、極性判別回
路２０９と、アント回路２１１〜２１８と、オア回路２
１９〜２２２と、出力端子２２３〜２２６とから構成さ
れている。
を示し、キャリア信号発生器６Ａに接続された入力端子
２００と、基準電圧信号発生回路１６に接続された入力
端子２０１と、絶対値回路２０２と、キャリア信号Ｖｐ
の立下かリスロープと基準電圧信号１ｖ’ｃｃｌとの交
点て幅の狭い出力信号を出すように構成された比較器２
０３と、キャリア信号Ｖｐの立上がりスロープと基準電
圧信号１ｖｅｃｌとの交点で幅の狭い出力信号を出すよ
うに構成された比較器２０５と、ノット回路２０７．２
０８，２１０、と、人力信号の立上りに同期して出力の
極性が反転する坏文周器２０４．２０６と、極性判別回
路２０９と、アント回路２１１〜２１８と、オア回路２
１９〜２２２と、出力端子２２３〜２２６とから構成さ
れている。
次に、上記構成の動作を第５図のタイミンクチャートを
用いて説明する。まず、キャリア信号発生器６Ａから第
５図（ａ）に示す三角波状のキャリア信号Ｖｐか出力さ
れる。
用いて説明する。まず、キャリア信号発生器６Ａから第
５図（ａ）に示す三角波状のキャリア信号Ｖｐか出力さ
れる。
次に、インバータスイッチング回路１７Ａから以下の動
作によってデユーティ比５０％のオンオフ信号Ｔ、−７
４か出力される。即ち、キャリア信号■２が入力端子１
７０を介して入力されるとピーク検出器１７１はキャリ
ア信号■２のピークに同期した信号を％文周器１７２に
入力し、坏文周器１７２から第５図（６）の信号Ｔ８が
出力され、ノット回路１７３からは４３号ＴＸを符号反
転した信号Ｔｙが出力される。（第５図（Ｃ））この結
果、信号ＴＸかオンオフ信号Ｔ、、Ｔ４として出力端子
１７４，１７５から出力され、信号Ｔｙがオンオフ信号
Ｔ２．Ｔ３として出力端子１７６．１７７から出力され
る。オンオフ（３号Ｔ、〜Ｔ４のレベルかハイのときイ
ンバータ回路１４の対応するスイッチング素子Ｓ、〜Ｓ
４はオンし、ローのときオフするとする。又、第２図よ
りスイッチング素子８１〜Ｓ４のオンオフと変圧器２Ａ
の２次電圧■２との関係は次式のようになる。
作によってデユーティ比５０％のオンオフ信号Ｔ、−７
４か出力される。即ち、キャリア信号■２が入力端子１
７０を介して入力されるとピーク検出器１７１はキャリ
ア信号■２のピークに同期した信号を％文周器１７２に
入力し、坏文周器１７２から第５図（６）の信号Ｔ８が
出力され、ノット回路１７３からは４３号ＴＸを符号反
転した信号Ｔｙが出力される。（第５図（Ｃ））この結
果、信号ＴＸかオンオフ信号Ｔ、、Ｔ４として出力端子
１７４，１７５から出力され、信号Ｔｙがオンオフ信号
Ｔ２．Ｔ３として出力端子１７６．１７７から出力され
る。オンオフ（３号Ｔ、〜Ｔ４のレベルかハイのときイ
ンバータ回路１４の対応するスイッチング素子Ｓ、〜Ｓ
４はオンし、ローのときオフするとする。又、第２図よ
りスイッチング素子８１〜Ｓ４のオンオフと変圧器２Ａ
の２次電圧■２との関係は次式のようになる。
従って、２次電圧■２は第５図（ｄ）に示すようにデユ
ーティ比が５０％の矩形波電圧となる。
ーティ比が５０％の矩形波電圧となる。
一方、基準電圧信号発生回路１６からサイクロコンバー
タ回路１５か出力すべき基準電圧信号■ｃｃ′か出力さ
れ、キャリア信号Ｖｐとともにスイッチング信号発生回
路１８Ａに人力される。スイッチング信号発生回路１８
Ａはこれを受けて、次のようにＰＷＭ変調されたスイッ
チング信号Ｔ、〜Ｔ６を出力する。
タ回路１５か出力すべき基準電圧信号■ｃｃ′か出力さ
れ、キャリア信号Ｖｐとともにスイッチング信号発生回
路１８Ａに人力される。スイッチング信号発生回路１８
Ａはこれを受けて、次のようにＰＷＭ変調されたスイッ
チング信号Ｔ、〜Ｔ６を出力する。
まず、入力端子２０１を介して人力された基準電圧信号
Ｖ （（“は絶対値回路２０２により絶対値信号１ｖｃ
ｃ １に変換される。この絶対値信号Ｖ ＣＣＩは２つ
に分けられ、一方は入力端子２００を介して人力された
キャリア信号Ｖｐの立下がりと比較されるために比較器
２０３に入力され、一方は、■２の立上がりと比較され
るために比較器２０５に入力される。
Ｖ （（“は絶対値回路２０２により絶対値信号１ｖｃ
ｃ １に変換される。この絶対値信号Ｖ ＣＣＩは２つ
に分けられ、一方は入力端子２００を介して人力された
キャリア信号Ｖｐの立下がりと比較されるために比較器
２０３に入力され、一方は、■２の立上がりと比較され
るために比較器２０５に入力される。
比較器２０３の出力は％文周器２０４に送られ、％文周
器２０４は第５図（ｅ）に示す信号Ｔ、を出力する。比
較器２０５の出力は展文周器２０６に送られ、％文周器
２０６は第５図（ｆ）に示す信号Ｔｂを出力する。
器２０４は第５図（ｅ）に示す信号Ｔ、を出力する。比
較器２０５の出力は展文周器２０６に送られ、％文周器
２０６は第５図（ｆ）に示す信号Ｔｂを出力する。
さらに、信号Ｔ、をノット回路２０７に人力すると信号
Ｔｃか出力され、信号Ｔｂをノット回路２０８に入力す
ると信号Ｔｄか出力される。ここで、信号Ｔ 、 ”
Ｔ ｄとサイクロコンノ＼°−タ回路１５の出力電圧Ｖ
（ｅとの関係について説明する。
Ｔｃか出力され、信号Ｔｂをノット回路２０８に入力す
ると信号Ｔｄか出力される。ここで、信号Ｔ 、 ”
Ｔ ｄとサイクロコンノ＼°−タ回路１５の出力電圧Ｖ
（ｅとの関係について説明する。
出力電圧Ｖｃｃの極性を正にしたい場合には、次式に従
ってスイッチング信号Ｔ５〜Ｔ８を決定する。
ってスイッチング信号Ｔ５〜Ｔ８を決定する。
Ｔ５４．、Ｔｒ、−Ｔａ 、Ｔ７−Ｔｃ 、Ｔｓ−Ｔ
ｂ −１４）このスイッチング信号Ｔ５〜Ｔ８に応
して、双方向性スイッチング素子Ｓｎ、Ｓｎｏ（ｎ＝５
〜８）のオンオフ信号Ｔｎ （ｎ＝５〜８）が出力され
る。但し、Ｓ、とＳ、’（ｎ＝５〜８）とはＴｎにより
同時にオンオフするものとする。
ｂ −１４）このスイッチング信号Ｔ５〜Ｔ８に応
して、双方向性スイッチング素子Ｓｎ、Ｓｎｏ（ｎ＝５
〜８）のオンオフ信号Ｔｎ （ｎ＝５〜８）が出力され
る。但し、Ｓ、とＳ、’（ｎ＝５〜８）とはＴｎにより
同時にオンオフするものとする。
スイッチング素子５ｓ−ｓａ、ｓ５’〜Ｓ８°のオンオ
フとサイクロコンバータ回路１５の出力電圧Ｖ （ｃと
の関係は、次式で示される。
フとサイクロコンバータ回路１５の出力電圧Ｖ （ｃと
の関係は、次式で示される。
従って、（４）式および（５）式より、第５図において
信号Ｔ６がハイレベル、ＴｂがローレベルのときＶ。ｃ
” Ｖ ２・ イ言号Ｔ、がローレベルＴｂかローレベルのときＶｃｃ
＝ −ｖ ２ 、 信号下、、Ｔｄ又は信号Ｔｂ、Ｔｃがハイレベルのとｌ
ｙ ｃｃ ＝＝ Ｑとなるので、サイクロコンバータ
回路１５の出力電圧Ｖ ＣＣは第５図（ｇ）に示すよう
にＰＷＭ変調されかつ極性か正の電圧となる。
信号Ｔ６がハイレベル、ＴｂがローレベルのときＶ。ｃ
” Ｖ ２・ イ言号Ｔ、がローレベルＴｂかローレベルのときＶｃｃ
＝ −ｖ ２ 、 信号下、、Ｔｄ又は信号Ｔｂ、Ｔｃがハイレベルのとｌ
ｙ ｃｃ ＝＝ Ｑとなるので、サイクロコンバータ
回路１５の出力電圧Ｖ ＣＣは第５図（ｇ）に示すよう
にＰＷＭ変調されかつ極性か正の電圧となる。
反対に、ｖｃｃの極性を負にしたい場合は、次式に従っ
てスイッチング信号Ｔ５〜Ｔ８を決定すればよい。
てスイッチング信号Ｔ５〜Ｔ８を決定すればよい。
ＴｓＴｃ 、 Ｔ６４ｂ 、 Ｔ７−Ｔａ、 Ｔａ−Ｔ
ｎ ・・” （６）次に、第４図の動作説明の
続きを説明する。
ｎ ・・” （６）次に、第４図の動作説明の
続きを説明する。
極性回路２０９から基準電圧信号Ｖバの極性信号Ｖ、、
６ｎか出力される。又、ノット回路２１０から極性信号
■、、ｇｎを符号反転した信号が出力される。これらの
信号及び信号Ｔ ａ” Ｔ ｄはアンド回路２１１〜２
１８を介してオア回路２１９〜２２２に入力され、基準
電圧信号ｖｃ：の極性か正のときはアンド回路２１１，
２１４，２１６゜２１７からそれぞれ信号Ｔａ、Ｔｏ、
Ｔａ 、Ｔｂが出力されるので、出力端子２２３〜２２
６から（４）式に対応したスイッチング信号Ｔ５〜Ｔ６
か出力される。同様にして、基準電圧信号ＶＣ（の極性
か負のときは、（６）式に対応したスイッチング信号Ｔ
５〜Ｔ８が出力される。
６ｎか出力される。又、ノット回路２１０から極性信号
■、、ｇｎを符号反転した信号が出力される。これらの
信号及び信号Ｔ ａ” Ｔ ｄはアンド回路２１１〜２
１８を介してオア回路２１９〜２２２に入力され、基準
電圧信号ｖｃ：の極性か正のときはアンド回路２１１，
２１４，２１６゜２１７からそれぞれ信号Ｔａ、Ｔｏ、
Ｔａ 、Ｔｂが出力されるので、出力端子２２３〜２２
６から（４）式に対応したスイッチング信号Ｔ５〜Ｔ６
か出力される。同様にして、基準電圧信号ＶＣ（の極性
か負のときは、（６）式に対応したスイッチング信号Ｔ
５〜Ｔ８が出力される。
以上の動作によフて、基準電圧信号発生回路１６から出
力された交流の基準電圧信号Ｖ Ｃ（をＰＷＭ変調した
波形の電圧Ｖｃｅかサイクロコンバータ回路１５から出
力される。又、サイクロコンバータ回路１５の出力側に
接続されたフィルタ回路４によって出力電圧ｖｃｃの高
周波成分が除去された後、負荷回路１３に供給される。
力された交流の基準電圧信号Ｖ Ｃ（をＰＷＭ変調した
波形の電圧Ｖｃｅかサイクロコンバータ回路１５から出
力される。又、サイクロコンバータ回路１５の出力側に
接続されたフィルタ回路４によって出力電圧ｖｃｃの高
周波成分が除去された後、負荷回路１３に供給される。
ここで、第５図にもとづいて、インバータ１４とサイク
ロコンバータ１５を流わる電流について説明する。
ロコンバータ１５を流わる電流について説明する。
サイクロコンバータ１５の出力電流１ ｃｃは第５図（
ｈ）に示すようにフィルタ回路（４）および負荷回路１
３によって定まる連続した電流である。
ｈ）に示すようにフィルタ回路（４）および負荷回路１
３によって定まる連続した電流である。
サイクロコンバータ１５を流れる電流はスイッチング素
子のＰＷＭ動作により、下記２つのモート、サイクロコ
ンバータを通過するモードとサイクロコンバータ内を環
流するモードとを繰返す。
子のＰＷＭ動作により、下記２つのモート、サイクロコ
ンバータを通過するモードとサイクロコンバータ内を環
流するモードとを繰返す。
（ア）通過モード
サイクロコンバータアームの内、Ｓ、と３８との２アー
ム又はＳ６と３７との２アームか同時にオンし、Ｖｃｃ
に電圧か出力されるモート。出力電′ｔｆｒＬＩｃｅは
、インバータ１４からサイクロコンバータ１５を通過し
て出力される。
ム又はＳ６と３７との２アームか同時にオンし、Ｖｃｃ
に電圧か出力されるモート。出力電′ｔｆｒＬＩｃｅは
、インバータ１４からサイクロコンバータ１５を通過し
て出力される。
（イ）環流モート
サイクロコンバータアームの内Ｓ５とＳ、との２アーム
又はＳ７と５８との２アームが同時にオンし、ｖｃ、、
の電圧が零になるモート。
又はＳ７と５８との２アームが同時にオンし、ｖｃ、、
の電圧が零になるモート。
出力電流Ｉ。Ｃはサイクロコンバータ内を環流して出力
され、インバータには電流が流れない。
され、インバータには電流が流れない。
従ってサイクロコンバータの入力電流■ヨは第５図（ｉ
）に示すように、Ｖｃｃ（第５図（ｇ））の電圧が出力
されている期間だけ流れる。ところで、ｖｃｃのパルス
幅は第５図（ａ）のキャリア信号ｖｐの零点を中心とす
るように制御され、最もパルス幅が広くなった時にＶｐ
の１つのピークから次のピークまでの幅になる。今ここ
で第５図（ａ）に示す基準電圧信号の絶対値１ｖｃｃ
１か最大でもキャリア信号Ｖｐのピーク値より小さくな
るように基準電圧発生回路１６のゲインを設定しておけ
ば、キャリア信号Ｖｐのピーク値付近ではＶｃｃは必ず
；になり、Ｉ、も必す零になる。
）に示すように、Ｖｃｃ（第５図（ｇ））の電圧が出力
されている期間だけ流れる。ところで、ｖｃｃのパルス
幅は第５図（ａ）のキャリア信号ｖｐの零点を中心とす
るように制御され、最もパルス幅が広くなった時にＶｐ
の１つのピークから次のピークまでの幅になる。今ここ
で第５図（ａ）に示す基準電圧信号の絶対値１ｖｃｃ
１か最大でもキャリア信号Ｖｐのピーク値より小さくな
るように基準電圧発生回路１６のゲインを設定しておけ
ば、キャリア信号Ｖｐのピーク値付近ではＶｃｃは必ず
；になり、Ｉ、も必す零になる。
一方インハー１４のスイッチング素子のスイッチングは
第５図（ｂ）、（Ｃ）に示すようにキャリア信号■２の
ピークに同期しているので、Ｉ、〜０の期間、即ちイン
バータの各アームに実質的に電流か流れていない期間に
、必すインバータのスイッチングが行なわれる。ところ
で、インバータのスイッチング素子のスイッチング損失
は、スイッチング素子を流ねる電流と印加される電圧に
関係し、電流か零のときにはスイッチング損失は発生し
ない。即ち、このインバータはスイッチング損失を発生
することなく運転される。
第５図（ｂ）、（Ｃ）に示すようにキャリア信号■２の
ピークに同期しているので、Ｉ、〜０の期間、即ちイン
バータの各アームに実質的に電流か流れていない期間に
、必すインバータのスイッチングが行なわれる。ところ
で、インバータのスイッチング素子のスイッチング損失
は、スイッチング素子を流ねる電流と印加される電圧に
関係し、電流か零のときにはスイッチング損失は発生し
ない。即ち、このインバータはスイッチング損失を発生
することなく運転される。
又、インバータのスイッチングに起因して発生し、回路
素子の耐圧を左右するサージ電圧は、インバータ回路の
インダクタンス分を流れる電流を遮断することによって
発生するので、スイッチング素子を流れる電流が零のと
きにスイッチングすれば有害なサージ電圧は発生しない
。
素子の耐圧を左右するサージ電圧は、インバータ回路の
インダクタンス分を流れる電流を遮断することによって
発生するので、スイッチング素子を流れる電流が零のと
きにスイッチングすれば有害なサージ電圧は発生しない
。
次にこの発明の第２の実施例を第６図〜第１０図によっ
て説明する。
て説明する。
この実施例は、多相の交流出力を得る場合の一例として
、３相の交流電圧を出力させるときの実施例である。
、３相の交流電圧を出力させるときの実施例である。
第６図はこの第２の実施例のブロック構成を示し、４Ａ
は３相フィルタ回路、１５Ａはサクロコンバータ回路、
１６Ａは基準電圧信号発生回路、１８Ｂは第１のスイッ
チング信号発生回路、３０Ａは第２のスイッチング信号
発生回路であり、他の構成は第１図に示された第１の実
施例と同じである。１３Ａはこの直流−交流電力変換装
置に接続された３相の負荷回路である。
は３相フィルタ回路、１５Ａはサクロコンバータ回路、
１６Ａは基準電圧信号発生回路、１８Ｂは第１のスイッ
チング信号発生回路、３０Ａは第２のスイッチング信号
発生回路であり、他の構成は第１図に示された第１の実
施例と同じである。１３Ａはこの直流−交流電力変換装
置に接続された３相の負荷回路である。
第７図はサイクロコンバータ回路１５Ａおよびフィルタ
回路４Ａの詳細な構成を示す。サイクロコンバータ回路
１５Ａは変圧器２Ａの２次側巻線端子２３．２４とそれ
ぞれ接続された入力端子４００．４０１と、トランジス
タやＭＯＳ ＦＥＴ等のスイッチング素子Ｓ５〜ＳＩＯ
，Ｓ５°〜Ｓ１°と、これらのスイッチング素子と逆並
列に接続されたダイオードＤ ５〜Ｄ ｌｏ、Ｄ ｓ゛
〜Ｄ ＋ｏ” と、フィルタ回路４Ａに接続された出力
端子４０２．４０３．４０４とから構成されている。な
お、２つのスイッチング素子Ｓｎ、Ｓ、’（ｎ＝５〜１
０）とこれに逆並列に接続されたタイオートＤｏ、Ｄ、
、’（ｎ＝５〜１０）とは双方向性スイッチを構成して
いる。フィルタ回路４Ａはサイクロコンバータ回路１５
Ａの出力端子４０２．４０３．４０４とそれぞれ接続さ
れた入力端子４０５．４０６．４０７と、リアクトルし
−ＦおよびコンデンサＣＦと、出力端子４０８．４０９
．４１０とから構成されている。
回路４Ａの詳細な構成を示す。サイクロコンバータ回路
１５Ａは変圧器２Ａの２次側巻線端子２３．２４とそれ
ぞれ接続された入力端子４００．４０１と、トランジス
タやＭＯＳ ＦＥＴ等のスイッチング素子Ｓ５〜ＳＩＯ
，Ｓ５°〜Ｓ１°と、これらのスイッチング素子と逆並
列に接続されたダイオードＤ ５〜Ｄ ｌｏ、Ｄ ｓ゛
〜Ｄ ＋ｏ” と、フィルタ回路４Ａに接続された出力
端子４０２．４０３．４０４とから構成されている。な
お、２つのスイッチング素子Ｓｎ、Ｓ、’（ｎ＝５〜１
０）とこれに逆並列に接続されたタイオートＤｏ、Ｄ、
、’（ｎ＝５〜１０）とは双方向性スイッチを構成して
いる。フィルタ回路４Ａはサイクロコンバータ回路１５
Ａの出力端子４０２．４０３．４０４とそれぞれ接続さ
れた入力端子４０５．４０６．４０７と、リアクトルし
−ＦおよびコンデンサＣＦと、出力端子４０８．４０９
．４１０とから構成されている。
第８図は第１のスイッチング信号発生回路１８Ｂの詳細
な構成を示し、基準電圧信号発生回路１６Ａに接続され
た入力端子４２０．４２０．４２２と、キャリア信号発
生器６Ａに接続された入力端子４２３と、比較器４２４
〜４２６とノット回路４３０〜４３２と極性判別回路４
３３〜４３５と、出力端子４３６〜４４４とから構成さ
ねている。
な構成を示し、基準電圧信号発生回路１６Ａに接続され
た入力端子４２０．４２０．４２２と、キャリア信号発
生器６Ａに接続された入力端子４２３と、比較器４２４
〜４２６とノット回路４３０〜４３２と極性判別回路４
３３〜４３５と、出力端子４３６〜４４４とから構成さ
ねている。
第９図は第２のスイッチング信号発生回路３０Ａの詳細
な構成を示し、第１のスイッチング信号発生回路１８Ｂ
の出力端子４３６〜４４１に接続さ打た入力端子４５０
〜４５５と、スイッチング信置発生回路１８Ｂの出力端
子４４２〜４４４に接続された入力端子４５６．４５７
．４５８と、インバータスイッチング回路１７に接続さ
れた入力端子４５９と、ＸＯＲ回路イクスクルーシブオ
ア回路４６２〜４６４．４６５〜４７０と、出力端子４
７１〜４７６とから構成されている。
な構成を示し、第１のスイッチング信号発生回路１８Ｂ
の出力端子４３６〜４４１に接続さ打た入力端子４５０
〜４５５と、スイッチング信置発生回路１８Ｂの出力端
子４４２〜４４４に接続された入力端子４５６．４５７
．４５８と、インバータスイッチング回路１７に接続さ
れた入力端子４５９と、ＸＯＲ回路イクスクルーシブオ
ア回路４６２〜４６４．４６５〜４７０と、出力端子４
７１〜４７６とから構成されている。
次に、上述した第２の実施例の動作を第１０図を参照し
ながら説明する。ます、キャリア信号発生器６Ａから第
１０図（ａ）に示すような三角波状のキャリア信号Ｖｐ
が出力される。次に、このキャリア信号■２をインバー
タスイッチング回路１７に人力することによって出力さ
れるオンオフ信号Ｔ１〜Ｔ４に応してインバータ回路１
４の４つのスイッチング素子３１〜Ｓ４をオンオフ動作
させると、変圧器２Ａの２次電圧■２は第１０図（ｄ）
に示すようなデユーティ比か５０％の矩形波電圧となる
。以上の動作は、第１の実施例の動作と同一なので詳細
な動作説明は省略する。
ながら説明する。ます、キャリア信号発生器６Ａから第
１０図（ａ）に示すような三角波状のキャリア信号Ｖｐ
が出力される。次に、このキャリア信号■２をインバー
タスイッチング回路１７に人力することによって出力さ
れるオンオフ信号Ｔ１〜Ｔ４に応してインバータ回路１
４の４つのスイッチング素子３１〜Ｓ４をオンオフ動作
させると、変圧器２Ａの２次電圧■２は第１０図（ｄ）
に示すようなデユーティ比か５０％の矩形波電圧となる
。以上の動作は、第１の実施例の動作と同一なので詳細
な動作説明は省略する。
つついて、基準電圧信号発生回路１６Ａから３相（Ｕ相
、■相、Ｗ相とする）の交流基準電圧信号Ｖ （６゜１
Ｖ、、ｖ ｌ ｖｃｃｗか出力され、キャリア信号発
生器６Ａから出力されたキャリア信号Ｖｐとともに第１
のスイッチング信号発生回路１８Ｂに入力される。
、■相、Ｗ相とする）の交流基準電圧信号Ｖ （６゜１
Ｖ、、ｖ ｌ ｖｃｃｗか出力され、キャリア信号発
生器６Ａから出力されたキャリア信号Ｖｐとともに第１
のスイッチング信号発生回路１８Ｂに入力される。
次に、Ｕ相の電圧を制御するためのサイクロコンバータ
回路１５Ａに含まれる４つのスイッチング素子Ｓ５．Ｓ
ｓ 、Ｓｓ’、Ｓ６°のオンオフ動作を第１０図を参照
しながら説明する。まず、入力端子４２０を介して人力
されたＵ相基準電圧信号ＶＣＣＬＩは入力端子４２３を
介して入力されたキャリア信号とともに比較器４２４に
入力され、比較器４２４から第１０図（ｅ）に示すよう
な第１のスイッチング信号Ｔ ｐｕが出力される。さら
に、この信号Ｔ ｐｕをノット回路４３０に人力すると
第１０図（ｆ）に示すような第１のスイッチング信号Ｔ
９１．か出力される。そして、これらの第１のスイッチ
ング信号Ｔ ＰＯ，Ｔ Ｑｕは、それぞれ出力端子４３
６．４３７から出力される。また、Ｕ相電圧極性信号Ｖ
！ｌ ｇ ｕか出力端子４４２から出力される。
回路１５Ａに含まれる４つのスイッチング素子Ｓ５．Ｓ
ｓ 、Ｓｓ’、Ｓ６°のオンオフ動作を第１０図を参照
しながら説明する。まず、入力端子４２０を介して人力
されたＵ相基準電圧信号ＶＣＣＬＩは入力端子４２３を
介して入力されたキャリア信号とともに比較器４２４に
入力され、比較器４２４から第１０図（ｅ）に示すよう
な第１のスイッチング信号Ｔ ｐｕが出力される。さら
に、この信号Ｔ ｐｕをノット回路４３０に人力すると
第１０図（ｆ）に示すような第１のスイッチング信号Ｔ
９１．か出力される。そして、これらの第１のスイッチ
ング信号Ｔ ＰＯ，Ｔ Ｑｕは、それぞれ出力端子４３
６．４３７から出力される。また、Ｕ相電圧極性信号Ｖ
！ｌ ｇ ｕか出力端子４４２から出力される。
次に、第２のスイッチング信号発生回路３０Ａの動作に
ついて説明する。まず、第１のスイッチング信号発生回
路１８Ｂから出力されたＵ相電圧極性信号Ｖ ｙ ｇ
１１およびインバータスイッチング回路１７Ａから出力
された第１０図（ｂ）に示す信号Ｔ、かそれぞれ、入力
端子４５６．４５９を介して入力され、さらにＸＯＲ回
路４６２に入力される。すると、ＸＯＲ回路４６２から
、極性信号Ｖ。ｕ ＋ ＴＸのレベルが同じとき（つま
り、サイクロコンバータ回路１５ＡのＵ相出力電圧■ｃ
ｃｕとトランス２次電圧Ｖ２ （第１０図（ｄ））の
極性か同じとき）はハイレベルの、極性信号■。ｕ、Ｔ
Ｘのレベルが異なるときはローレベルの信号Ｙｕか出力
される。
ついて説明する。まず、第１のスイッチング信号発生回
路１８Ｂから出力されたＵ相電圧極性信号Ｖ ｙ ｇ
１１およびインバータスイッチング回路１７Ａから出力
された第１０図（ｂ）に示す信号Ｔ、かそれぞれ、入力
端子４５６．４５９を介して入力され、さらにＸＯＲ回
路４６２に入力される。すると、ＸＯＲ回路４６２から
、極性信号Ｖ。ｕ ＋ ＴＸのレベルが同じとき（つま
り、サイクロコンバータ回路１５ＡのＵ相出力電圧■ｃ
ｃｕとトランス２次電圧Ｖ２ （第１０図（ｄ））の
極性か同じとき）はハイレベルの、極性信号■。ｕ、Ｔ
Ｘのレベルが異なるときはローレベルの信号Ｙｕか出力
される。
つついて、第１のスイッチング信号発生回路１８Ｂから
出力されたスイッチング信号Ｔ ｐｕおよびＴ ｑｕか
それぞれ入力端子４５０．４５１を介して人力され、さ
らに、上記の信号ＹｕとともにＸＯＲ回路４６５．４６
６に入力される。すると、ＸＯＲ回路４６５．４６６か
らｖ２（７）極性に応じた第２のスイッチング信号Ｔ５
．Ｔ、が、出力端子４７１．４７２から出力され、それ
ぞれサイクロコンバータ回路１５Ａの８５と３５“およ
びＳ６とＳ６°をオンオフさせる。
出力されたスイッチング信号Ｔ ｐｕおよびＴ ｑｕか
それぞれ入力端子４５０．４５１を介して人力され、さ
らに、上記の信号ＹｕとともにＸＯＲ回路４６５．４６
６に入力される。すると、ＸＯＲ回路４６５．４６６か
らｖ２（７）極性に応じた第２のスイッチング信号Ｔ５
．Ｔ、が、出力端子４７１．４７２から出力され、それ
ぞれサイクロコンバータ回路１５Ａの８５と３５“およ
びＳ６とＳ６°をオンオフさせる。
次にサイクロコンバータ回路１５Ａの出力電圧について
Ｕ相をとって説明する。ここで、サイクロコンバータ回
路１５Ａの入力電圧中性点の電位即ち、変圧器２Ａ２次
巻線の中点の電位を基準にするとＵ相出力端子４０２の
電圧■ｕｏは次式のようになる。
Ｕ相をとって説明する。ここで、サイクロコンバータ回
路１５Ａの入力電圧中性点の電位即ち、変圧器２Ａ２次
巻線の中点の電位を基準にするとＵ相出力端子４０２の
電圧■ｕｏは次式のようになる。
Ｓ、およびＳＳ゛のオンオフ信号Ｔ５は、ＰＷＭ信号Ｔ
ｐｕと■２の極性を表す信号ＴＸとから上述のように
生成され、第１０図（ｇ）のような信号になるので、結
局■。。は第１０図（ｈ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｔ
ｐｕに対応して、基本波成分かｖｃｃｕ′になるようＰ
ＷＭ変調された波形になる。
ｐｕと■２の極性を表す信号ＴＸとから上述のように
生成され、第１０図（ｇ）のような信号になるので、結
局■。。は第１０図（ｈ）に示すように、ＰＷＭ信号Ｔ
ｐｕに対応して、基本波成分かｖｃｃｕ′になるようＰ
ＷＭ変調された波形になる。
Ｖ相出力電圧ｖｖ０．Ｗ相出力電圧■、。も同様に、基
準信号ＶｅｅＶ 、Ｖ ＣＣＶ′にそれぞれ対応した波
形になり、Ｖ相出力端子４０３．Ｗ相出力端子４０４に
それぞれ出力される。これらの出力電圧はフィルタ回路
４Ａによって高周波成分が除去されて、出力端子４０８
〜４１０に出力されて、負荷回路１３Ａに供給される。
準信号ＶｅｅＶ 、Ｖ ＣＣＶ′にそれぞれ対応した波
形になり、Ｖ相出力端子４０３．Ｗ相出力端子４０４に
それぞれ出力される。これらの出力電圧はフィルタ回路
４Ａによって高周波成分が除去されて、出力端子４０８
〜４１０に出力されて、負荷回路１３Ａに供給される。
ここで、サイクロコンバータ１５Ａを流れる電流に着目
すると、前記第１の実施例と同様に通過モードと環流モ
ードとか存在する。但し、３相回路の場合には環流する
アームが複数存在するので、例えばＵ相電流Ｉ ｃｃｕ
が環流する時には、■相アーム（Ｓ？およびＳ７°又は
Ｓ８およびＳ８゛）又はＷ相アーム（ＳＳおよびＳ９°
又はＳｌ。
すると、前記第１の実施例と同様に通過モードと環流モ
ードとか存在する。但し、３相回路の場合には環流する
アームが複数存在するので、例えばＵ相電流Ｉ ｃｃｕ
が環流する時には、■相アーム（Ｓ？およびＳ７°又は
Ｓ８およびＳ８゛）又はＷ相アーム（ＳＳおよびＳ９°
又はＳｌ。
およびＳｈｏ’）もしくは両方のアームを流れる。
但し３相の電流の和は常に零（Ｉ ｃｃｕ ” Ｉ ｃ
ｃｖ＋Ｉ ｃｃｗ ” ０ ）であるので、Ｕ相電流の
一部のみか環流するモードも存在する。３相の電流か全
て環流するのは、Ｓ５ （又はＳ５°）、Ｓ７（又はＳ
７°）、Ｓ９（又はＳ９゛）の３アームが同時にオンす
る場合、もしくはＳ６ （又はｓｓ’）、Ｓ。
ｃｖ＋Ｉ ｃｃｗ ” ０ ）であるので、Ｕ相電流の
一部のみか環流するモードも存在する。３相の電流か全
て環流するのは、Ｓ５ （又はＳ５°）、Ｓ７（又はＳ
７°）、Ｓ９（又はＳ９゛）の３アームが同時にオンす
る場合、もしくはＳ６ （又はｓｓ’）、Ｓ。
（又はＳａ’）、Ｓ＋。（又はＳｌ。“）の３アームか
同時にオンする場合である。
同時にオンする場合である。
第１０図から判るように、この３相の電流が全て環流す
るスイッチングパターンは、前記第１の実施例と同様に
、キャリア信号Ｖｐのピーク値付近で必ず発生する。従
って、この第２の実施例においても、■、＝０の期間、
即ちインバータの各アームに実質的に電流が流れていな
い期間に必ずインバータのスイッチングが行われるので
、インバータのスイッチング損失を発生することなく、
又、サージ電圧も発生しないで、しかも３相の出力電圧
を得る。
るスイッチングパターンは、前記第１の実施例と同様に
、キャリア信号Ｖｐのピーク値付近で必ず発生する。従
って、この第２の実施例においても、■、＝０の期間、
即ちインバータの各アームに実質的に電流が流れていな
い期間に必ずインバータのスイッチングが行われるので
、インバータのスイッチング損失を発生することなく、
又、サージ電圧も発生しないで、しかも３相の出力電圧
を得る。
次にこの発明の第３の実施例を第１１図〜第１４図によ
って説明する。この実施例は３相の交流電圧を出力させ
る別の実施例である。
って説明する。この実施例は３相の交流電圧を出力させ
る別の実施例である。
第１１図はこの第３の実施例のブロック構成を示し、６
Ｂは鋸歯状のキャリア信号を発生させるキャリア信号発
生器、１７Ｂはインバータスイッチング回路、１８Ｃは
スイッチング信号発生回路であり、他の構成は第６図に
示された第２の実施例と同じである。
Ｂは鋸歯状のキャリア信号を発生させるキャリア信号発
生器、１７Ｂはインバータスイッチング回路、１８Ｃは
スイッチング信号発生回路であり、他の構成は第６図に
示された第２の実施例と同じである。
第１２図はインバータスイッチング回路１７Ｂの詳細な
構成を示し、入力端子１７０に入力された入力信号の立
上がりエツジで信号を発生する検出回路１７８以外は第
３図に示す第１および第２の実施例のインバータスイッ
チング回路と同一である。
構成を示し、入力端子１７０に入力された入力信号の立
上がりエツジで信号を発生する検出回路１７８以外は第
３図に示す第１および第２の実施例のインバータスイッ
チング回路と同一である。
第１３図はスイッチング信号発生回路１８Ｃの詳細な構
成を示し基準信号発生回路１６Ａに接続された入力端子
４２０〜４２２と、キャリア信号発生器６Ｂに接続され
た入力端子４２３と、キャリア信号ｖｐの立下がりスロ
ープと基準電圧信号Ｖ ｅＣＬｌ 、 Ｖ ｃｃ＠ｇ
”との交点で幅の狭い出力信号を出力するように構成さ
れた比較器４３３〜４３５と％文周器４２７〜４２９と
、ノット回路４３０〜４３２と、出力端子４７１〜４７
６とから構成されている。
成を示し基準信号発生回路１６Ａに接続された入力端子
４２０〜４２２と、キャリア信号発生器６Ｂに接続され
た入力端子４２３と、キャリア信号ｖｐの立下がりスロ
ープと基準電圧信号Ｖ ｅＣＬｌ 、 Ｖ ｃｃ＠ｇ
”との交点で幅の狭い出力信号を出力するように構成さ
れた比較器４３３〜４３５と％文周器４２７〜４２９と
、ノット回路４３０〜４３２と、出力端子４７１〜４７
６とから構成されている。
次に上述した第３の実施例の動作を第１４図を参照しな
がら説明する。
がら説明する。
まず、キャリア信号発生器６Ｂから第１４図（ａ）に示
すような右下がり鋸歯状波形のキャリア信号ｖｐか出力
される。次にこのキャリア信号■２をインバータスイッ
チング回路１７Ｂに入力することによって、Ｖｐの立上
がりエツジに同期したインバータオンオフ信号Ｔ、（Ｔ
＋ 、Ｔ４ ＞とＴＹ （Ｔ２ 、 Ｔ３ ）とがイ
ンバータ回路１４に出力され、対応する信号によりイン
バータ回路１４の４つのスイッチング素子Ｓ、〜Ｓ４を
オンオフ動作させると、変圧器２Ａの２次電圧は第１４
図（ｄ）に示すような、キャリア信号Ｖｐの立上がりエ
ツジに同期したチューティ比が５０％の矩形波電圧とな
る。つついて、基準電圧信号発生回路１６Ａから３相の
交流基準電圧信号” ＣＣＵ ＋■ＣＣＶ ＋ Ｖ（Ｈ
ＣＷか出力され、上記キャリア信号Ｖｐと共にスイッチ
ング信号発生回路１８Ｃに人力される。
すような右下がり鋸歯状波形のキャリア信号ｖｐか出力
される。次にこのキャリア信号■２をインバータスイッ
チング回路１７Ｂに入力することによって、Ｖｐの立上
がりエツジに同期したインバータオンオフ信号Ｔ、（Ｔ
＋ 、Ｔ４ ＞とＴＹ （Ｔ２ 、 Ｔ３ ）とがイ
ンバータ回路１４に出力され、対応する信号によりイン
バータ回路１４の４つのスイッチング素子Ｓ、〜Ｓ４を
オンオフ動作させると、変圧器２Ａの２次電圧は第１４
図（ｄ）に示すような、キャリア信号Ｖｐの立上がりエ
ツジに同期したチューティ比が５０％の矩形波電圧とな
る。つついて、基準電圧信号発生回路１６Ａから３相の
交流基準電圧信号” ＣＣＵ ＋■ＣＣＶ ＋ Ｖ（Ｈ
ＣＷか出力され、上記キャリア信号Ｖｐと共にスイッチ
ング信号発生回路１８Ｃに人力される。
ここでＵ相に着目すると、キャリア信号Ｖｐの立上がり
スロープと基準電圧信号ｖｅｅｕ′との交点て比較器４
３３から狭幅パルスか出力させ、局文周器４２７で支局
されて、第１４図（ｅ）に示すようなスイッチング信号
Ｔ５が出力端子４７１に出力される。又、Ｔ５をノット
回路４３０で反転した信号Ｔ６か出力端子４７２に出力
される。
スロープと基準電圧信号ｖｅｅｕ′との交点て比較器４
３３から狭幅パルスか出力させ、局文周器４２７で支局
されて、第１４図（ｅ）に示すようなスイッチング信号
Ｔ５が出力端子４７１に出力される。又、Ｔ５をノット
回路４３０で反転した信号Ｔ６か出力端子４７２に出力
される。
同様にＶ相に対応した信号Ｔ、、Ｔ８が出力端子４７３
．４７４に、Ｗ相に対応した信号Ｔ９゜ＴＩＯが出力端
子４７５，４７６にそれぞれ出力される。但しここで、
３つの局文周回路４２７〜４２９は同期がとれており、
Ｔ５．Ｔｔ 、Ｔ９はそれぞれキャリア信号Ｖｐの同一
周期中に立上がり又は立下がる。
．４７４に、Ｗ相に対応した信号Ｔ９゜ＴＩＯが出力端
子４７５，４７６にそれぞれ出力される。但しここで、
３つの局文周回路４２７〜４２９は同期がとれており、
Ｔ５．Ｔｔ 、Ｔ９はそれぞれキャリア信号Ｖｐの同一
周期中に立上がり又は立下がる。
上記Ｔ５〜Ｔ１゜のスイッチング信号はそれぞれサイク
ロコンバータ回路１５Ａの対応するスイッチング素子Ｓ
５とＳ５’〜Ｓ１゜とＳｌ。“をオンオフさせる。
ロコンバータ回路１５Ａの対応するスイッチング素子Ｓ
５とＳ５’〜Ｓ１゜とＳｌ。“をオンオフさせる。
この結果、サイクロコンバータ回路１５ＡのＵ相出力端
子４０２には第１４図（ｈ）に示すｖｃｃｕ′をＰＷＭ
変調した出力電圧■ｕｏが、Ｖ相出力端子４０３には第
１４図（ｉ）に示すＶｙ□か得られる。
子４０２には第１４図（ｈ）に示すｖｃｃｕ′をＰＷＭ
変調した出力電圧■ｕｏが、Ｖ相出力端子４０３には第
１４図（ｉ）に示すＶｙ□か得られる。
ここで１１、線間電圧Ｖ ｕｙは、第１４図（ｉ）に示
すようにｖｕｏとＶＶＯとの差の電圧になる。
すようにｖｕｏとＶＶＯとの差の電圧になる。
この第３の実施例でも前記第１および第２の実施例と同
様に、サイクロコンバータ電流の通過モードと環流モー
ドが存在する。今、Ｕ相とＶ相の間に流れる電流Ｉ ｕ
ｖに着目すると、前記第１の実施例と同様に、ｖｕｖに
電圧が出力されている期間が通過モードになるので、Ｉ
３の中のｕｖ酸成分第１４図（ｈ）に示すような波形に
なる。
様に、サイクロコンバータ電流の通過モードと環流モー
ドが存在する。今、Ｕ相とＶ相の間に流れる電流Ｉ ｕ
ｖに着目すると、前記第１の実施例と同様に、ｖｕｖに
電圧が出力されている期間が通過モードになるので、Ｉ
３の中のｕｖ酸成分第１４図（ｈ）に示すような波形に
なる。
第１４図（ｂ）乃至（Ｃ）と（ｋ）とを比較すると、イ
ンバータ回路のスイッチングは必ず環流モードの期間に
行なわれることが判る。Ｗ相の電流を考慮に入れても、
同様の結果となり、結局キャリア信号Ｖｐの立上がりエ
ツジ付近ては３相の電流か全て環流モードになる。従っ
てこの第３の実施例においても■５＝０の期間、即ち、
インバータ回路の各アームに実質的に電流が流れていな
い期間に必ずインバータ回路のスイッチングが行なわれ
るので、前記第１．第２の実施例と同様の効果を奏する
。
ンバータ回路のスイッチングは必ず環流モードの期間に
行なわれることが判る。Ｗ相の電流を考慮に入れても、
同様の結果となり、結局キャリア信号Ｖｐの立上がりエ
ツジ付近ては３相の電流か全て環流モードになる。従っ
てこの第３の実施例においても■５＝０の期間、即ち、
インバータ回路の各アームに実質的に電流が流れていな
い期間に必ずインバータ回路のスイッチングが行なわれ
るので、前記第１．第２の実施例と同様の効果を奏する
。
更にこの第３の実施例は第２の実施例よりも構成が簡単
になる。又、今まで３相について説明してきたが、サイ
クロコンバータを前記第１の実施例のように単相出力と
して構成することも可能である。
になる。又、今まで３相について説明してきたが、サイ
クロコンバータを前記第１の実施例のように単相出力と
して構成することも可能である。
以上のように、この発明によれば、インバータ回路とサ
イクロコンバータ回路を組合せ、インバータ回路のスイ
ッチングを出力電流がサイクロコンバータ回路内に環流
されている期間に行なうように構成したので、インバー
タのスイッチング損失が無く、又スイッチングサージも
小さな、効率の高い装置が得られる効果がある。
イクロコンバータ回路を組合せ、インバータ回路のスイ
ッチングを出力電流がサイクロコンバータ回路内に環流
されている期間に行なうように構成したので、インバー
タのスイッチング損失が無く、又スイッチングサージも
小さな、効率の高い装置が得られる効果がある。
第１図はこの発明の第１の実施例を示すブロック図、第
２図はこの発明の各実施例のインバータ回路・変圧器及
びサイクロコンバータ回路を示すブロック図、第３図は
この発明の第１の実施例のインバータスイッチング回路
を示すブロック図、第４図はこの発明の第１の実施例の
スイッチング信号発生回路を示すブロック図、第５図は
この発明の第１の実施例のスイッチングパターン説明図
、第６図はこの発明の第２の実施例を示すブロック図、
第７図はこの発明の第２の実施例のサイクロコンバータ
回路及びフィルタ回路を示すブロック図、第８図はこの
発明の第２の実施例の第１のスイッチング信号発生回路
を示すブロック図、第９図はこの発明の第２の実施例の
第２のスイッチング信号発生回路を示すブロック図、第
１０図はこの発明の第２の実施例のスイッチングパター
ン説明図、第１１図はこの発明の第３の実施例を示すブ
ロック図、第１２図はこの発明の第３の実施例のインバ
ータスイッチング回路を示すブロック図、第１３図はこ
の発明の第３の実施例のスイッチング信号発生回路を示
すブロック図、第１４図はこの発明の第３の実施例のス
イッチングパターン説明図、第１５図は従来の直流−交
流電力変換装置を示すブロック図、第１６図は従来の直
流−交流電力変換装置のスイッチングパターン説明図で
ある。 ２Ａ・・・変圧器、４．４Ａ−・・フィルタ回路、５・
・・電流検出器、６，６Ａ、６Ｂ・・・キャリア信号発
生器、１２・・・直流電源、１３．１３Ａ−・・負荷回
路、１４・・・インバータ回路、１５．１５Ａ−・・サ
イクロコンバータ回路、１６．１６Ａ−・・基準電圧信
号発生回路、１７Ａ、１７Ｂ−・・インバータスイッチ
ング回路、１８Ａ、１８Ｃ−・・スイッチング信号発生
回路、１８Ｂ−・・第１のスイッチング信号発生回路、
３０Ａ・・・第２のスイッチング信号発生回路。 なお、各図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。
２図はこの発明の各実施例のインバータ回路・変圧器及
びサイクロコンバータ回路を示すブロック図、第３図は
この発明の第１の実施例のインバータスイッチング回路
を示すブロック図、第４図はこの発明の第１の実施例の
スイッチング信号発生回路を示すブロック図、第５図は
この発明の第１の実施例のスイッチングパターン説明図
、第６図はこの発明の第２の実施例を示すブロック図、
第７図はこの発明の第２の実施例のサイクロコンバータ
回路及びフィルタ回路を示すブロック図、第８図はこの
発明の第２の実施例の第１のスイッチング信号発生回路
を示すブロック図、第９図はこの発明の第２の実施例の
第２のスイッチング信号発生回路を示すブロック図、第
１０図はこの発明の第２の実施例のスイッチングパター
ン説明図、第１１図はこの発明の第３の実施例を示すブ
ロック図、第１２図はこの発明の第３の実施例のインバ
ータスイッチング回路を示すブロック図、第１３図はこ
の発明の第３の実施例のスイッチング信号発生回路を示
すブロック図、第１４図はこの発明の第３の実施例のス
イッチングパターン説明図、第１５図は従来の直流−交
流電力変換装置を示すブロック図、第１６図は従来の直
流−交流電力変換装置のスイッチングパターン説明図で
ある。 ２Ａ・・・変圧器、４．４Ａ−・・フィルタ回路、５・
・・電流検出器、６，６Ａ、６Ｂ・・・キャリア信号発
生器、１２・・・直流電源、１３．１３Ａ−・・負荷回
路、１４・・・インバータ回路、１５．１５Ａ−・・サ
イクロコンバータ回路、１６．１６Ａ−・・基準電圧信
号発生回路、１７Ａ、１７Ｂ−・・インバータスイッチ
ング回路、１８Ａ、１８Ｃ−・・スイッチング信号発生
回路、１８Ｂ−・・第１のスイッチング信号発生回路、
３０Ａ・・・第２のスイッチング信号発生回路。 なお、各図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。
Claims (2)
- （１）直流電力を第１の周波数の交流電力に変換するイ
ンバータ回路と、上記第１の周波数の交流電力を第２の
周波数の交流電力に変換するサイクロコンバータ回路と
からなり、上記インバータ回路を構成するスイッチング
素子のスイッチングは上記インバータ回路に実質的に電
流が流れていない期間に行なわれることを特徴とする直
流交流電力変換装置。 - （２）直流電力を第１の周波数でデューティ比がほぼ５
０％の交流電力に変換するインバータ回路と、上記第１
の周波数の交流電力をパルス幅変調された第２の周波数
の交流電力に変換するサイクロコンバータ回路とからな
り、 上記インバータ回路を構成するスイッチング素子は、上
記サイクロコンバータ回路の出力電流がサイクロコンバ
ータ回路内を環流している期間にスイッチングされるこ
とを特徴とする直流交流電力変換装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2240951A JP2539538B2 (ja) | 1990-09-10 | 1990-09-10 | 直流交流電力変換装置 |
| KR1019910015640A KR960003407B1 (ko) | 1990-09-10 | 1991-09-07 | 직류교류전력 변환장치 |
| CA002051017A CA2051017C (en) | 1990-09-10 | 1991-09-09 | Ac/dc power converting apparatus |
| US07/756,426 US5189603A (en) | 1990-09-10 | 1991-09-09 | Dc to ac electric power converting apparatus |
| EP91115268A EP0475345B1 (en) | 1990-09-10 | 1991-09-10 | AC/DC power converting apparatus |
| DE69108650T DE69108650T2 (de) | 1990-09-10 | 1991-09-10 | Leistungswechselrichtereinrichtung. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2240951A JP2539538B2 (ja) | 1990-09-10 | 1990-09-10 | 直流交流電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04121067A true JPH04121067A (ja) | 1992-04-22 |
| JP2539538B2 JP2539538B2 (ja) | 1996-10-02 |
Family
ID=17067083
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2240951A Expired - Fee Related JP2539538B2 (ja) | 1990-09-10 | 1990-09-10 | 直流交流電力変換装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5189603A (ja) |
| EP (1) | EP0475345B1 (ja) |
| JP (1) | JP2539538B2 (ja) |
| KR (1) | KR960003407B1 (ja) |
| CA (1) | CA2051017C (ja) |
| DE (1) | DE69108650T2 (ja) |
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| JP4318174B2 (ja) * | 2003-12-11 | 2009-08-19 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| CN104300771B (zh) * | 2006-06-06 | 2018-10-30 | 威廉·亚历山大 | 通用功率变换器 |
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| BRPI1011551A2 (pt) | 2009-06-29 | 2016-03-29 | Ideal Power Converters Inc | dispositivos, métodos e sistemas de transferência de energia com reatância de transferência de energia com desvio de comutador de barra de segurança elétrica |
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