JPS58133038A - インバ−タ回路 - Google Patents
インバ−タ回路Info
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- JPS58133038A JPS58133038A JP57016122A JP1612282A JPS58133038A JP S58133038 A JPS58133038 A JP S58133038A JP 57016122 A JP57016122 A JP 57016122A JP 1612282 A JP1612282 A JP 1612282A JP S58133038 A JPS58133038 A JP S58133038A
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- Japan
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- circuit
- inverter circuit
- level
- auxiliary
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C8/00—Arrangements for selecting an address in a digital store
- G11C8/08—Word line control circuits, e.g. drivers, boosters, pull-up circuits, pull-down circuits, precharging circuits, for word lines
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
- H03K19/00315—Modifications for increasing the reliability for protection in field-effect transistor circuits
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/01—Modifications for accelerating switching
- H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
- H03K19/01707—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits
- H03K19/01721—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits by means of a pull-up or down element
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/02—Shaping pulses by amplifying
- H03K5/023—Shaping pulses by amplifying using field effect transistors
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はインバータ回路に関する。
インバータ回路は論理回路の基本となる重要な電子(9
)路である。最近の半導体集積回路の大容量化、多くの
応用回路の集積化等によりそれが回路内でのレベル変換
更には外部負荷を駆動するための変換等益々重要となっ
ている。
)路である。最近の半導体集積回路の大容量化、多くの
応用回路の集積化等によりそれが回路内でのレベル変換
更には外部負荷を駆動するための変換等益々重要となっ
ている。
かかるインバータ回路において、例えば相補型電界効果
トランジスタ(C−MOSという)で形成されたメモリ
のアドレスインバータのような回路では、入力信号の反
転動作時に流れる電源電流(IDDという)のピーク電
流が大きくなるために、メモリ素子として要求されてい
るIDDのピーク値を超過する場合も起ることによシ、
このIDDのピーク値をいかにして小さくできるかとい
うことが一つの大きな問題となっている。
トランジスタ(C−MOSという)で形成されたメモリ
のアドレスインバータのような回路では、入力信号の反
転動作時に流れる電源電流(IDDという)のピーク電
流が大きくなるために、メモリ素子として要求されてい
るIDDのピーク値を超過する場合も起ることによシ、
このIDDのピーク値をいかにして小さくできるかとい
うことが一つの大きな問題となっている。
次に、図面を用いこの問題点について更に詳しく説明す
る〇 第1図は従来のC−MOSを用いたインバータるONチ
ャンネル型電界効果トランジスタ(Nch−FETとい
う) QlとPチャンネル盤電界効果トランジスタ(P
ch−FETという)Q3とがドレインを共通接続され
て出力端子3t−形成し、FETQIのソースはVss
電源端子(ここでは接地端子)に、FETQtのソース
はVDD電源端子4(ここではVDDは正の電圧)に接
続され、双方のゲートは共通接続されて入力端子2を形
成している。なお容量Cx、Ili負荷容量である・入
力信号φ!暦が@1#レベル(ζこでは高電圧VDDレ
ベル)にある間はFETQtがオンし、出力信号φ0υ
丁は@0”レベル(■ssレベル>を保ち、FETQI
はオフしているので電源電流IDDは流れない。次に、
入力信号φ!Nが@1nレベルから@0”レベル(ここ
では低電圧(Vl18 、 Oボルト)レベル)に移行
し始め入力信号φINの電圧がVDD−IVτPI(V
丁parch−FETのしきい値電圧)まで低下すると
、FETQzがオンし電源電流IDDが流れ始め、出力
信号φOUテの電圧はFETQrとQ2との能力比によ
って定められる。そして出力信号φOU丁の電圧が上昇
するにつれて負荷容量CLが駆動され、充電電流IDD
LがVDD電源端子からF E T Q2をとおして流
れるので大きなIDDが流れることになる。次いで、入
力信号φxNが@0”レベルに近づきその電圧がVTN
(Nch−FETのしきい値電圧)以下になるとFET
QlはオフしFETQI?とおる電源電流成分(IDD
Oという)は流れなくなシ、そして入力信号φINが@
O″ レベルに達すると出力信号φOUT 4 @1
”レベルに達し、IDDも流れなくなる。籐2図にはI
DD中の負荷容量CLの充電電流成分IDDLの動作波
形を示しであるが、大きなピーク値を有する#1は対称
性のある波形となる。この充電電流IDDLのピーク値
は負荷容量CLが大きい程大きくな〕、前述のように例
えばメモリ素子のようにピーク電流値に制限のある場合
には、特にこのIDDLのピーク値を減少させることが
問題となる。
る〇 第1図は従来のC−MOSを用いたインバータるONチ
ャンネル型電界効果トランジスタ(Nch−FETとい
う) QlとPチャンネル盤電界効果トランジスタ(P
ch−FETという)Q3とがドレインを共通接続され
て出力端子3t−形成し、FETQIのソースはVss
電源端子(ここでは接地端子)に、FETQtのソース
はVDD電源端子4(ここではVDDは正の電圧)に接
続され、双方のゲートは共通接続されて入力端子2を形
成している。なお容量Cx、Ili負荷容量である・入
力信号φ!暦が@1#レベル(ζこでは高電圧VDDレ
ベル)にある間はFETQtがオンし、出力信号φ0υ
丁は@0”レベル(■ssレベル>を保ち、FETQI
はオフしているので電源電流IDDは流れない。次に、
入力信号φ!Nが@1nレベルから@0”レベル(ここ
では低電圧(Vl18 、 Oボルト)レベル)に移行
し始め入力信号φINの電圧がVDD−IVτPI(V
丁parch−FETのしきい値電圧)まで低下すると
、FETQzがオンし電源電流IDDが流れ始め、出力
信号φOUテの電圧はFETQrとQ2との能力比によ
って定められる。そして出力信号φOU丁の電圧が上昇
するにつれて負荷容量CLが駆動され、充電電流IDD
LがVDD電源端子からF E T Q2をとおして流
れるので大きなIDDが流れることになる。次いで、入
力信号φxNが@0”レベルに近づきその電圧がVTN
(Nch−FETのしきい値電圧)以下になるとFET
QlはオフしFETQI?とおる電源電流成分(IDD
Oという)は流れなくなシ、そして入力信号φINが@
O″ レベルに達すると出力信号φOUT 4 @1
”レベルに達し、IDDも流れなくなる。籐2図にはI
DD中の負荷容量CLの充電電流成分IDDLの動作波
形を示しであるが、大きなピーク値を有する#1は対称
性のある波形となる。この充電電流IDDLのピーク値
は負荷容量CLが大きい程大きくな〕、前述のように例
えばメモリ素子のようにピーク電流値に制限のある場合
には、特にこのIDDLのピーク値を減少させることが
問題となる。
従来、とのIDDLのピーク値を減少させる方法として
は、インバータの入力信号電圧のレベル反転に賛する時
間(スイッチング時間)を長く、従って負荷容量CLの
充電時間を長くして、その代り小さなピーク値の充電電
流IDDLでも容量CLの充電ができるようにする方法
がとられている。
は、インバータの入力信号電圧のレベル反転に賛する時
間(スイッチング時間)を長く、従って負荷容量CLの
充電時間を長くして、その代り小さなピーク値の充電電
流IDDLでも容量CLの充電ができるようにする方法
がとられている。
従ってインバータの応答時間(第2図のb −tg間の
時間)が長くなるので、素子全体の高速化が阻害される
という欠点を有している。
時間)が長くなるので、素子全体の高速化が阻害される
という欠点を有している。
本発明の目的は上記の欠点を除去することによシ、高速
動作が可能で且つ電源電流中の負荷容量充電電流成分の
ピーク値が大幅に低減されたところのインバータ回路を
提供することにある。
動作が可能で且つ電源電流中の負荷容量充電電流成分の
ピーク値が大幅に低減されたところのインバータ回路を
提供することにある。
本発明のインバータ回路は、入力信号に対応してその反
転された出力信号を送出するインバータ回路において、
該インバータ回路とそれぞれ並列に接続された入力信号
が″1″レベル若しくは″O”レベルのときに補助容量
に充電された電荷を入力信号が11”レベル若しくは@
o#レベルから″′0#レベルレベくは1”レベルに移
行する過程において前記インバータ回路の出力電流とし
て放電する丸めの第1の補助回路及び前記入力信号が@
1” レベル若しぐは@o#レベルからvO#レベレベ
しくは11”レベルに移行する過程の所定の期間におい
て前記インバータ回路の出力電流の一部を供給する1s
2の補助回路とを含むことからなっている。
転された出力信号を送出するインバータ回路において、
該インバータ回路とそれぞれ並列に接続された入力信号
が″1″レベル若しくは″O”レベルのときに補助容量
に充電された電荷を入力信号が11”レベル若しくは@
o#レベルから″′0#レベルレベくは1”レベルに移
行する過程において前記インバータ回路の出力電流とし
て放電する丸めの第1の補助回路及び前記入力信号が@
1” レベル若しぐは@o#レベルからvO#レベレベ
しくは11”レベルに移行する過程の所定の期間におい
て前記インバータ回路の出力電流の一部を供給する1s
2の補助回路とを含むことからなっている。
又、本発明回路は、前記インバータ回路が第1のPch
−FETとJIIのNch−FETが直列に接続されV
DD電源端子と接地端子間に挿入されそれ助回路がVD
D電源端子と前記インバータ回路の出力端子間にそれぞ
れ直列に接続されそれぞれのゲートが接地端子、前記イ
ンバータ回路の出方端子及び前記インバータ回路の入力
端子に接続され九第2.第3及び菖4のPch−FET
と咳第2及び第3のPch −F E Tの共通接続点
と接地端子間に挿入された補助容量から形成され、前−
記畠2の補助回路がVDD電源端子と前記インバータ回
路の出力端子間に挿入されそのゲートが遅延回路を介し
て前記インバータ回路の入力端子に接続されfI−g5
のPch−FETから形成されてなることからなってい
る。
−FETとJIIのNch−FETが直列に接続されV
DD電源端子と接地端子間に挿入されそれ助回路がVD
D電源端子と前記インバータ回路の出力端子間にそれぞ
れ直列に接続されそれぞれのゲートが接地端子、前記イ
ンバータ回路の出方端子及び前記インバータ回路の入力
端子に接続され九第2.第3及び菖4のPch−FET
と咳第2及び第3のPch −F E Tの共通接続点
と接地端子間に挿入された補助容量から形成され、前−
記畠2の補助回路がVDD電源端子と前記インバータ回
路の出力端子間に挿入されそのゲートが遅延回路を介し
て前記インバータ回路の入力端子に接続されfI−g5
のPch−FETから形成されてなることからなってい
る。
更に又、本発明の回路は、前記録2の補助回路が前記第
5のPch−FETと該第5.のPch −FETのド
レインと前記インバータ回路の出力端子間に挿入されそ
のゲートが前記インバータ回路の入力端子に接続された
[6のPch−FETとから形成されることからなって
いる。
5のPch−FETと該第5.のPch −FETのド
レインと前記インバータ回路の出力端子間に挿入されそ
のゲートが前記インバータ回路の入力端子に接続された
[6のPch−FETとから形成されることからなって
いる。
以下、本発明について図面を参照して詳細に説明する・
第3図は本発明の一実施例を示す回路図、JR4図はそ
の入力信号φIN%出力信号φOU’r及び電源電流I
DD中の負荷容量充電電流成分IDDLの動作波形図で
ある。
の入力信号φIN%出力信号φOU’r及び電源電流I
DD中の負荷容量充電電流成分IDDLの動作波形図で
ある。
JIIのPch −F E T QlgとJllのNC
h−F E T Qllのドレインが共通に接続されて
出力端子17を形成し、F E T Qllのソースは
接地端子(Vsa端子)に、F E T Qlgのソー
スはVDD電源端子16にそれぞれ接続され、FETQ
II 、 QlgのゲートLともに入力端子15に接続
されてなるインバータ回路11と、直列に接続されてソ
ースがVDD電源端子16にドレインがインバータ回路
11の出力端子17に接続され、それぞれゲートが、イ
ンバータ回路11の入力端子15、出力端子17及び接
地端子に接続された第2.第3及び第4のPch F
ETQ14 、 Qta及びQlgと、FETQzsと
Qlmの共通接続点と接地端子間に挿入された補助容量
Cムとからなる帛1の補助回路12とs VDD電源端
子16とインバータ回路11の出力端子17間に挿入さ
れそのゲートがj!延回路14を介してインバータ回路
11の入力端子15に接続されてなる第2の補助回路1
3とからこの実施例の回路はできている。
h−F E T Qllのドレインが共通に接続されて
出力端子17を形成し、F E T Qllのソースは
接地端子(Vsa端子)に、F E T Qlgのソー
スはVDD電源端子16にそれぞれ接続され、FETQ
II 、 QlgのゲートLともに入力端子15に接続
されてなるインバータ回路11と、直列に接続されてソ
ースがVDD電源端子16にドレインがインバータ回路
11の出力端子17に接続され、それぞれゲートが、イ
ンバータ回路11の入力端子15、出力端子17及び接
地端子に接続された第2.第3及び第4のPch F
ETQ14 、 Qta及びQlgと、FETQzsと
Qlmの共通接続点と接地端子間に挿入された補助容量
Cムとからなる帛1の補助回路12とs VDD電源端
子16とインバータ回路11の出力端子17間に挿入さ
れそのゲートがj!延回路14を介してインバータ回路
11の入力端子15に接続されてなる第2の補助回路1
3とからこの実施例の回路はできている。
なお遅延回路14F1入力信号φ!Nt所定の時間遅延
させるためのもので精度もきびしくなく公知の技術で容
易に構成できる。
させるためのもので精度もきびしくなく公知の技術で容
易に構成できる。
次に、この回路で入力信号φ!Nが”1”レベル(VD
D)から10”レベル(接地)へ移行する時の動作t−
第4図の動作波形図を参照して説明する。
D)から10”レベル(接地)へ移行する時の動作t−
第4図の動作波形図を参照して説明する。
インバータ回路11は前述の第1図に示した従来例の回
路と全く同じ構成なのでその動作も基本的には全く同じ
である。
路と全く同じ構成なのでその動作も基本的には全く同じ
である。
始め、入力信号φINが@1#レベル(VDD)Kある
期間(第4図のto−1110間)菖10補助回路12
において、FETQlM、QlmはオンしPETQ14
はオフとなシ補助容量CムはFETQ、、を通してVD
Dによりて寥亀され電荷を蓄積する。従ってこの期間電
源電流IDDとしてはこの容量CAの充電電流IDDA
が流れる。このとき、FETQ、1がオン、F E T
Qlg + Qtsはオフしておシ出力電子17は1
0”レベルにあるので、FETQ、1をとおしての電源
電流IDDOも負荷容量CLの充電電流IDDL本流れ
′ない。
期間(第4図のto−1110間)菖10補助回路12
において、FETQlM、QlmはオンしPETQ14
はオフとなシ補助容量CムはFETQ、、を通してVD
Dによりて寥亀され電荷を蓄積する。従ってこの期間電
源電流IDDとしてはこの容量CAの充電電流IDDA
が流れる。このとき、FETQ、1がオン、F E T
Qlg + Qtsはオフしておシ出力電子17は1
0”レベルにあるので、FETQ、1をとおしての電源
電流IDDOも負荷容量CLの充電電流IDDL本流れ
′ない。
次いでi11時刻に、入力信号φ!Nの電圧がVDDI
VTPIまで下るとFETQ1□とFETQ、4がオン
するので、電源電流IDDはFETQ、2.FETQu
をとおるIDDOと、FETQlg をとおり負荷容量
CLの充電電流となるIDDLI が流れ始める。
VTPIまで下るとFETQ1□とFETQ、4がオン
するので、電源電流IDDはFETQ、2.FETQu
をとおるIDDOと、FETQlg をとおり負荷容量
CLの充電電流となるIDDLI が流れ始める。
更に、先に補助容量CAに蓄積されていた電荷がF E
T Ql41”とおして負荷容量CLの充電電流の一
部として放出を始める(この成分をIDDLI とい
う)。この放出電流IDDLIII はあらかじめ補助
要tCAに蓄積して置いた電荷の放出に基づくために、
このIDDLZ を流すために新しく必要となる電源電
流IDDの増加分は非常に小さい。この増加分にF E
T Ql6の能力をFETQlgの約l/10以下に
するとF E T Ql、をとおるIDD成分が制限さ
れるので近似的には無視されるようになる。しかも補助
容′j11[CAを負荷容量CLとt1!tt同じ大き
さにすると、充電電流IDDLの約半分t” IDDL
Zでまかなうことができる。
T Ql41”とおして負荷容量CLの充電電流の一
部として放出を始める(この成分をIDDLI とい
う)。この放出電流IDDLIII はあらかじめ補助
要tCAに蓄積して置いた電荷の放出に基づくために、
このIDDLZ を流すために新しく必要となる電源電
流IDDの増加分は非常に小さい。この増加分にF E
T Ql6の能力をFETQlgの約l/10以下に
するとF E T Ql、をとおるIDD成分が制限さ
れるので近似的には無視されるようになる。しかも補助
容′j11[CAを負荷容量CLとt1!tt同じ大き
さにすると、充電電流IDDLの約半分t” IDDL
Zでまかなうことができる。
引続き、入力信号φINの電圧が低下し、それに対応し
て出力信号φ0υ丁の電圧が上昇しその値が約VDD/
2に達したとき、(側4図の時間txi)、第2の補助
回路の遅延回路14によシ遅処され九人力信号φ’IN
がF E T Ql、に印加されるのでPETQriは
オンし出力電流を出力端子17に送出し、負荷容量CL
の充電電流の一部を形成する(この成分をIDDLI
という)。これに伴ない電源電流IDD tit、
I’DDLS成分が付加されることになる。一方補助容
量Cムの端子となる節点N2の電位は、出力信号φOU
Tの電圧がVnn/2を越える頃にはφOU丁とほぼ同
じレベルとな夛FETQtsがオフするので・補助容量
CAからの充電電流IDDLIは無くなるので、この場
合の負荷容量C′Lの充電電流は・F E T Qlg
をとおるIDDLIとFETQuをとおるIDDLIの
2つの成分から構成されることになるOこのIDDLI
成分は先のIDDLI 成分を補償して負荷容量CLの
充電を促進し出力信号φOUTの電圧を急速に立上ける
働きをする。このため]ii’ETQ13の能力t P
E T Quよシも大きくしておくとよい。
て出力信号φ0υ丁の電圧が上昇しその値が約VDD/
2に達したとき、(側4図の時間txi)、第2の補助
回路の遅延回路14によシ遅処され九人力信号φ’IN
がF E T Ql、に印加されるのでPETQriは
オンし出力電流を出力端子17に送出し、負荷容量CL
の充電電流の一部を形成する(この成分をIDDLI
という)。これに伴ない電源電流IDD tit、
I’DDLS成分が付加されることになる。一方補助容
量Cムの端子となる節点N2の電位は、出力信号φOU
Tの電圧がVnn/2を越える頃にはφOU丁とほぼ同
じレベルとな夛FETQtsがオフするので・補助容量
CAからの充電電流IDDLIは無くなるので、この場
合の負荷容量C′Lの充電電流は・F E T Qlg
をとおるIDDLIとFETQuをとおるIDDLIの
2つの成分から構成されることになるOこのIDDLI
成分は先のIDDLI 成分を補償して負荷容量CLの
充電を促進し出力信号φOUTの電圧を急速に立上ける
働きをする。このため]ii’ETQ13の能力t P
E T Quよシも大きくしておくとよい。
次いで、入力信号φINが10”レベルに近づきその電
圧がVTN以下に碌るとFETQll 1d−オフしF
ETQIIをとおるIDDO成分は流れなくなる。そし
て入力信号φINが′wO”レベル、出力信号φ0υ丁
が11”レベルに違しF E T Ql、をとおるID
DLI成分、FETQlaをとおるIDDLa成分本無
くなることになる。
圧がVTN以下に碌るとFETQll 1d−オフしF
ETQIIをとおるIDDO成分は流れなくなる。そし
て入力信号φINが′wO”レベル、出力信号φ0υ丁
が11”レベルに違しF E T Ql、をとおるID
DLI成分、FETQlaをとおるIDDLa成分本無
くなることになる。
以上の説明から明らかなように、この実施例の回路にお
いては、負荷容量CLの充電電流IDDLは、出力信号
φ0υ丁の電圧がtxtxvDD72になるまでは、F
ETQl2をとおすIDDLIと、あらかじめとIDD
LIが無くなり代シにFETQtnをとおすIDDLI
が新に加わることで形成される。これに伴い回路の電源
電流IDD中の負荷容量充電電流成分IDDLは第4図
に示すように動作の全領域にわたって流れる代シにその
ピーク値は非常に小さいものになる。この小さくなる程
度は補助容量CAの大きさ、FETQl、の能力等j1
1.第2の補助回路の設計に依存するけれども従来の1
/2以下とすることは極めて容易である。
いては、負荷容量CLの充電電流IDDLは、出力信号
φ0υ丁の電圧がtxtxvDD72になるまでは、F
ETQl2をとおすIDDLIと、あらかじめとIDD
LIが無くなり代シにFETQtnをとおすIDDLI
が新に加わることで形成される。これに伴い回路の電源
電流IDD中の負荷容量充電電流成分IDDLは第4図
に示すように動作の全領域にわたって流れる代シにその
ピーク値は非常に小さいものになる。この小さくなる程
度は補助容量CAの大きさ、FETQl、の能力等j1
1.第2の補助回路の設計に依存するけれども従来の1
/2以下とすることは極めて容易である。
更に、それらの補助的な充電電流は回路の応答時間に合
せて第2の補助回路の遅延回路14の遅延特性を変える
ことで適切な調lを行うことができるので、従来のよう
に応答時間を長くする必要もなく適切なタイミングをと
ることによシ応答時間を短くすることができる。
せて第2の補助回路の遅延回路14の遅延特性を変える
ことで適切な調lを行うことができるので、従来のよう
に応答時間を長くする必要もなく適切なタイミングをと
ることによシ応答時間を短くすることができる。
次に、入力信号が′0”レベルから11”レベルに変換
する場合について説明する。第5図はそのときの入力信
号φ!N、出力信号φ0υ丁及び電源電流IDD’ の
動作波形を示したものである。
する場合について説明する。第5図はそのときの入力信
号φ!N、出力信号φ0υ丁及び電源電流IDD’ の
動作波形を示したものである。
始めに、入力信号dxwが@0”レベル(!I地)にあ
る間h%F E TQsz * Qla s Ql4
* Qtsはオンしており F E T Qll 、Q
tsはオフしている。従って補助容量CAは充電される
ので充電電流IDDムに必要な電源電流が流れる。
る間h%F E TQsz * Qla s Ql4
* Qtsはオンしており F E T Qll 、Q
tsはオフしている。従って補助容量CAは充電される
ので充電電流IDDムに必要な電源電流が流れる。
次いで、入力信号φ!NがVTHに立上ると、FE T
Qllがオンとなシ負荷容tCLの放電電流がFET
Qllt−とおして流れ始める。更にFETQ、、。
Qllがオンとなシ負荷容tCLの放電電流がFET
Qllt−とおして流れ始める。更にFETQ、、。
Qnをとおして電源電流IDDOと・FETQIS t
Quをとおして電源電流IDDO’とが流れる。この
ときFETQl、はオフしたままなので第1の補助回路
ではIDDムしか流れない。
Quをとおして電源電流IDDO’とが流れる。この
ときFETQl、はオフしたままなので第1の補助回路
ではIDDムしか流れない。
引゛続き、入力信号φxNがVDD 1vyplに達
すると、FETQl2はオフしIDDOは流れなくなる
けれども、FETQxsの駆動電圧である入力信号φI
Nの遅延信号φIN’の電圧は第5図に示すように上昇
しないためにFETQlmはなおもオンし続けるので依
然としてIDDO’が流れ続ける。そしてφIN’がV
DD I VTPI Kナルト(M 5図O時ral
tx4)FETQ+aがオフしIDDO’が流れなく
なる。そして引続き入力信号φINが@1″レベルに遅
し出力信号φOUTがuO”レベルに達することになる
。
すると、FETQl2はオフしIDDOは流れなくなる
けれども、FETQxsの駆動電圧である入力信号φI
Nの遅延信号φIN’の電圧は第5図に示すように上昇
しないためにFETQlmはなおもオンし続けるので依
然としてIDDO’が流れ続ける。そしてφIN’がV
DD I VTPI Kナルト(M 5図O時ral
tx4)FETQ+aがオフしIDDO’が流れなく
なる。そして引続き入力信号φINが@1″レベルに遅
し出力信号φOUTがuO”レベルに達することになる
。
すなわち、入力信号φ!Nが@0”レベルから11”レ
ベルにネ)イ号するときには、斥転領域において従来の
回路で流れる電源電流IDDOの外にFE’l’Q1B
をとおしてのIDDO’が付加されるので、全体の電源
電流IDD’は第5図に示すようになる0以上説明した
ようにこの実施例の回路では、入力信号が@1”レベル
から@0”レベルに移行するときには電源電流IDD中
の負荷容量充電電流成分IDDLのピーク値を大きく低
減できるけれども、入力信号が′″0”レベルから″l
”レベルへ移行されるときには付加した第2の補助回路
による電源電流IDDO’が付加されるという間融点が
ある。
ベルにネ)イ号するときには、斥転領域において従来の
回路で流れる電源電流IDDOの外にFE’l’Q1B
をとおしてのIDDO’が付加されるので、全体の電源
電流IDD’は第5図に示すようになる0以上説明した
ようにこの実施例の回路では、入力信号が@1”レベル
から@0”レベルに移行するときには電源電流IDD中
の負荷容量充電電流成分IDDLのピーク値を大きく低
減できるけれども、入力信号が′″0”レベルから″l
”レベルへ移行されるときには付加した第2の補助回路
による電源電流IDDO’が付加されるという間融点が
ある。
第6図に示す本発明の他の実施例の回路は更にこの問題
点を解決するために考えられたものである。先に第3図
に示した回路との相違点は、第2の補助回路13′が、
F E T Q isのドレインとインバータ回路の出
力端子との間に挿入されゲートが入力信号φ!Nで駆動
されるFETQryが付加されることからできているこ
とである。
点を解決するために考えられたものである。先に第3図
に示した回路との相違点は、第2の補助回路13′が、
F E T Q isのドレインとインバータ回路の出
力端子との間に挿入されゲートが入力信号φ!Nで駆動
されるFETQryが付加されることからできているこ
とである。
かくすることKより、この実施例の回路では入力信号φ
!Nに対応してFETQl、がオフされるので、ID
DO’もそれに対応して流れなくなるので、この実施例
のIDDFi第5図に示すIDD“のように小さいもの
となる。
!Nに対応してFETQl、がオフされるので、ID
DO’もそれに対応して流れなくなるので、この実施例
のIDDFi第5図に示すIDD“のように小さいもの
となる。
なお以上の説明においては、インバータ素子としてC−
MOSインバータを用いたけれども、負荷容量の充電電
流に伴う電源電流のピーク値低減の問題は程度の差こそ
あれ他の電界効果トランジスタ、バイポーラトランジス
タ等の素子を用いたインバータ回路でも問題とされ、本
発明の趣旨はそれらの回路にも適用されることは言うま
でもない。
MOSインバータを用いたけれども、負荷容量の充電電
流に伴う電源電流のピーク値低減の問題は程度の差こそ
あれ他の電界効果トランジスタ、バイポーラトランジス
タ等の素子を用いたインバータ回路でも問題とされ、本
発明の趣旨はそれらの回路にも適用されることは言うま
でもない。
又これまでの説明では11”レベルが正の高電圧、電0
”レベルが接地電位の場合をと9上げたけれども、11
nレベルが接地電位、′0”レベルが負の高電圧の場合
は、入力信号が@O”レベルから@1ルベルへ移行する
ときに負荷容量への充電が行われるので、区間を反対に
すれば良い。
”レベルが接地電位の場合をと9上げたけれども、11
nレベルが接地電位、′0”レベルが負の高電圧の場合
は、入力信号が@O”レベルから@1ルベルへ移行する
ときに負荷容量への充電が行われるので、区間を反対に
すれば良い。
以上詳細に説明したとおシ本発明のインバータ回路は、
入力信号が月”レベル若しくは@0”レベルにあるとき
に補助容量を充電し電荷を蓄積しておき、入力信号が1
0”レベル若しくは月”レベルに移行する過程において
回路の出力電流として放電するための第1の補助回路と
、移行する過程の所定の期間において出力電流の一部を
供給する第2の補助回路とを備えているので、従来のよ
うに応答時間を長くすることなく高速動作が可能で且つ
電源電流中の負荷容量充電電流成分のピーク値勺で大幅
に低減されるという効果を有している。
入力信号が月”レベル若しくは@0”レベルにあるとき
に補助容量を充電し電荷を蓄積しておき、入力信号が1
0”レベル若しくは月”レベルに移行する過程において
回路の出力電流として放電するための第1の補助回路と
、移行する過程の所定の期間において出力電流の一部を
供給する第2の補助回路とを備えているので、従来のよ
うに応答時間を長くすることなく高速動作が可能で且つ
電源電流中の負荷容量充電電流成分のピーク値勺で大幅
に低減されるという効果を有している。
の基本回路図、第2図はその信号電圧及び電源電流中の
負荷容量充電電流成分の動作波形図、第3図は本発明の
一実施例を示す回路図、纂4図はその回路の入力信号が
11”レベルから@0#レベルへ移行するときの信号電
圧及び電源電流中の負荷容量充電電流成分の動作波形図
、第5図はその回路の入力信号が@0”レベルから11
”レベルへ移行するときの信号電圧及び電源電流の動作
波形図(第6図に示す他の実施例の電源電流波形図も含
む)、第6図は本発明の他の実施例を示す回路図である
。
負荷容量充電電流成分の動作波形図、第3図は本発明の
一実施例を示す回路図、纂4図はその回路の入力信号が
11”レベルから@0#レベルへ移行するときの信号電
圧及び電源電流中の負荷容量充電電流成分の動作波形図
、第5図はその回路の入力信号が@0”レベルから11
”レベルへ移行するときの信号電圧及び電源電流の動作
波形図(第6図に示す他の実施例の電源電流波形図も含
む)、第6図は本発明の他の実施例を示す回路図である
。
図において、1.11・・・・(基本となる)インバー
タ回路、2,15・・・・入力端子、3,17・・・・
・出力端子、4,16・・・・’YDD電源端子、12
・・・・・・jIlの補助回路、13 、13’・・・
由1g2の補助回路、14・・・・・・遅lL回路、Q
* + Qu・・・・・Nチャンネル型FET、Qz
+ Qlz〜Qlt・・・・・・Pfヤン*kfjl
FHTs CL・・・・・・負荷容量、Cム・・・・・
補助容量、φ!N・・・・・入力信号、φIN’・・遅
延入力信号、φOUT・・・・・出力信号、IDDL・
・・・電源電流中の負荷容量充電電流成分、IDD’
+IDD″ ・・・電源電流・ 鱗t1m(治 L J茶50 手続補正書(自発) 1.事件の表示 昭和s7年轡 許 願第1612
2号2、発明の名称 インバータ回路 3、補正をする者 事件との関係 出 願 人東京都港区芝五
丁目33番1号 4、代理人 〒108 東京都港区芝五丁目37番8号 住人三田
ビル(連絡先 日本電気株式会社特許部) 乙口ミ\ & 補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄および図面& 補正の内
容 (1)明細書第4頁4行の「ことKよシ」という記載を
「ことにな〕」に訂正い丸します。
タ回路、2,15・・・・入力端子、3,17・・・・
・出力端子、4,16・・・・’YDD電源端子、12
・・・・・・jIlの補助回路、13 、13’・・・
由1g2の補助回路、14・・・・・・遅lL回路、Q
* + Qu・・・・・Nチャンネル型FET、Qz
+ Qlz〜Qlt・・・・・・Pfヤン*kfjl
FHTs CL・・・・・・負荷容量、Cム・・・・・
補助容量、φ!N・・・・・入力信号、φIN’・・遅
延入力信号、φOUT・・・・・出力信号、IDDL・
・・・電源電流中の負荷容量充電電流成分、IDD’
+IDD″ ・・・電源電流・ 鱗t1m(治 L J茶50 手続補正書(自発) 1.事件の表示 昭和s7年轡 許 願第1612
2号2、発明の名称 インバータ回路 3、補正をする者 事件との関係 出 願 人東京都港区芝五
丁目33番1号 4、代理人 〒108 東京都港区芝五丁目37番8号 住人三田
ビル(連絡先 日本電気株式会社特許部) 乙口ミ\ & 補正の対象 明細書の発明の詳細な説明の欄および図面& 補正の内
容 (1)明細書第4頁4行の「ことKよシ」という記載を
「ことにな〕」に訂正い丸します。
(2)明細書第13頁16行の「加わる」と−う記載を
「加わる」に訂正い丸します。
「加わる」に訂正い丸します。
(3) 図面め第5図と第6図を添付のものと差し替
えます。
えます。
Claims (3)
- (1)入力信号に対応してその反転された出力信号を送
出するインバータ回路において、該インバータ回路とそ
れぞれ並列に接続された入力信号カ11ルベル着しくは
10”レベルのトキニ補助容量に充電された電荷を入力
信号がwl”レベル若しくは一〇#レベルかう@0″ル
ベル若しくは@1”レベルに移行する過程において前記
インバータ回路の出力電流として放電するための菖1の
補助回路及び前記入力信号が@1”レベル若シくハ″l
IO”レベルから”o’ レベル若しくは′1”レベル
に移行する過程の所定の期間において前記インバータ回
路の出力電流の一部を供給する第2の補助回路を含むこ
とを特徴とするインバータ回路。 - (2)前記インバータ回路が籐lのPチャンネル型電界
効果トランジスタとIEIONチャンネル製電製効果ト
ランジスタが直列KJI続されVDD電源端子と接地端
子間に挿入されそれらの共通接続されたゲートを入力端
子それらの共通接続点を出力端子として形成され、前記
第i助回路がVDD電源端子と前記インバータ回路の出
力端子間にそれぞれ直列に接続されそれぞれのゲートが
接地端子、前記インバータ回路の出力端子及び前記イン
バータ回路の入力端子に接続された第2.第3及び菖4
のPチャンネル製電界効果トランジスタと咳第2及び第
3のPチャンネル製電界効果トランジスタの共通接続点
と接地端子間に挿入された補助容量から形成され、前記
第2の補助回路がVDD電源端子と前記インバータ回路
の出力端子間に挿入されそのゲートが遅延回路を介して
前記インバータ回路の入力端子に接続された第5のPチ
ャンネル型電界効果トランジスタから形成されてなる仁
とlF#黴とする特許請求の範囲1g1項に記載のイン
バータ回路。 - (3)前記第2の補助回路が前記側5のPチャンネル型
電界効果トランジスタと鋏第5のPチグンネル型電界効
果トランジスタのドレインと前記インバータ回路の出力
端子間に挿入されそのゲートが前記インバータ回路の入
力端子に接続されたjI6のPチャンネル型電界効果ト
ランジスタとから形成されることt−特徴とする*mw
+求の範囲!! (2)項に記載p身ンバータ回路・
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57016122A JPS58133038A (ja) | 1982-02-03 | 1982-02-03 | インバ−タ回路 |
DE8383300557T DE3364806D1 (en) | 1982-02-03 | 1983-02-03 | Drive circuit for capacitive loads |
EP83300557A EP0086090B1 (en) | 1982-02-03 | 1983-02-03 | Drive circuit for capacitive loads |
US06/463,420 US4628218A (en) | 1982-02-03 | 1983-02-03 | Driving circuit suppressing peak value of charging current from power supply to capacitive load |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57016122A JPS58133038A (ja) | 1982-02-03 | 1982-02-03 | インバ−タ回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS58133038A true JPS58133038A (ja) | 1983-08-08 |
JPH0158896B2 JPH0158896B2 (ja) | 1989-12-14 |
Family
ID=11907702
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57016122A Granted JPS58133038A (ja) | 1982-02-03 | 1982-02-03 | インバ−タ回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4628218A (ja) |
EP (1) | EP0086090B1 (ja) |
JP (1) | JPS58133038A (ja) |
DE (1) | DE3364806D1 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62159514A (ja) * | 1985-12-23 | 1987-07-15 | フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ | 出力に制限された電流率を与える出力バツフアと制御回路 |
JPS62249523A (ja) * | 1986-04-22 | 1987-10-30 | Nec Corp | 半導体集積論理回路 |
JPS63116517A (ja) * | 1986-11-04 | 1988-05-20 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 信号出力回路 |
JPH02305019A (ja) * | 1989-05-18 | 1990-12-18 | Sharp Corp | 集積回路装置 |
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---|---|---|---|---|
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US4682047A (en) * | 1985-08-29 | 1987-07-21 | Siemens Aktiengesellschaft | Complementary metal-oxide-semiconductor input circuit |
JPS62159917A (ja) * | 1986-01-08 | 1987-07-15 | Toshiba Corp | 集積回路におけるインバ−タ回路 |
US4794281A (en) * | 1986-01-24 | 1988-12-27 | National Semiconductor Corporation | Speed-up circuit for transistor logic output device |
JPS63233560A (ja) * | 1987-03-23 | 1988-09-29 | Toshiba Corp | 入力保護回路を備えた半導体集積回路 |
KR880013321A (ko) * | 1987-04-07 | 1988-11-30 | 언윈 엘. 콰텍 | 집적회로에서의 과도적잡음을 줄이기 위한 방법 및 그 장치 |
US4916334A (en) * | 1987-07-29 | 1990-04-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | High voltage booster circuit for use in EEPROMs |
JPH0821846B2 (ja) * | 1989-02-03 | 1996-03-04 | 日本電気株式会社 | ワイアード信号ドライブ回路 |
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US4988897A (en) * | 1989-05-27 | 1991-01-29 | Samsung Electronics, Co., Ltd. | TTL to CMOS input buffer circuit |
US4999529A (en) * | 1989-06-30 | 1991-03-12 | At&T Bell Laboratories | Programmable logic level input buffer |
EP0416154A1 (de) * | 1989-09-07 | 1991-03-13 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltungsanordnung zur Erhöhung der Ausgangsspannung einer elektronischen Schaltstufe |
US4962345A (en) * | 1989-11-06 | 1990-10-09 | Ncr Corporation | Current limiting output driver |
US4996450A (en) * | 1990-02-28 | 1991-02-26 | Motorola, Inc. | Data processor circuit and method for controlling voltage variation of a dynamic node |
US5220209A (en) * | 1991-09-27 | 1993-06-15 | National Semiconductor Corporation | Edge rate controlled output buffer circuit with controlled charge storage |
ITTO980373A1 (it) * | 1998-04-30 | 1999-10-30 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuito per pull-up attivo. |
US8188769B2 (en) * | 2008-05-09 | 2012-05-29 | Analog Devices, Inc. | Method and apparatus for propagation delay and EMI control |
EP2608411B1 (en) * | 2011-12-22 | 2020-03-11 | Nxp B.V. | Switching circuit |
Family Cites Families (8)
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US4042838A (en) * | 1976-07-28 | 1977-08-16 | Rockwell International Corporation | MOS inverting power driver circuit |
DE3072118D1 (en) * | 1979-12-26 | 1988-09-22 | Toshiba Kk | A driver circuit for charge coupled device |
JPS5693433A (en) * | 1979-12-26 | 1981-07-29 | Mitsubishi Electric Corp | Mos inverter circuit |
US4384216A (en) * | 1980-08-22 | 1983-05-17 | International Business Machines Corporation | Controlled power performance driver circuit |
US4477735A (en) * | 1980-12-20 | 1984-10-16 | Itt Industries, Inc. | Fast MOS driver stage for digital signals |
US4499387A (en) * | 1981-12-15 | 1985-02-12 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Integrated circuit formed on a semiconductor substrate with a variable capacitor circuit |
US4488066A (en) * | 1982-11-08 | 1984-12-11 | At&T Bell Laboratories | Databus coupling arrangement using transistors of complementary conductivity type |
-
1982
- 1982-02-03 JP JP57016122A patent/JPS58133038A/ja active Granted
-
1983
- 1983-02-03 DE DE8383300557T patent/DE3364806D1/de not_active Expired
- 1983-02-03 EP EP83300557A patent/EP0086090B1/en not_active Expired
- 1983-02-03 US US06/463,420 patent/US4628218A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62159514A (ja) * | 1985-12-23 | 1987-07-15 | フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ | 出力に制限された電流率を与える出力バツフアと制御回路 |
JPS62249523A (ja) * | 1986-04-22 | 1987-10-30 | Nec Corp | 半導体集積論理回路 |
JPS63116517A (ja) * | 1986-11-04 | 1988-05-20 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 信号出力回路 |
JPH02305019A (ja) * | 1989-05-18 | 1990-12-18 | Sharp Corp | 集積回路装置 |
JP2567095B2 (ja) * | 1989-05-18 | 1996-12-25 | シャープ株式会社 | 集積回路装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0158896B2 (ja) | 1989-12-14 |
DE3364806D1 (en) | 1986-09-04 |
EP0086090A1 (en) | 1983-08-17 |
EP0086090B1 (en) | 1986-07-30 |
US4628218A (en) | 1986-12-09 |
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