JPS58120117A - 電磁流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良に関する
。

一般に電磁流量計は、流体の流れ方向に対して垂直に磁
界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検出
し、これに基づいて流体の流量を計測するように構成さ
れている。最近の電磁流量計は、交流励磁方式や直流励
磁方式に比して零点の安定性にすぐれている台形波励磁
や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のもの
が多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間で周期
的に切換えて、励磁電流が一定になったとき電極間に発
生する誘起電圧をそれぞれサンプリングした後隣り合っ
たサンプリング信号の差をとることにより、電気化学的
な直流電圧や回路に基づくオフセット電圧による影響を
除去し、流体の流量に対応した信号を得ている。このよ
うな低周波励磁方式の電磁流置引においても、励磁電流
が一定値に達してから十分な時間が経過した後サンプリ
ングしないと零点がドリフトする。これは電極間に発生
する誘起電圧に、流体の流量に比例した信号成分と電気
化学的な直流電圧や回路によるオフセット電圧の外に、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループで生ず
る電磁結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と電
極の界面電気二重層容量とで形成される一次遅れ回路に
よって生ずる渦電流ノイズを含む励磁電流の切換えに伴
うノイズ成分が重畳されておシ、電磁結合ノイズと渦電
流ノイズとは励磁電流を切換えるたびに極性が反転する
ので、隣り合うサンプリング信号の差をとっても消去で
きず、しかも電磁結合ノイズは短時間で零になるが、渦
電流ノイズは十分に時間が経過しないと零にならないた
めである。よって、零点の安定性の面から考えると励磁
周波数は低い＃１ど有利であり、実用化されている電磁
流量計には商用電源周波数の１／３２に選ばれているも
のもある。ところが励磁周波数をあまり低くすると応答
性が遅く々ったり、制御ループを組んだときハンチング
を生じたりする。さらに励磁周波数を低くすると、電気
化学的な直流電圧の変化が問題となり、この変化を補償
するための手段が新たに必要となる。

本発明は、励磁コイルに正の定常値と負の定常値を有す
る励磁電流を流す励磁期間と励ａｍ流が零の休止期間を
設けて各期間を零・正・零・負の繰シ返しとし、各期間
に電磁流量計発信器の電極間に誘起する電圧を零・正・
零・負の期間のうちのいずれか１つの期間のサンプリン
グ間隔を他の期間のサンプリング間隔とずらして各期間
１回づつサンプリングし、これらサンプリング信号に基
づいて信号処理回路で演算を行い励磁電流の切換えに伴
うノイズ成分を除去することによって、零点の安定性お
よび応答性にすぐれた低周波励磁方式の電磁流量計を実
現したものである。

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接続図であ
る。図において、１は励磁回路で、直流定電流源１１と
、定電流源１１からの一定電流工を切換えるスイッチ１
２ａ、１２ｂとを有している。２は電磁流量言１発信器
で、励磁コイル２１．流体が流れるパイプ２２および電
極２３ａ、２３ｂを備えている。３は信号処理回路で、
電磁流量計発信器２の電極２３゜２３ｂ間に誘起する電
圧ｅａを増幅する交流増幅器３１と、増幅器３１の出力
ｅｂをサンプリングするスイッチ３２と、スイッチ３２
でサンプリングされた増幅器用、力ｅｂをディジタル信
号に変換するＡ／Ｄ変換器３３と、Ａ／Ｄ変換器３３か
らのディジタル信号に基づいて所望のディジタル演算を
行うマイクロブロセ。

す３４と、マイクロプロセッサ３４の出力をアナログ信
号に変換するＤ／Ａ変換器３５と、Ｄ／Ａ変換器３５の
出力をサンプルホールドし出方電圧ｅ。ｅＱ生するサン
プルホールド回路３６とを有している。マイクロプロセ
ッサ３４はディジタル演算を行うとともに、励磁回路１
のスイッチ１２ａ、１２ｂを駆動するパルスル１ユｌ　
ｐ：ｌｂ％サンプリングスイッチ３２およびサンプルホ
ールド回路３６を制御するパルスＰ２．ｐ３を発生する
。

このように構成した本発明の動作を第２図の波形図を参
照して以下に説明する。まずスイッチ１２ａ、１２ｂは
第２図（イ）、（ロ）に示す如き駆動パルス−ｐ□ａ”
ｌｂで制御され、ｐｌａがオンとなっている期間Ｔ２に
は定電流源１１から電流を正方向に、ｐｌｂがオンとな
っている期間Ｔ４には定電流源１１からの電流工、を逆
方向に切換えて励磁コイル２１に流し、ｐｌａ、ｐｌｂ
が共にオフとなっている期間Ｔ１．Ｔ３には励磁コイル
２１に電流を流さない。よって励磁コイル２１には第２
図（ハ）に示すように定常値が零の休止期間Ｔ□、Ｔ３
と、正の期間Ｔ２および負の期間Ｔ４を有する励磁電流
Ｉｗが供給される。なお各期間ＴＩＩＴ２ＩＴ３）　Ｔ
４はそれぞれ商用交流電源周期の整数倍に選ばれており
、また励磁電流工、はスイッチ１２ａ＋１２ｂで切換え
られたとき、励磁コイル２１のインダクタンスと抵抗に
よる時定数で実際には立上シ、立下り部分で遅れを伴っ
たのち定常値となるが図では省略しである。電磁流量計
発信器２の電極２３ａ、２３ｂ間には第２図に）に示す
ように励磁電流エラに応じた誘起電圧ｅａが発生する。

誘起電圧ｅユには、パイプ２２を流れる流体の流量Ｆに
比例した信号成分Ｖの外に、励磁電流の切換えに伴うノ
イズ成分ｖｎ１〜Ｖ　およびｖｎｌ’　”””ｎ４見’
電気化学的表直流電位４ や回路によるオフセット電圧成分Ｖ。、とが重畳されて
いる。ノイズ成分ｖｎ□〜ｖｎ４およびｖｎ１１〜ｖｎ
４’は、励磁電流の切換時に電極と電極リード間のルー
プで生ずる電磁結合ノイズと、流体中を流れる渦電流が
液抵抗Ｒと電極の界面電気二重層容％Ｃとで形成される
一次遅れ回路によって生ずる渦電流ノイズを含んでいる
。その結果第２図に）に斜線で示す各期間のｔ□、ｔ２
．ｔ３′、ｔ４におけるサンプリング電圧ｅａ１〜ｅａ
４は１サイクル７の間流体の流量が変化しないとすると
それぞれ次式で与えられる。

磁電流が一定のときほぼ指数関数的（ｅＣＲ）に減少し
ていく。そこで各期間のサンプリング時間の差（ｔ１＋
−ｔｌ）、　（ｔ２’−ｔ２）、　（ｔ３＋−ｔ３）、
　（ｔ４”−１４）をΔｔとし、かつサンプリング時間
ｔ１＋、　ｔ２１．　ｔａ　、　ｔ、＋におけるノイズ
成分をそれぞれｖｎＩＩ、ｖｎ２Ｉ、ｖｎ３．ｖｎ４Ｉ
　　とすると、■ｎよ”ｎ２”ｎ３”　ｖｎ４との間に
は次式の関係が成立する。

■ｎ工とｖｎ２との間にはｅＣＲ＝にとすると次式の関
係がある。

よって、信号処理回路３で各期間Ｔ１．Ｔ２．Ｔ３．Ｔ
４に得られるサンプリング電圧ｅａｌ”ａ２”ａ３’　
ｅａ４に基づいて次式の演算を行えば、励磁電流の切換
に伴うノイズ成分ｖｎｌ”ｎ２　’　オフセット電圧成
分ＶｏｆおよびＫに相当する補償値ｅｎ１．ｅｎ２．ｅ
ｏｆ、ｋを算出できる。

したがって、励磁電流エフが流れている期間Ｔ２．　Ｔ
４に得られるサンプリング電圧ｅａ２’　ｅａ４との間
で次式の演算（ただし、Ｔ２のタイミングてはｅａ３’
　ｅａ４は前のサイクルの値を用いる）を行うと、とな
り、オフセット電圧成分Ｖ。ｆを除去できるとともに、
励磁電流の切換に伴うノイズ成分Ｖも除去で巷、流体の
流量に比例した信号成分Ｖのみを１サイクルに２回得る
ことができる。なお１サイクルに１回だけｖ８を得る場
合には次式の演算を行えばよい。

このときはｖｏｆに相当する補償値をあらかじめ算出し
なくてもよい利点がある。

第１図の信号処理回路３では、電磁流量計発信器２から
の誘起電圧ｅａを増幅器３１で増幅した後、第２図（ホ
）に示す如きタイミングで発生するサンプリングパルス
Ｐ２で駆動されるサンプリングスイッチ３２によって、
第２図に）に斜線で示すｅのサンプリング電圧ｅａ１〜
ｅａ４に相当する増幅器３１の出力ｅｂ□〜ｅｂ４が順
次Ａ／Ｄ変換器３３に与えられ、ディジタル信号に変換
されてマイクロプロセッサ３４ニ与えられる。マイクロ
プロセッサ３４はＡ／Ｄ’＆換ｉ３３から与えられるデ
ィジタル信号を用いて、まず（４）式に相当するディジ
タル演算を行い補償値を算出しておき、この補償値を用
いて励磁電流が流れている期間Ｔ２．Ｔ４に得られるサ
ンプリング電圧ｅａ’２”ａ４に相当するディジタル信
号が入力される毎にディジタル演算によって（５）式に
相当する補正演算を行い、オフセット電圧成分Ｖ。、お
よびノイズ成分■を除去し、流体の流量のみに比例した
信号成分Ｖに相当するディジタル値を順次出力する。

なおＡ／Ｄ変換器３３からマイクロプロセッサ３４に入
力されたサンプリング電圧ｅａ□〜ｅａ４に相当するデ
ィジタル信号はそれぞれ専用のレジスタに格納され、次
のサイクルの信号が入力されるまでその値がホールドさ
れている。また算出した補償値も専用のレジスタに格納
されておシ、その値はサンプリング電圧ｅａ２．ｅａ４
に相当するディジタル信号が入力される毎に（４）式に
相当する演算が行われ更新される。この場合ｅ。、を除
く他の補償値として過去からの移動平均値を用いると演
算精度を上げることができる。マイクロプロセッサ３４
の出力はＤ／Ａ変換器３５でアナログ信号に変換され、
第２図（ト）に示すタイミングで発生するパルスＰ３に
よってサンプルホールド回路３６に順次与えられる。そ
の結果サンプルホールド回路３６の出力には、流体の流
量のみに比例した信号成分ｖ８に相当する出力電圧ｅが
得られる。

とのように本発明においては、零点のドリフトの原因と
なるノイズ成分を有効に除去しているので、励磁周波数
を低くせずにすなわち応答性を犠牲にすることなく零点
の安定性が得られる。

なお上述では、休止期間Ｔ３のサンプリング間隔を他の
期間Ｔ□＋　Ｔ２１　Ｔ４のサンプリング間隔とずらす
場合を例示したが、Ｔ□＋　Ｔ２＋　Ｔ、ｉのうちのい
ずれか１つの期間のサンプリング間隔を他の期間のサン
プリング間隔とずらしても同様にできる。また上述では
増幅器３１の出力ｅｂをサンプリングスイッチ３２を介
してＡ／Ｄ変換器３３に与える場合を例示したが、第３
図に示すように増幅器出力ｅｂを積分器３７を介してＡ
／Ｄ変換器３３に与えるようにしてもよい。この場合積
分時間Ｔ６を商用電源周期に整数倍に選べば電源周波数
ノイズの影響を除去できる。

なお第３図においては、積分器３７として抵抗ＲＩと、
演算増幅器ｏｐと、ＯＰの帰還回路に接続された積分用
コンデンサＣ工と、入力積分時間を制御するタイミンク
スイッチＴＳおよび積分開始直前にそれ以前の積分値を
リセットするリセットスイッチＲ８とを有するものが例
示されている。

以上説明したように本発明においては、励磁コイルに正
の定常値と負の定常値を有する励磁電流を流す励磁期間
と励磁電流が零の休止期間を設けて各期間を零・正・零
・負の繰り返しとし、各期間に電磁流量計発信器の電極
間に誘起する電圧を零・正・零・負の期間のうちのいず
れが１つの期間のサンプリング間隔を他の期間のサンプ
リング間隔とずらして各期間１回づつサンプリングし、
これらサンプリング信号に基づいて演算を行い励磁電流
の切換えに伴うノイズ成分を除去するようにしているの
で、零点の安定性および応答性にすぐれた低周波励磁方
式の電磁流量計が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明電磁流量針の一実施例を示す接続図、第
２図はその動作波形図、第３図は本発明電磁流量計の他
の実施例を示す接続図である。 １・・・励磁回路、２・・・電磁流量計発信器、２１・
・・励磁コイル、２５１Ｌ、　２５ｂ・・・電極、５・
・・信号処理回路、３１・・・増幅器、３２・・・サン
プリングスイッチ、３３・・・Ａ／Ｄ変換器、３４・・
・マイクロプロセッサ、３５・・・Ｄ／Ａ変換器、３６
・・・サンプルホールド回路、５７・・・積分器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電磁流量計発信器の励磁コイルに正の定常値と負の定常
   値を有する励磁電流を周期的に切換えて流し、かつ正の
   定常値から負の定常値への切換えの途中および負の定常
   値から正の定常値への切換えの途中にそれぞれ励磁電流
   を流さない休止期間を設けた励磁回路と、各期間に電磁
   流量計発信器の電極間に誘起する電圧をいずれか１つの
   期間のサンプリング間隔を他の期間のサンプリング間隔
   とをずらしてそれぞれ１回づつサンプリングし、励磁電
   流の切換えに伴うノイズ成分を除去する演算を行う信号
   処理回路とを備えた電磁流量計。