JPH0568174B2 - - Google Patents
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- JPH0568174B2 JPH0568174B2 JP58137719A JP13771983A JPH0568174B2 JP H0568174 B2 JPH0568174 B2 JP H0568174B2 JP 58137719 A JP58137719 A JP 58137719A JP 13771983 A JP13771983 A JP 13771983A JP H0568174 B2 JPH0568174 B2 JP H0568174B2
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- Japan
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- circuit
- inverter
- angle
- control
- margin angle
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 10
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 10
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/60—Arrangements for transfer of electric power between AC networks or generators via a high voltage DC link [HVCD]
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- Inverter Devices (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は直流送電等の逆変換器の制御装置に係
り、特に交流電圧に波形歪みが生じた場合にも安
定に運転の行える逆変換器の制御装置に関する。
り、特に交流電圧に波形歪みが生じた場合にも安
定に運転の行える逆変換器の制御装置に関する。
本発明の従来技術を第１図〜第３図を用いて説
明する。第１図は本発明の対象とする直流を交流
に変換する逆変換器を備えた直流送電の１系統図
を示す。第１図を図番号に従つて説明すると、１
１，１２は交流系統、２１，２２は変換用変圧
器、３１，３２は交流を直流又は直流を交流に変
換する交直変換器でここでは説明の都合上、交直
変換器３１が直流を交流に変換する逆変換器、交
直変換器３２が交流を直流に変換する順変換器と
仮定する。４１，４２は直流リアクトル５１，５
２は直流送電線、６１，６２は前記交直変換器３
１，３２を制御する信号を出力する制御装置で、
制御装置６１には詳細の制御回路のブロツクも示
しているが、制御装置６２にも６１の同様の回路
が備わつているものとする。その制御装置の詳細
を説明すると、６０１は交直変換器３１が逆変換
動作のときに後述する余裕角を設定された一定値
に保つための定余裕角制御回路、６０２は交直変
換器３１を流れる電流が運転指令所（不記）から
の送電電力にみあつた電流設定値となるように制
御するための定電流制御回路、６０３は交流系統
の電圧を検出する変圧器、６０４はこの交流電圧
に含まれる高調波量を検出する高調波量検出回
路、６０５はこの高調波量検出回路６０４の出力
が前もつて設定された値をこえたとき切替スイツ
チ６０６を前記定余裕角制御回路からβ設定値へ
切替える信号を出すスイツチ駆動回路、６０７は
この切替回路６０６の出力と前記定電流制御回路
６０２の出力のうちの小さい方の信号を選択する
最小値選択回路で、通常、交直変換器３１が順変
換動作のとき定電流制御回路６０２の出力が選択
され、逆変換器動作のときは定余裕角制御回路６
０１の出力が選択される。６０８はこの選択され
た信号の大きさに応じて第２図に示す移相特性を
もつたパルスを出力するパルス移相回路である。
このパルスが増幅されて交直変換器３１を制御
し、交直変換器は所望の直流電圧を出す。この交
直変換器３１の逆変換器動作時の転流動作を第３
図と第４図を用いて説明する。第３図中１〜６は
交直変換を構成するサイリスタで、１〜６はサイ
リスタの点弧の順番も表わしている。またリアク
トルＸは前記変換用変圧器２１等のリアクタンス
を表わす。今サイリスタ１と２とが点弧している
場合を考えると交直変換器の直流側には交流電圧
のＵ相とＷ相の線間電圧が現われており、電気角
で120度の通流期間の後、次の相に動作が移り制
御角αでサイリスタ３が点弧される。このとき通
常はｖ相の電圧がｕ相よりも高いためｕ相に流れ
ていた電流はｖ相から流れ込む電流で打消され、
サイリスタ１に流れる電流が零となつたところで
サイリスタ１は切れ、サイリスタ３に電流が移る
（転流動作）。交直変換器は120゜毎にこの転流動作
をくり返して直流電圧を発生する。サイリスタ３
にパルスが印加されてからサイリスタ１が切れる
までの期間が重なり角ｕである。この転流動作は
ｕ相の電圧がｖ相の電圧より低い間に終了しなけ
ればならない。サイリスタ１が切れると交直変換
器の直流側にはｖ相とｗ相の線間電圧が現われ
る。サイリスタ１が切れてｕ相の電圧がｖ相の電
圧と等しくなる時点までの角が余裕角γと呼ばれ
る角である。以上の関係を第４図に示している。
逆変換器を安定に動作させるためにはこの余裕角
をいかなる場合においても十分に確保する必要が
ある。前記定余裕角制御回路６０１のγ設定値は
この余裕角設定値を示し、通常γ＝17゜（50Hzベー
ス）に設定されている。しかし高調波等によつて
電圧が歪むと第４図中の破線に示すように電圧の
交点が変動する（重なり角ｕも変動するがここで
は電圧の交点の変動について説明する。）ので余
裕角γ 電圧交点の変動分だけ見掛け上小さく
なり、安定な転流動作ができない場合が生じる。
このため第１図中に示すように高調波量検出回路
６０４を備え、電圧に含まれる高調波量があるレ
ベルを越えたときには切替回路６０６によつて前
もつて設定された制御角β（π―α）まで制御角
を進める操作を行う。このβの設定値は通常β＝
60゜（α＝120゜）であり、この操作が行われた場合
は上記値まで制御角が進められることになるので
変換器の無効電力が必要以上に増加したり、逆電
電力が大幅に変動したりする。問題が生じる場合
がある。一方、高調波量が検出レベル以下の場合
には操作されないので転流失敗といつた不安定動
作が生じる場合もある。
明する。第１図は本発明の対象とする直流を交流
に変換する逆変換器を備えた直流送電の１系統図
を示す。第１図を図番号に従つて説明すると、１
１，１２は交流系統、２１，２２は変換用変圧
器、３１，３２は交流を直流又は直流を交流に変
換する交直変換器でここでは説明の都合上、交直
変換器３１が直流を交流に変換する逆変換器、交
直変換器３２が交流を直流に変換する順変換器と
仮定する。４１，４２は直流リアクトル５１，５
２は直流送電線、６１，６２は前記交直変換器３
１，３２を制御する信号を出力する制御装置で、
制御装置６１には詳細の制御回路のブロツクも示
しているが、制御装置６２にも６１の同様の回路
が備わつているものとする。その制御装置の詳細
を説明すると、６０１は交直変換器３１が逆変換
動作のときに後述する余裕角を設定された一定値
に保つための定余裕角制御回路、６０２は交直変
換器３１を流れる電流が運転指令所（不記）から
の送電電力にみあつた電流設定値となるように制
御するための定電流制御回路、６０３は交流系統
の電圧を検出する変圧器、６０４はこの交流電圧
に含まれる高調波量を検出する高調波量検出回
路、６０５はこの高調波量検出回路６０４の出力
が前もつて設定された値をこえたとき切替スイツ
チ６０６を前記定余裕角制御回路からβ設定値へ
切替える信号を出すスイツチ駆動回路、６０７は
この切替回路６０６の出力と前記定電流制御回路
６０２の出力のうちの小さい方の信号を選択する
最小値選択回路で、通常、交直変換器３１が順変
換動作のとき定電流制御回路６０２の出力が選択
され、逆変換器動作のときは定余裕角制御回路６
０１の出力が選択される。６０８はこの選択され
た信号の大きさに応じて第２図に示す移相特性を
もつたパルスを出力するパルス移相回路である。
このパルスが増幅されて交直変換器３１を制御
し、交直変換器は所望の直流電圧を出す。この交
直変換器３１の逆変換器動作時の転流動作を第３
図と第４図を用いて説明する。第３図中１〜６は
交直変換を構成するサイリスタで、１〜６はサイ
リスタの点弧の順番も表わしている。またリアク
トルＸは前記変換用変圧器２１等のリアクタンス
を表わす。今サイリスタ１と２とが点弧している
場合を考えると交直変換器の直流側には交流電圧
のＵ相とＷ相の線間電圧が現われており、電気角
で120度の通流期間の後、次の相に動作が移り制
御角αでサイリスタ３が点弧される。このとき通
常はｖ相の電圧がｕ相よりも高いためｕ相に流れ
ていた電流はｖ相から流れ込む電流で打消され、
サイリスタ１に流れる電流が零となつたところで
サイリスタ１は切れ、サイリスタ３に電流が移る
（転流動作）。交直変換器は120゜毎にこの転流動作
をくり返して直流電圧を発生する。サイリスタ３
にパルスが印加されてからサイリスタ１が切れる
までの期間が重なり角ｕである。この転流動作は
ｕ相の電圧がｖ相の電圧より低い間に終了しなけ
ればならない。サイリスタ１が切れると交直変換
器の直流側にはｖ相とｗ相の線間電圧が現われ
る。サイリスタ１が切れてｕ相の電圧がｖ相の電
圧と等しくなる時点までの角が余裕角γと呼ばれ
る角である。以上の関係を第４図に示している。
逆変換器を安定に動作させるためにはこの余裕角
をいかなる場合においても十分に確保する必要が
ある。前記定余裕角制御回路６０１のγ設定値は
この余裕角設定値を示し、通常γ＝17゜（50Hzベー
ス）に設定されている。しかし高調波等によつて
電圧が歪むと第４図中の破線に示すように電圧の
交点が変動する（重なり角ｕも変動するがここで
は電圧の交点の変動について説明する。）ので余
裕角γ 電圧交点の変動分だけ見掛け上小さく
なり、安定な転流動作ができない場合が生じる。
このため第１図中に示すように高調波量検出回路
６０４を備え、電圧に含まれる高調波量があるレ
ベルを越えたときには切替回路６０６によつて前
もつて設定された制御角β（π―α）まで制御角
を進める操作を行う。このβの設定値は通常β＝
60゜（α＝120゜）であり、この操作が行われた場合
は上記値まで制御角が進められることになるので
変換器の無効電力が必要以上に増加したり、逆電
電力が大幅に変動したりする。問題が生じる場合
がある。一方、高調波量が検出レベル以下の場合
には操作されないので転流失敗といつた不安定動
作が生じる場合もある。
本発明の目的は上述した従来技術の不都合な点
を除き、交流電圧に波形歪が生じた場合にも送電
電力、無効電力等を大幅に変動させることなく逆
変換器の安定動作のできる制御装置を提供するに
ある。
を除き、交流電圧に波形歪が生じた場合にも送電
電力、無効電力等を大幅に変動させることなく逆
変換器の安定動作のできる制御装置を提供するに
ある。
交流電圧に含まれる高調波の含有量が小さい範
囲では第５図に示すように高調波含有量と前述の
電圧の交点の変動分（移動角）は比例するの
で、高調波の検出量に応じて余裕角設定値（γ設
定値）を大きくして逆変換器が安定に動作できる
ようにした。
囲では第５図に示すように高調波含有量と前述の
電圧の交点の変動分（移動角）は比例するの
で、高調波の検出量に応じて余裕角設定値（γ設
定値）を大きくして逆変換器が安定に動作できる
ようにした。
本発明の制御装置の一実施例を第６図に示す。
第６図は直流送電設備の一端のみを示している
が、相手端にも同じ制御装置が備わつているもの
とする。第１図と同じ番号のものは同じものを示
しているので異つた新しいものについて説する
と、６０９は前記の高調波量検出回路６０４の検
出値の大きさに応じて、余裕角を大きくするため
の補正値を出力する回路補正値作成回路である。
この回路は第５図に示した様に単に高調波の検出
量に比例した余裕角補正値を出力するもので良
く、第５図の移動角と余裕角の補正値とは１対
１に対応している。６１０はこの余裕角補正値と
前記γ設定値とを加算する加算回路で、この出力
が前記定余裕角制御回路６０１のγの設定値とな
る。この定余裕角制御回路では、交直変換器３１
を流れる電流Id（p.u値）と転流動作時に印加され
る交流電圧Ｅ（p.u値）とから余裕角が前記γの設
定値となるように次式に従つて制御角α（π―β）
が演算される。
第６図は直流送電設備の一端のみを示している
が、相手端にも同じ制御装置が備わつているもの
とする。第１図と同じ番号のものは同じものを示
しているので異つた新しいものについて説する
と、６０９は前記の高調波量検出回路６０４の検
出値の大きさに応じて、余裕角を大きくするため
の補正値を出力する回路補正値作成回路である。
この回路は第５図に示した様に単に高調波の検出
量に比例した余裕角補正値を出力するもので良
く、第５図の移動角と余裕角の補正値とは１対
１に対応している。６１０はこの余裕角補正値と
前記γ設定値とを加算する加算回路で、この出力
が前記定余裕角制御回路６０１のγの設定値とな
る。この定余裕角制御回路では、交直変換器３１
を流れる電流Id（p.u値）と転流動作時に印加され
る交流電圧Ｅ（p.u値）とから余裕角が前記γの設
定値となるように次式に従つて制御角α（π―β）
が演算される。
α＝π−β＝π−cos-1〔cosγ−ＸId／Ｅ〕
Ｘ：転流リアクタンス
従つて、交流電圧に波形歪がある場合にも波形
歪の大きさに応じて前もつて余裕角γが大きく設
定されるので逆変換器の安定運転ができ、しかも
波形歪の大きさに応じて余裕角を大きくすること
になるので従来のように変換器の必要とする無効
電力を必要以上に大きなものとしたり、むやみに
送電電力を低下させたりすることがない。また、
波形歪があつた場合に余裕角γが不足して逆変換
器が転流失敗するといつた問題は生じない。
歪の大きさに応じて前もつて余裕角γが大きく設
定されるので逆変換器の安定運転ができ、しかも
波形歪の大きさに応じて余裕角を大きくすること
になるので従来のように変換器の必要とする無効
電力を必要以上に大きなものとしたり、むやみに
送電電力を低下させたりすることがない。また、
波形歪があつた場合に余裕角γが不足して逆変換
器が転流失敗するといつた問題は生じない。
通常、高調波量検出回路６０４は１つの周波数
に同調したバンドバスフイルタや高域の周波数成
分を検出できるハイバスフイルタが使用される
が、交流系統によつては現われる高調波の次数が
決つている場合もある。この場合には第７図に示
すように、特定の高調波に同調したバンドバスフ
イルタ６０４，６０４′…を高調波量検出回路と
して高調波毎に設け、検出値毎に余裕角補正値作
成回路６０９，６０９′…を設けてこの補正値を
前記加算回路６１０に導くこともでき、従来のハ
イバスフイルタで構成する場合に比べて、きめの
細かい余裕角制御が行える。
に同調したバンドバスフイルタや高域の周波数成
分を検出できるハイバスフイルタが使用される
が、交流系統によつては現われる高調波の次数が
決つている場合もある。この場合には第７図に示
すように、特定の高調波に同調したバンドバスフ
イルタ６０４，６０４′…を高調波量検出回路と
して高調波毎に設け、検出値毎に余裕角補正値作
成回路６０９，６０９′…を設けてこの補正値を
前記加算回路６１０に導くこともでき、従来のハ
イバスフイルタで構成する場合に比べて、きめの
細かい余裕角制御が行える。
第８図にさらに本発明の制御装置によるもう１
つの実施例を示す。前図と同じ番号のものは同じ
ものを示しているので異つたものについて説明す
ると、６１１は前記高調波量検出回路６０４の検
出値に応じて制御角βの補正値を出力する制御角
補正値作成回路で、この回路も第５図に示した高
調波量に比例して制御角βの補正値を出力する特
性のもので良い。６１２は加算回路で前述の定余
裕角制御回路６０１の出力にこの補正値を加算す
る。この回路によつても交流電圧に波形歪がある
ときに制御角βが進められ、余裕角が見掛け上、
大きくなることになるので前述同様に逆変換器の
安定運転が行える。
つの実施例を示す。前図と同じ番号のものは同じ
ものを示しているので異つたものについて説明す
ると、６１１は前記高調波量検出回路６０４の検
出値に応じて制御角βの補正値を出力する制御角
補正値作成回路で、この回路も第５図に示した高
調波量に比例して制御角βの補正値を出力する特
性のもので良い。６１２は加算回路で前述の定余
裕角制御回路６０１の出力にこの補正値を加算す
る。この回路によつても交流電圧に波形歪がある
ときに制御角βが進められ、余裕角が見掛け上、
大きくなることになるので前述同様に逆変換器の
安定運転が行える。
第９図にさらにもう１つ他の実施例を示す。こ
の場合は第８図とは制御角βの補正値の加算点が
異なつており、前述最小電圧選択回路６０７の出
力部で加算されている。６１３はこのための加算
回路である。この回路によれば最小電圧選択回路
６０７の後で制御角βが波形歪の大きさに応じて
補正されることになるので、逆変換器が定電流制
御動作（逆変換動作時において定電流制御回路６
０２が最小選択回路６０７で選択）時にも動作で
きるといつた特徴がある。効果は前述と同様であ
ることは明らかである。
の場合は第８図とは制御角βの補正値の加算点が
異なつており、前述最小電圧選択回路６０７の出
力部で加算されている。６１３はこのための加算
回路である。この回路によれば最小電圧選択回路
６０７の後で制御角βが波形歪の大きさに応じて
補正されることになるので、逆変換器が定電流制
御動作（逆変換動作時において定電流制御回路６
０２が最小選択回路６０７で選択）時にも動作で
きるといつた特徴がある。効果は前述と同様であ
ることは明らかである。
第１図は本発明の対象の１つの直流送電設備、
第２図はパルス移相回路の移相特性、第３図は逆
変換器の転流動作説明図、第４図は制御角と余裕
角説明図、第５図は高調波含有量と零点移相の関
係であり、第６〜９図は本発明の一実施例を示す
制御装置のブロツク図である。 １１，１２…交流系統、２１，２２…変換用変
圧器、３１，３２…交直変換器、４１，４２…直
流リアクトル、５１，５２…直流送電線、６０…
運転指令装置、６１，６２…制御装置、６０１…
定余裕角制御回路、６０２…定電流制御回路、６
０３…変圧器、６０４…高調波量検出回路、６０
５…スイツチ駆動回路、６０６…切替回路、６０
７…最小値選択回路、６０８…パルス移相回路、
６０９…余裕角補正値作成回路、６１０，６１
２，６１３…加算回路、６１１…制御電圧補正値
作成回路。
第２図はパルス移相回路の移相特性、第３図は逆
変換器の転流動作説明図、第４図は制御角と余裕
角説明図、第５図は高調波含有量と零点移相の関
係であり、第６〜９図は本発明の一実施例を示す
制御装置のブロツク図である。 １１，１２…交流系統、２１，２２…変換用変
圧器、３１，３２…交直変換器、４１，４２…直
流リアクトル、５１，５２…直流送電線、６０…
運転指令装置、６１，６２…制御装置、６０１…
定余裕角制御回路、６０２…定電流制御回路、６
０３…変圧器、６０４…高調波量検出回路、６０
５…スイツチ駆動回路、６０６…切替回路、６０
７…最小値選択回路、６０８…パルス移相回路、
６０９…余裕角補正値作成回路、６１０，６１
２，６１３…加算回路、６１１…制御電圧補正値
作成回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流送電等の直流を交流に変換する逆変換器
の制御装置において、前記逆変換器の接続された
交流系統の電圧に含まれる高調波を検出する検出
器と、前記逆変換器の余裕角を制御する定余裕角
制御回路と、前記検出器の検出した高調波の大き
さに比例して余裕角設定値を大きくするように補
正する余裕角補正回路を設け、前記余裕角補正回
路の出力に応じて前記定余裕角制御回路が余裕角
を決定することを特徴とする直流送電等の逆変換
器の制御装置。 ２ 直流送電等の直流を交流に変換する逆変換器
の制御装置において、前記逆変換器の接続された
交流系統の電圧に含まれる高調波を検出する検出
器と、前記検出器の検出した高調波の大きさに比
例して前記逆変換器の制御角βを進めるように補
正する制御角補正回路とを設けたことを特徴とす
る直流送電等の逆変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58137719A JPS6032527A (ja) | 1983-07-29 | 1983-07-29 | 直流送電等の逆変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58137719A JPS6032527A (ja) | 1983-07-29 | 1983-07-29 | 直流送電等の逆変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6032527A JPS6032527A (ja) | 1985-02-19 |
| JPH0568174B2 true JPH0568174B2 (ja) | 1993-09-28 |
Family
ID=15205222
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58137719A Granted JPS6032527A (ja) | 1983-07-29 | 1983-07-29 | 直流送電等の逆変換器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6032527A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4775924A (en) * | 1987-02-27 | 1988-10-04 | Asea Power Systems, Inc. | Inverter commutation failure prevention method and apparatus |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5534820A (en) * | 1978-08-31 | 1980-03-11 | Tokyo Shibaura Electric Co | High voltage dc transmission control system |
| JPS5833929A (ja) * | 1981-08-24 | 1983-02-28 | 財団法人電力中央研究所 | 電圧型自励インバ−タを用いる直流送電システムの制御方法 |
-
1983
- 1983-07-29 JP JP58137719A patent/JPS6032527A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5534820A (en) * | 1978-08-31 | 1980-03-11 | Tokyo Shibaura Electric Co | High voltage dc transmission control system |
| JPS5833929A (ja) * | 1981-08-24 | 1983-02-28 | 財団法人電力中央研究所 | 電圧型自励インバ−タを用いる直流送電システムの制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6032527A (ja) | 1985-02-19 |
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| JPS6137864B2 (ja) | ||
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