JPS5831622A - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路Info
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- JPS5831622A JPS5831622A JP13045181A JP13045181A JPS5831622A JP S5831622 A JPS5831622 A JP S5831622A JP 13045181 A JP13045181 A JP 13045181A JP 13045181 A JP13045181 A JP 13045181A JP S5831622 A JPS5831622 A JP S5831622A
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- frequency
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- resonant circuit
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
- H03H7/1766—Parallel LC in series path
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/075—Ladder networks, e.g. electric wave filters
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
- H03H7/1775—Parallel LC in shunt or branch path
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- H—ELECTRICITY
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- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
- H03H7/1791—Combined LC in shunt or branch path
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はテレビのチャンネルコンバータ１１１路等に
適用される周波数変換回路に関するものであ′る。
適用される周波数変換回路に関するものであ′る。
第１図に従来のミクサ回路を示し、第２図にチャンネル
コンバータ回路を示している。まず第１図において端子
Ａよｊ）ＲＦ（高周波）信号を入力し、端子ｎｚ５ｏ−
カル信号が入力される。グロ噌りｖｌはＲＦ倍信号同調
゛し九帯域フィルタであシ、コイルＬ工、容量Ｃ８で共
振回路を構成している。一方端千Ｂより人力したローカ
ル信号はａ−カル周波数に共振するコイルＬ２ｅ春量Ｃ
６の共振回路を一つグｃＩ−Ｉりｖ２の帯域フィルタを
通過する。これらのグａ−ｙりＶ工、ｖ、の容量Ｃ工ｅ
Ｃ２＊ Ｃ４ｅ Ｃ５社結合奏量であり、前記２信号
は、ブロックＶ工ｅ Ｖ２の出力にて結合されブロック
ｖ３のミクサ回路に供給される。グロックｖ３において
、Ｑ□はミクサトランジスであり、低動１ ｅ Ｒ２Ｋ
よりベースにバイアスを卑見、エミッタ電ＩＩＬｔ制御
してトランジスタＱ□のコレクタにＲＦ倍信号ローカル
信号の周波数の差でコイルＬ３と容１１Ｃ８に共振した
共振回路により変換出力を容量Ｃ１ｏ′を通して端子Ｃ
に得るようにしている。なおＲ３−Ｒ５は抵抗、Ｃ７は
コンデンサ容量である。この回路の手法はイメージリカ
バリー法と呼ばれ、変換利得を上げる手段として従来Ｉ
ぐ用いられるものである。
コンバータ回路を示している。まず第１図において端子
Ａよｊ）ＲＦ（高周波）信号を入力し、端子ｎｚ５ｏ−
カル信号が入力される。グロ噌りｖｌはＲＦ倍信号同調
゛し九帯域フィルタであシ、コイルＬ工、容量Ｃ８で共
振回路を構成している。一方端千Ｂより人力したローカ
ル信号はａ−カル周波数に共振するコイルＬ２ｅ春量Ｃ
６の共振回路を一つグｃＩ−Ｉりｖ２の帯域フィルタを
通過する。これらのグａ−ｙりＶ工、ｖ、の容量Ｃ工ｅ
Ｃ２＊ Ｃ４ｅ Ｃ５社結合奏量であり、前記２信号
は、ブロックＶ工ｅ Ｖ２の出力にて結合されブロック
ｖ３のミクサ回路に供給される。グロックｖ３において
、Ｑ□はミクサトランジスであり、低動１ ｅ Ｒ２Ｋ
よりベースにバイアスを卑見、エミッタ電ＩＩＬｔ制御
してトランジスタＱ□のコレクタにＲＦ倍信号ローカル
信号の周波数の差でコイルＬ３と容１１Ｃ８に共振した
共振回路により変換出力を容量Ｃ１ｏ′を通して端子Ｃ
に得るようにしている。なおＲ３−Ｒ５は抵抗、Ｃ７は
コンデンサ容量である。この回路の手法はイメージリカ
バリー法と呼ばれ、変換利得を上げる手段として従来Ｉ
ぐ用いられるものである。
ところで、端子Ｂにはローカル信号の基本波とともに２
次高調波が人力され、その２倍波は、端子Ａから入力さ
れる他の妨害がある場合や、ＲＦ倍信号ローカル信号の
２倍波との間でスプリアス妨害を発生させることになる
。このような整置は、つぎに示すような周波数２重変換
方式のチャンネルコンバータ等においては特に問題とな
る。
次高調波が人力され、その２倍波は、端子Ａから入力さ
れる他の妨害がある場合や、ＲＦ倍信号ローカル信号の
２倍波との間でスプリアス妨害を発生させることになる
。このような整置は、つぎに示すような周波数２重変換
方式のチャンネルコンバータ等においては特に問題とな
る。
また、第２図に承すチャンネルコンバータにおいては、
端子人工り入力信号を得、これを信号のある帯域を通過
させるブロック１の広帯域フィルタを通したのちに、グ
ロック２のミクサ回路にてプＯｑり３のローカル発振器
Ｏ５Ｃよりの出力信号と掛算し、信号周波数を受信周波
数の最低周波数よりも上で、ＴＶ（テレビ）周波数内で
も使用されていない帯域、あるいは１７周波数よりも上
の中間局ｔＩＬ数（ＩＦ）に一旦変換し、そのＩＦ（中
間））［数のＩ ＣＨ（チャンネル）分のみを通すグロ
ック４のＩＦフィルタ七通した後（、ブロック５のＩＦ
−ＡＭＰＣ増幅器）を通し、あるいはＩＦフィルタとＩ
Ｐ−ＡＭＰを多段構成にしてそれぞれを交互に縦続接続
するようにする。ブｏ−ｙり５の出力をグロック６の１
２のミクサ回路にて、前記ＩＦ周波数よりも変換するテ
レビＣＨの周波数だけ上にある固定発振器Ｏ８Ｃ７＠出
力と掛算し、端子りより変換されたチャンネル周波数と
して信号をとりだすしくみになっている。
端子人工り入力信号を得、これを信号のある帯域を通過
させるブロック１の広帯域フィルタを通したのちに、グ
ロック２のミクサ回路にてプＯｑり３のローカル発振器
Ｏ５Ｃよりの出力信号と掛算し、信号周波数を受信周波
数の最低周波数よりも上で、ＴＶ（テレビ）周波数内で
も使用されていない帯域、あるいは１７周波数よりも上
の中間局ｔＩＬ数（ＩＦ）に一旦変換し、そのＩＦ（中
間））［数のＩ ＣＨ（チャンネル）分のみを通すグロ
ック４のＩＦフィルタ七通した後（、ブロック５のＩＦ
−ＡＭＰＣ増幅器）を通し、あるいはＩＦフィルタとＩ
Ｐ−ＡＭＰを多段構成にしてそれぞれを交互に縦続接続
するようにする。ブｏ−ｙり５の出力をグロック６の１
２のミクサ回路にて、前記ＩＦ周波数よりも変換するテ
レビＣＨの周波数だけ上にある固定発振器Ｏ８Ｃ７＠出
力と掛算し、端子りより変換されたチャンネル周波数と
して信号をとりだすしくみになっている。
ところで、希望映倫周波数をｆ ・・・（１）ｓ
ローカル周波数をｆｚ−””（２）
Ｉ Ｆ ｊ［ａ［ａｔ ｆｉ−”’（３）固定発振器周
波数１ ｆｘ、 ・・・０）出力変換周波
数ｔ ｆｏｅ 川ω）とすれば、 ２ｆｔ−２ｆｘ＝ １０・（６） ２ｆｘ−ｚｆｔ＝ｆｏ ・
・・（７）ｆｔ−ｆＸ＝ ｆｏ
・・・（８）となるスプリアス妨害が特定のチャ
ンネルで生ずる。
波数１ ｆｘ、 ・・・０）出力変換周波
数ｔ ｆｏｅ 川ω）とすれば、 ２ｆｔ−２ｆｘ＝ １０・（６） ２ｆｘ−ｚｆｔ＝ｆｏ ・
・・（７）ｆｔ−ｆＸ＝ ｆｏ
・・・（８）となるスプリアス妨害が特定のチャ
ンネルで生ずる。
その特定のチャンネルは、（６）・式の場合、（ｚ＝
匂十ｆ□ ・・・（
９）ｆｘ＝ ｆ□＋ ｆｏ ・
・・（１０）を代入すれば、 −３−ｔ ４−２ 。 °°°０
”ゝ（７）式の場合、（９） 、 （１０）式を代入す
れば、ｆ−香ｆ ・・・（１２）ｄ
。
匂十ｆ□ ・・・（
９）ｆｘ＝ ｆ□＋ ｆｏ ・
・・（１０）を代入すれば、 −３−ｔ ４−２ 。 °°°０
”ゝ（７）式の場合、（９） 、 （１０）式を代入す
れば、ｆ−香ｆ ・・・（１２）ｄ
。
（８）式の場合、（９） 、 （１０）式を代入すれば
、ｆ、 ＝＝ ２ｆ０ ・
・・（１３）となる特定チャンネルのみに生ずることに
なる。
、ｆ、 ＝＝ ２ｆ０ ・
・・（１３）となる特定チャンネルのみに生ずることに
なる。
これら３つの妨害はＩＦフィルタの帯域外抑制能力が大
きければ問題ないが、たとえば、ｆｔのレベルｔｌＯａ
Ｂｍとし、ｆｘのレベｋ ｆ Ｏａｒｍとし、ｆ６ルヘ
ルを一３５ｄＢｍとして、このときのプロ雫り２のミク
サ回路の１次、２次のローカル抑制能カｔ−３０ｄＢと
すれば、Ｄ／ｕ ＝ ＋ １０ ｄＢ トｌｋ ；ｂ。
きければ問題ないが、たとえば、ｆｔのレベルｔｌＯａ
Ｂｍとし、ｆｘのレベｋ ｆ Ｏａｒｍとし、ｆ６ルヘ
ルを一３５ｄＢｍとして、このときのプロ雫り２のミク
サ回路の１次、２次のローカル抑制能カｔ−３０ｄＢと
すれば、Ｄ／ｕ ＝ ＋ １０ ｄＢ トｌｋ ；ｂ。
さらにＩＦフィルタ４の帯域外排除能は特に固体フィル
タを用いたとき問題で、これｔ−５０ｄＢとすれば、Ｄ
／ｕ ＝ −４０６Ｂ となる。さらに固定発振器７の
２次抑圧比がｌ０ＩＢとすれば ［）／ｕ ＝ −５０ｄＢとなる。一方、ｐ／ｕ検知限
は−５５〜−６０＋ＩＢであるから、この妨害はテレビ
画面上に検知されてしまうという欠点がある。
タを用いたとき問題で、これｔ−５０ｄＢとすれば、Ｄ
／ｕ ＝ −４０６Ｂ となる。さらに固定発振器７の
２次抑圧比がｌ０ＩＢとすれば ［）／ｕ ＝ −５０ｄＢとなる。一方、ｐ／ｕ検知限
は−５５〜−６０＋ＩＢであるから、この妨害はテレビ
画面上に検知されてしまうという欠点がある。
そこで、このような特定チャンネルにて発生するスプリ
アス妨害を除去することができる提案例を第３図ないし
第５図に示す。すなわち、第３図において、ブロック１
〜７は第２図と同機能をはたすものであるので説明は省
略する。ブロック、８はローカル発振器３の２次高、調
波を除去するものであり、これは第４図に示すローパス
フィルタと、第５図にホｊ−Ｊラップ回路のいずれか一
方または両方が用いられるものである。この場合、第４
図のローパスフィルタについては（ｇＪ式および（η式
に示す２倍ｔｌＬｔ−減衰できるようにインダクタンス
Ｌ工〜Ｌｎおよび容量Ｃ工〜Ｃｎの値を選ぶ、また第５
因のトラップ回路についてはインダクタンスＬ□ｅ容量
ｃｏにより、（６） 、 （７）式に和尚する周波数の
みに中心周波数を設定するようにする。このようにして
２ｆｔの成分を減衰させ、−３０〜−４０１Ｂに減衰さ
せれば、ｆｏでの晒は、前述の例で＃′１−８０（ＩＢ
になり検知限以下になる。またブロック９．１０は（６
）、（７）式の２ｆｔ１−除去するとともに、（８）式
のｆｔｔも減衰させる必要がある。特にブロック４のＩ
Ｆフ ・イルタが弾性表面波フィルタを用い次場合には
帯域外減衰度はうまく設定しても−５０ｄＢ以上を得る
のは難しい。このため、第４図のローパスフィルタある
いは第５図のトラップ回路を用いる必要が生じてくるの
である。特に、弾性表面波フィルタでは、通過ロスを−
１０（ＩＢ以下にするのは―しく、ブロック９．１０の
ローパスフィルタあるいはトラップ回路のロスが大きく
なると、システムのトータルＮＦｔ−劣化させるため、
この場合には ・減衰度を大きくとることは難しい。そ
こで、システムのトータルＮＦには影響の少ないＩＰ増
幅器５の後にブロック１１として、（６） 、（７）式
の２ｆｔ。
アス妨害を除去することができる提案例を第３図ないし
第５図に示す。すなわち、第３図において、ブロック１
〜７は第２図と同機能をはたすものであるので説明は省
略する。ブロック、８はローカル発振器３の２次高、調
波を除去するものであり、これは第４図に示すローパス
フィルタと、第５図にホｊ−Ｊラップ回路のいずれか一
方または両方が用いられるものである。この場合、第４
図のローパスフィルタについては（ｇＪ式および（η式
に示す２倍ｔｌＬｔ−減衰できるようにインダクタンス
Ｌ工〜Ｌｎおよび容量Ｃ工〜Ｃｎの値を選ぶ、また第５
因のトラップ回路についてはインダクタンスＬ□ｅ容量
ｃｏにより、（６） 、 （７）式に和尚する周波数の
みに中心周波数を設定するようにする。このようにして
２ｆｔの成分を減衰させ、−３０〜−４０１Ｂに減衰さ
せれば、ｆｏでの晒は、前述の例で＃′１−８０（ＩＢ
になり検知限以下になる。またブロック９．１０は（６
）、（７）式の２ｆｔ１−除去するとともに、（８）式
のｆｔｔも減衰させる必要がある。特にブロック４のＩ
Ｆフ ・イルタが弾性表面波フィルタを用い次場合には
帯域外減衰度はうまく設定しても−５０ｄＢ以上を得る
のは難しい。このため、第４図のローパスフィルタある
いは第５図のトラップ回路を用いる必要が生じてくるの
である。特に、弾性表面波フィルタでは、通過ロスを−
１０（ＩＢ以下にするのは―しく、ブロック９．１０の
ローパスフィルタあるいはトラップ回路のロスが大きく
なると、システムのトータルＮＦｔ−劣化させるため、
この場合には ・減衰度を大きくとることは難しい。そ
こで、システムのトータルＮＦには影響の少ないＩＰ増
幅器５の後にブロック１１として、（６） 、（７）式
の２ｆｔ。
ω）式のｆｔ’ｌ 減ＩＩさせるローパスフィルタおヨ
ヒトラップ回路を挿入し、これによって減衰度を十分と
るようにすると、たとえ通過ロスが大きくなっでもＩＦ
増幅器５により補償されているので問題はない。さらに
ブロック１２は固定発振器Ｏ５Ｃの２倍波を抑えるもの
で、第４図および第５図のフィルタを挿入することによ
り、２ｆ８の成分を減衰させることができる。このよ゛
うにして得られた信号ｆを端子りより得ることができる
。
ヒトラップ回路を挿入し、これによって減衰度を十分と
るようにすると、たとえ通過ロスが大きくなっでもＩＦ
増幅器５により補償されているので問題はない。さらに
ブロック１２は固定発振器Ｏ５Ｃの２倍波を抑えるもの
で、第４図および第５図のフィルタを挿入することによ
り、２ｆ８の成分を減衰させることができる。このよ゛
うにして得られた信号ｆを端子りより得ることができる
。
なお、第４図および第５図のフィルタは、中間周波数ｆ
１を高く選ぶことができれば、パターンにより小型な固
定フィルタを構成することができる。
１を高く選ぶことができれば、パターンにより小型な固
定フィルタを構成することができる。
ｔた（６） 、 （７）式については、第３図のブロッ
ク８〜１２の中の少なくとも１’：）ｔ−用いれば効果
がある。
ク８〜１２の中の少なくとも１’：）ｔ−用いれば効果
がある。
（至））式についてはプＯｖり９〜１１のみに効果があ
り、その中の少なくとも１つを用いれば効果がある。ま
た第３図においてＩＦフィルタ４として弾性表面波フィ
ルタを用いる場合には、（松〜（８）式中の２ｆｔ、
ｆｚｔ−除去する機能を、弾性表面波のパターン設計時
にトラップ回路を設けるように設計することが可能であ
る。ところが、これらのフィルタ回路は、複線ないしカ
スト高になるという欠点があった・ したがって、この発明の目的は、簡単かつ安価にローカ
ル信号の高調波その他の妨害信号を阻止でき、チャンネ
ルコンバータ回路に適用した場合にハ特定チャンネルの
スプリアス妨害を除去することができる周波数変換回路
ｔ−提供することであるＯ 第１の発明の一突施例のフィルタ回路を第６図および第
７図に示す。すなわち、このフィルタ回路は、第１図の
ブロックＶｌ 、ｖ２の各結合容量ＣｚａらあるいはＣ
４ｅ Ｃ５にコイルＬ工０．Ｌ２□を並列接続して、コ
イルＬ工０．容量Ｃ工およびコイルＬ２□、容量Ｃｉの
第１および第２の並列共振回路を形成したものであり、
その共振周波数をコイルＬ３．容量Ｃ３の第３の並列共
振１田絡の共振周波数よりも高く選択するようにしてい
る。この場合、第３の並列共振回路は通過帯斌に対しそ
共振し、第１および第′２の並列共振回路はｔとえは第
１図の１０ツクｖ２に適用する場合、ローカル発振周波
数の２倍以上の高調波のいずれかに共振させるようにす
る。
り、その中の少なくとも１つを用いれば効果がある。ま
た第３図においてＩＦフィルタ４として弾性表面波フィ
ルタを用いる場合には、（松〜（８）式中の２ｆｔ、
ｆｚｔ−除去する機能を、弾性表面波のパターン設計時
にトラップ回路を設けるように設計することが可能であ
る。ところが、これらのフィルタ回路は、複線ないしカ
スト高になるという欠点があった・ したがって、この発明の目的は、簡単かつ安価にローカ
ル信号の高調波その他の妨害信号を阻止でき、チャンネ
ルコンバータ回路に適用した場合にハ特定チャンネルの
スプリアス妨害を除去することができる周波数変換回路
ｔ−提供することであるＯ 第１の発明の一突施例のフィルタ回路を第６図および第
７図に示す。すなわち、このフィルタ回路は、第１図の
ブロックＶｌ 、ｖ２の各結合容量ＣｚａらあるいはＣ
４ｅ Ｃ５にコイルＬ工０．Ｌ２□を並列接続して、コ
イルＬ工０．容量Ｃ工およびコイルＬ２□、容量Ｃｉの
第１および第２の並列共振回路を形成したものであり、
その共振周波数をコイルＬ３．容量Ｃ３の第３の並列共
振１田絡の共振周波数よりも高く選択するようにしてい
る。この場合、第３の並列共振回路は通過帯斌に対しそ
共振し、第１および第′２の並列共振回路はｔとえは第
１図の１０ツクｖ２に適用する場合、ローカル発振周波
数の２倍以上の高調波のいずれかに共振させるようにす
る。
並列共１回路のインピーダンス特性は、１ｊωＬ
ｊｘ＝青。５．。＝心口酉？ｒｌ’ｒ ”””′とな
９、Ｃ４）式を第７図に示すと共振点ω。では、リアク
タンス成分の絶対値は最大であるがそれよりωが小さく
なればＬ成分のＬの値が小さくなる。
９、Ｃ４）式を第７図に示すと共振点ω。では、リアク
タンス成分の絶対値は最大であるがそれよりωが小さく
なればＬ成分のＬの値が小さくなる。
このため、第６図において第１の並列共振回路（Ｌ工１
ｓＣエユ）、第２の並列共振回路（Ｌ２□、Ｃ２）のω
Ｑ ｔ−（６） 、 （７）式の２ｆｔ、 ２ｆｘに選
べば、これらは阻止できるが、ｆｔ＃ｆｘに対しては従
来通りの通過特性を示し、この回路により、トラダグ回
路とタンク回路ｔ−同時に構成することもできる。また
第１訃よび＠２の並列共振回路の共振点をたとえば２ｆ
ｔ、 ｓｆｔのようにそれぞれ異なった高周波とすルト
ラップ回路管も構成することもできる。
ｓＣエユ）、第２の並列共振回路（Ｌ２□、Ｃ２）のω
Ｑ ｔ−（６） 、 （７）式の２ｆｔ、 ２ｆｘに選
べば、これらは阻止できるが、ｆｔ＃ｆｘに対しては従
来通りの通過特性を示し、この回路により、トラダグ回
路とタンク回路ｔ−同時に構成することもできる。また
第１訃よび＠２の並列共振回路の共振点をたとえば２ｆ
ｔ、 ｓｆｔのようにそれぞれ異なった高周波とすルト
ラップ回路管も構成することもできる。
こうしてこの回路を用いるとミクサ回路まわりを簡易化
でき、コスト安になる。
でき、コスト安になる。
第２の発明の一実施例のフィルタ回路を第８［Ｎおよび
第９図に示す。すなわち、このフィルタ回路は、第ｉ
ｍ Ｆ） フＯＷ りＶｌ −Ｖ２ ノ容量Ｃ３−Ｃｅ
Ｋ １１列にＣ２２を挿入するか、あるいはコイルＬ工
ｔＬ２に直列に容量Ｃ３，ｔ−挿入した４のである。そ
の場合、Ｃ２２”３２の直列共Ｔｉ回路の共振周波数を
Ｌ工、。
第９図に示す。すなわち、このフィルタ回路は、第ｉ
ｍ Ｆ） フＯＷ りＶｌ −Ｖ２ ノ容量Ｃ３−Ｃｅ
Ｋ １１列にＣ２２を挿入するか、あるいはコイルＬ工
ｔＬ２に直列に容量Ｃ３，ｔ−挿入した４のである。そ
の場合、Ｃ２２”３２の直列共Ｔｉ回路の共振周波数を
Ｌ工、。
Ｃ２２”３２の並列共振回路の共振周波数よりも高くな
るようにする。
るようにする。
直列共振回路は
３ ｘ＝ ｊａ＋［、＋−，−Ｌ−＝ ｊ＜ωＬ−一）
３ ｍ（：、 ｅｕｃ ・・・（１５
）であるから第９図のようなインピーダンス特性となる
。したがって直列共振回路（Ｃ３２ｅ Ｃ２２）の共振
点ω。を（６） 、 （７）式のｚｆｔ、 ２ｆ に
とれば、ｆｔ−ＯｆＸに対しては容量性となる。そこで
この容量成分と、コイルＬ工、とでｔ、、 ｆｘに対す
る並列共振回路を構成すればｆ、ｔ、 ｆｘに対する帯
域特性と、 ｚｆｔ−２ｆｘに対する阻止特性とを同時
に得ることができることとなる。
３ ｍ（：、 ｅｕｃ ・・・（１５
）であるから第９図のようなインピーダンス特性となる
。したがって直列共振回路（Ｃ３２ｅ Ｃ２２）の共振
点ω。を（６） 、 （７）式のｚｆｔ、 ２ｆ に
とれば、ｆｔ−ＯｆＸに対しては容量性となる。そこで
この容量成分と、コイルＬ工、とでｔ、、 ｆｘに対す
る並列共振回路を構成すればｆ、ｔ、 ｆｘに対する帯
域特性と、 ｚｆｔ−２ｆｘに対する阻止特性とを同時
に得ることができることとなる。
なお第１０図のようにＣ２２＃ Ｃ３２の直列共振回路
に容量Ｃ’３ｇを並列接続する構成は％ Ｃ２２１Ｃ３
２が２ｆ、 、 ２ｆＸで共振すると、ｆｔ、ｆ工では
容量性となり、容量０３２とでタンク回路を構成するこ
とができないので不適である。
に容量Ｃ’３ｇを並列接続する構成は％ Ｃ２２１Ｃ３
２が２ｆ、 、 ２ｆＸで共振すると、ｆｔ、ｆ工では
容量性となり、容量０３２とでタンク回路を構成するこ
とができないので不適である。
第３の発明の一実施例のフィルタ回路を第１１図に示す
。すなわち、このフィルタ回路は、コイルＬユ５．容量
Ｃ工。の第１の並列共振回路と、コイルＬ２５．容量Ｃ
２３の第２の並列共振回路とを直列接続し、その接続点
とアース間にコイルＬ、３．容量Ｃ３３の直列共振回路
とコイールＬ５３とを並列接続し、コイルＬ４３ ｅ
Ｃ５３ｅ容量Ｃ３５により第３の並列共振回路を構成し
、第１および第２の並列共振回路ならびに直列共振回路
の共振周波数を第３の並列共振回路の共振周波数よりも
高く選択したものであり、第１および第２の発明の実施
例の双方の効果を同時にもたせたものである。その場合
、（Ｃ１３＠Ｃ１３） ｓ （Ｃ２３＊ Ｃ２３） −
（Ｃ３３＊ Ｃ４２５）の共振点の少なくとも１’）を
（６） 、 （７）式の２ｆｔ・２ｆ工あるいは３ｆｔ
、 ３ｆＸ以上の高調波に共振させることによりｓ ｆ
Ｚ ＃ ｆｘＫ対する帯域通過特性と高周波成分に関す
る４５１１回路とを同時に構成することができる。
。すなわち、このフィルタ回路は、コイルＬユ５．容量
Ｃ工。の第１の並列共振回路と、コイルＬ２５．容量Ｃ
２３の第２の並列共振回路とを直列接続し、その接続点
とアース間にコイルＬ、３．容量Ｃ３３の直列共振回路
とコイールＬ５３とを並列接続し、コイルＬ４３ ｅ
Ｃ５３ｅ容量Ｃ３５により第３の並列共振回路を構成し
、第１および第２の並列共振回路ならびに直列共振回路
の共振周波数を第３の並列共振回路の共振周波数よりも
高く選択したものであり、第１および第２の発明の実施
例の双方の効果を同時にもたせたものである。その場合
、（Ｃ１３＠Ｃ１３） ｓ （Ｃ２３＊ Ｃ２３） −
（Ｃ３３＊ Ｃ４２５）の共振点の少なくとも１’）を
（６） 、 （７）式の２ｆｔ・２ｆ工あるいは３ｆｔ
、 ３ｆＸ以上の高調波に共振させることによりｓ ｆ
Ｚ ＃ ｆｘＫ対する帯域通過特性と高周波成分に関す
る４５１１回路とを同時に構成することができる。
なお、ξれらのり、Ｃ素子はパターンによりその特性を
も九せてもよい。
も九せてもよい。
前記第１ないし第３の発明・の実施例をチャンネル、コ
ンバータに適用する場合、第３図のブロック８〜１２に
適用できることはいうまでもない。、また前記（８）式
のｆｔの妨害に関しては、第３図のプロ叩り９〜１１に
おいて第１ないし第３の発明の実施例で与えたトラップ
回路の共振点の少なくとも１つ６ｆｔとすることにより
阻止することができる。
ンバータに適用する場合、第３図のブロック８〜１２に
適用できることはいうまでもない。、また前記（８）式
のｆｔの妨害に関しては、第３図のプロ叩り９〜１１に
おいて第１ないし第３の発明の実施例で与えたトラップ
回路の共振点の少なくとも１つ６ｆｔとすることにより
阻止することができる。
なお、これらの発明はトランジスタミキサのみを限定す
るものではなく、シングルダイオードミキサ、バランス
ダイオードミキサ、ダブルバランスダイオードミキサに
も適用できることはいうまでもない。またこれらの回路
は中間周波数の帯域フィルタと妨害信号の阻止トラ噌デ
（主にローカルの高周波）を除去する一体化フィルタと
しても用いることができる。
るものではなく、シングルダイオードミキサ、バランス
ダイオードミキサ、ダブルバランスダイオードミキサに
も適用できることはいうまでもない。またこれらの回路
は中間周波数の帯域フィルタと妨害信号の阻止トラ噌デ
（主にローカルの高周波）を除去する一体化フィルタと
しても用いることができる。
以上のように、この発明の周波数変換回路によれば、従
来ミクサ回路に加っていたローカル信号の高調波あるい
は他の妨害信号を阻止する回路を簡単かつ安価に構成で
きるとともに、チャンネルコンバータ回路に用いた場合
には、特定チャンネルに生じていたスプリアス妨害を除
去でき、品質のよい信号を得ることができるという効果
がある。
来ミクサ回路に加っていたローカル信号の高調波あるい
は他の妨害信号を阻止する回路を簡単かつ安価に構成で
きるとともに、チャンネルコンバータ回路に用いた場合
には、特定チャンネルに生じていたスプリアス妨害を除
去でき、品質のよい信号を得ることができるという効果
がある。
第１図は従来のミクサ回路図、第２図は従来のチャンネ
ルコンバータのブロック図、第３図ｔｉ提案例のチャン
ネルコンバータのブロック図、第４図ハローバスフィル
タ回路図、第５図はトラップ回路図、第６図は第１の発
明の一実施例のフィルタ回路図、第７図はその並列共振
回路のインピーダンス特性図、第８図は第２の発明の一
実施例のフィルタ回路図、第９図はその直列共振回路の
インピーダンス特性図、第１０図はフィルタ回路例の回
路図、第１１図は第３の発明の一実施例のフィルタ回路
図である。 Ｌ３ｅ Ｌｌｌ ｅ Ｌ２１ ｌＬ１２ ｅ Ｌ２２
ｍ Ｌ１３ ＃ Ｌ２３ ＊ Ｌ３３−Ｌ４３・・・コ
イル、Ｃ工ｅ Ｃ２ｅ Ｃ３＃ Ｃ３２ｅ Ｃ工３ ｔ
Ｃ２３’Ｃ３３・・・容量 第１図
ルコンバータのブロック図、第３図ｔｉ提案例のチャン
ネルコンバータのブロック図、第４図ハローバスフィル
タ回路図、第５図はトラップ回路図、第６図は第１の発
明の一実施例のフィルタ回路図、第７図はその並列共振
回路のインピーダンス特性図、第８図は第２の発明の一
実施例のフィルタ回路図、第９図はその直列共振回路の
インピーダンス特性図、第１０図はフィルタ回路例の回
路図、第１１図は第３の発明の一実施例のフィルタ回路
図である。 Ｌ３ｅ Ｌｌｌ ｅ Ｌ２１ ｌＬ１２ ｅ Ｌ２２
ｍ Ｌ１３ ＃ Ｌ２３ ＊ Ｌ３３−Ｌ４３・・・コ
イル、Ｃ工ｅ Ｃ２ｅ Ｃ３＃ Ｃ３２ｅ Ｃ工３ ｔ
Ｃ２３’Ｃ３３・・・容量 第１図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （２） 第１のコイルと第１の容量からなる第１の並
列共振回路と、第２のコイルと第２の容量からなり前記
第１の並列共振回路に直列接続された第２の並列共振回
路と、前記第１および第２の並列共振回路の接続点とア
ース間に接続されるとともに第１および第２の並列共振
回路の共振周波数より低くなるように共振周波数が選択
された１ｓ３のコイルおよび第３の容量よりなる第３の
並列共振回路とを有するフィルタ回路を備えた周波数変
換回路。 （ｊ 前、配路１の並列共振回路と第２の並列共振回−
の共振周波数は互いに異なる特許請求の範囲第（１）項
記載の周波数変換回路。 （（９）直列接続された第１および第２の結合容量と、
これらの結合容量の接続点とアース間に接続された第１
のコイルおよび第３の容量よりなる直列共振回路と、こ
の直列共振回路に並列接続されてその直列共振回路とと
４に並列共振回路・管形成しかつ前記直列共振回路の共
振周波数が並列共振回路の共振周波数よりも高くなるよ
うに選択され良路２のコイルとを有するフィルタ回路を
備え九周波数変換回路。 （４）第１のコイルと＠１の容量からなる第１の並列共
振回路と、この第１の並列共振回路に直列接続された第
２のコイルと第２の容量からなる第２の並列共振回路と
、前記第１および第２の並列共振回路の接続点とアース
間に接続されるとともに第３のコイルと第３の容量から
なる直列共振回路に第４のコイルを並列接続したもので
あってその直列共振回路ならびに前記第１および第２の
並列共振回路の共振周波数よりも低く設定された共振周
波数をもつ並列共振回路とを有するフィルタ回路を備え
た周波数変換回路。 （５） 前６第１の並列共振回路、第２の並列共振回
路および直列共振回路の共振ＪＩＩＪｆＩＬ数の少なく
とも１個は異なる周波数である特許請求の範囲第（舶項
記載の周波数変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13045181A JPS5831622A (ja) | 1981-08-19 | 1981-08-19 | 周波数変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13045181A JPS5831622A (ja) | 1981-08-19 | 1981-08-19 | 周波数変換回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5831622A true JPS5831622A (ja) | 1983-02-24 |
Family
ID=15034544
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13045181A Pending JPS5831622A (ja) | 1981-08-19 | 1981-08-19 | 周波数変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5831622A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6077580A (ja) * | 1983-10-05 | 1985-05-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | テレビジヨンチユ−ナ |
| DE3642934A1 (de) * | 1985-12-17 | 1987-06-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Filtervorrichtung |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5172256A (ja) * | 1974-12-20 | 1976-06-22 | Japan Radio Co Ltd | Shuhasusentakukairo |
| JPS5336026U (ja) * | 1976-09-02 | 1978-03-30 |
-
1981
- 1981-08-19 JP JP13045181A patent/JPS5831622A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5172256A (ja) * | 1974-12-20 | 1976-06-22 | Japan Radio Co Ltd | Shuhasusentakukairo |
| JPS5336026U (ja) * | 1976-09-02 | 1978-03-30 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6077580A (ja) * | 1983-10-05 | 1985-05-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | テレビジヨンチユ−ナ |
| JPH0149232B2 (ja) * | 1983-10-05 | 1989-10-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | |
| DE3642934A1 (de) * | 1985-12-17 | 1987-06-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Filtervorrichtung |
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