JPH0311408B2 - - Google Patents
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- JPH0311408B2 JPH0311408B2 JP272182A JP272182A JPH0311408B2 JP H0311408 B2 JPH0311408 B2 JP H0311408B2 JP 272182 A JP272182 A JP 272182A JP 272182 A JP272182 A JP 272182A JP H0311408 B2 JPH0311408 B2 JP H0311408B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/56—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects
- G01F1/58—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects by electromagnetic flowmeters
- G01F1/60—Circuits therefor
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Fluid Mechanics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Volume Flow (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良
に関する。
に関する。
一般に電磁流量計は、流体の流れ方向に対して
垂直に磁界を与え、同時に流体流路中の電気的信
号の変化を検出し、これに基づいて流体の流量を
計測するように構成されている。最近の電磁流量
計は、交流励磁方式や直流励磁方式に比して零点
の安定性にすぐれている台形波励磁や方形波励磁
などと呼ばれている低周波励磁方式のものが多く
用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間
で周期的に切換えて、励磁電流が一定になつたと
き電極間に発生する誘起電圧をそれぞれサンプリ
ングした後隣り合つたサンプリング信号の差をと
ることにより、電気化学的な直流電圧や回路に基
づくオフセツト電圧による影響を除去し、流体の
流量に対応した信号を得ている。このような低周
波励磁方式の電磁流量計においても、励磁電流が
一定値に達してから十分な時間が経過した後サン
プリングしないと零点がドリフトする。これは電
極間に発生する誘起電圧に、流体の流量に比例し
た信号成分と電気化学的な直流電圧や回路による
オフセツト電圧の外に、励磁電流の切換時に電極
と電極リード間のループで生ずる電磁結合ノイズ
と流体中を流れる渦電流が液抵抗と電極の界面電
気二重層容量とで形成される一次遅れ回路によつ
て生ずる渦電流ノイズを含む励磁電流の切換えに
伴うノイズ成分が重畳されており、電磁結合ノイ
ズと渦電流ノイズとは励磁電流を切換えるたびに
極性が反転するので、隣り合うサンプリング信号
の差をとつても消去できず、しかも電磁結合ノイ
ズは短時間で零になるが、渦電流ノイズは十分に
時間が経過しないと零にならないためである。よ
つて、零点の安定性の面から考えると励磁周波数
は低いほど有利であり、実用化されている電磁流
量計には商用電源周波数の1/32に選ばれているも
のもある。ところが励磁周波数をあまり低くする
と応答性が遅くなつたり、制御ループを組んだと
きハンチングを生じたりする。さらに励磁周波数
を低くすると、電気化学的な直流電圧の変化が問
題となり、この変化を補償するための手段が新た
に必要となる。
垂直に磁界を与え、同時に流体流路中の電気的信
号の変化を検出し、これに基づいて流体の流量を
計測するように構成されている。最近の電磁流量
計は、交流励磁方式や直流励磁方式に比して零点
の安定性にすぐれている台形波励磁や方形波励磁
などと呼ばれている低周波励磁方式のものが多く
用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間
で周期的に切換えて、励磁電流が一定になつたと
き電極間に発生する誘起電圧をそれぞれサンプリ
ングした後隣り合つたサンプリング信号の差をと
ることにより、電気化学的な直流電圧や回路に基
づくオフセツト電圧による影響を除去し、流体の
流量に対応した信号を得ている。このような低周
波励磁方式の電磁流量計においても、励磁電流が
一定値に達してから十分な時間が経過した後サン
プリングしないと零点がドリフトする。これは電
極間に発生する誘起電圧に、流体の流量に比例し
た信号成分と電気化学的な直流電圧や回路による
オフセツト電圧の外に、励磁電流の切換時に電極
と電極リード間のループで生ずる電磁結合ノイズ
と流体中を流れる渦電流が液抵抗と電極の界面電
気二重層容量とで形成される一次遅れ回路によつ
て生ずる渦電流ノイズを含む励磁電流の切換えに
伴うノイズ成分が重畳されており、電磁結合ノイ
ズと渦電流ノイズとは励磁電流を切換えるたびに
極性が反転するので、隣り合うサンプリング信号
の差をとつても消去できず、しかも電磁結合ノイ
ズは短時間で零になるが、渦電流ノイズは十分に
時間が経過しないと零にならないためである。よ
つて、零点の安定性の面から考えると励磁周波数
は低いほど有利であり、実用化されている電磁流
量計には商用電源周波数の1/32に選ばれているも
のもある。ところが励磁周波数をあまり低くする
と応答性が遅くなつたり、制御ループを組んだと
きハンチングを生じたりする。さらに励磁周波数
を低くすると、電気化学的な直流電圧の変化が問
題となり、この変化を補償するための手段が新た
に必要となる。
本発明は、電磁流量計発信器の励磁コイルに正
の定常値を流す正励磁期間と負の定常値を流す負
励磁期間を有する励磁電流を周期的に切換えて流
しかつ正の定常値から負の定常値への切換えの途
中および負の定常値から正の定常値への切換えの
途中にそれぞれ励磁電流を流さない休止期間を設
けた励磁手段と、電磁流量計発信器の電極間に誘
起する誘起電圧をいずれか１つのサンプリング間
隔を他の期間のサンプリング間隔とずらして各期
間でそれぞれ１回づつサンプリングしてサンプリ
ング値を出力するサンプリング手段と、励磁電流
の切換えに伴なうノイズ成分の波形が指数関数的
に減少する関係と各サンプリング値を用いて所定
の演算式により補償値を算出する補償値算出手段
と、この補償値とサンプリング値とを用いて流量
信号を演算する演算手段とを具備するようにし
て、零点の安定性および応答性に優れた低周波励
磁方式の電磁流量計を実現したものである。
の定常値を流す正励磁期間と負の定常値を流す負
励磁期間を有する励磁電流を周期的に切換えて流
しかつ正の定常値から負の定常値への切換えの途
中および負の定常値から正の定常値への切換えの
途中にそれぞれ励磁電流を流さない休止期間を設
けた励磁手段と、電磁流量計発信器の電極間に誘
起する誘起電圧をいずれか１つのサンプリング間
隔を他の期間のサンプリング間隔とずらして各期
間でそれぞれ１回づつサンプリングしてサンプリ
ング値を出力するサンプリング手段と、励磁電流
の切換えに伴なうノイズ成分の波形が指数関数的
に減少する関係と各サンプリング値を用いて所定
の演算式により補償値を算出する補償値算出手段
と、この補償値とサンプリング値とを用いて流量
信号を演算する演算手段とを具備するようにし
て、零点の安定性および応答性に優れた低周波励
磁方式の電磁流量計を実現したものである。
第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接
続図である。図において、１は励磁回路で、直流
定電流源１１と、定電流源１１からの一定電流IS
を切換えるスイツチ１２a，１２bとを有してい
る。２は電磁流量計発信器で、励磁コイル２１、
流体が流れるパイプ２２および電極２３a，２３b
を備えている。３は信号処理回路で、電磁流量計
発信器２の電極２３a，２３b間に誘起する電圧ea
を増幅する交流増幅器３１と、増幅器３１の出力
ebをサンプリングするスイツチ３２と、スイツチ
３２でサンプリングされた増幅器出力ebをデイジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器３３と、Ａ／Ｄ
変換器３３からのデイジタル信号に基づいて所望
のデイジタル演算を行うマイクロプロセツサ３４
と、マイクロプロセツサ３４の出力をアナログ信
号に変換するＤ／Ａ変換器３５と、Ｄ／Ａ変換器
３５の出力をサンプルホールドし出力電圧epを発
生するサンプルホールド回路３６とを有してい
る。マイクロプロセツサ３４はデイジタル演算を
行うとともに、励磁回路１のスイツチ１２a，１
２bを駆動するパルスP1a，P1b、サンプリングス
イツチ３２およびサンプルホールド回路３６を制
御するパルスP2，P3を発生する。
続図である。図において、１は励磁回路で、直流
定電流源１１と、定電流源１１からの一定電流IS
を切換えるスイツチ１２a，１２bとを有してい
る。２は電磁流量計発信器で、励磁コイル２１、
流体が流れるパイプ２２および電極２３a，２３b
を備えている。３は信号処理回路で、電磁流量計
発信器２の電極２３a，２３b間に誘起する電圧ea
を増幅する交流増幅器３１と、増幅器３１の出力
ebをサンプリングするスイツチ３２と、スイツチ
３２でサンプリングされた増幅器出力ebをデイジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器３３と、Ａ／Ｄ
変換器３３からのデイジタル信号に基づいて所望
のデイジタル演算を行うマイクロプロセツサ３４
と、マイクロプロセツサ３４の出力をアナログ信
号に変換するＤ／Ａ変換器３５と、Ｄ／Ａ変換器
３５の出力をサンプルホールドし出力電圧epを発
生するサンプルホールド回路３６とを有してい
る。マイクロプロセツサ３４はデイジタル演算を
行うとともに、励磁回路１のスイツチ１２a，１
２bを駆動するパルスP1a，P1b、サンプリングス
イツチ３２およびサンプルホールド回路３６を制
御するパルスP2，P3を発生する。
このように構成した本発明の動作を第２図の波
形図を参照して以下に説明する。まずスイツチ１
２a，１２bは第２図イ，ロに示す如き駆動パルス
P1a，P1bで制御され、P1aがオンとなつている期
間T2には定電流源１１から電流を正方向に、P1b
がオンとなつている期間T4には定電流源１１か
らの電流ISを逆方向に切換えて励磁コイル２１に
流し、P1a，P1bが共にオフとなつている期間T1，
T3には励磁コイル２１に電流を流さない。よつ
て励磁コイル２１には第２図ハに示すように定常
値が零の休止期間T1，T3と、正の期間T2および
負の期間T4を有する励磁電流IWが供給される。
なお各期間T1，T2，T3，T4はそれぞれ商用交流
電源周期の整数倍に選ばれており、また励磁電流
IWはスイツチ１２a，１２bで切換えられたとき、
励磁コイル２１のインダクタンスと抵抗による時
定数で実際には立上り、立下り部分で遅れを伴つ
たのち定常値となるが図では省略してある。電磁
流量計発信器２の電極２３a，２３b間には第２図
ニに示すように励磁電流IWに応じた誘起電圧eaが
発生する。誘起電圧eaには、パイプ２２を流れる
流体の流量Ｆに比例した信号成分VSの外に、励
磁電流の切換えに伴うノイズ成分Vo1〜Vo4およ
びVo1′〜Vo4′と、電気化学的な直流電位や回路
によるオフセツト電圧成分Vpfとが重畳されてい
る。ノイズ成分Vo1〜Vo4およびVo1′〜Vo4′は、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループ
で生ずる電磁結合ノイズと、流体中を流れる渦電
流が液抵抗Ｒと電極の界面電気二重層容量Ｃとで
形成される一次遅れ回路によつて生ずる渦電流ノ
イズを含んでいる。その結果第２図ニに斜線で示
す各期間のt1，t2，t3′，t4におけるサンプリング
電圧ea1〜ea4は１サイクル７の間流体の流量が変
化しないとするとそれぞれ次式で与えられる。
形図を参照して以下に説明する。まずスイツチ１
２a，１２bは第２図イ，ロに示す如き駆動パルス
P1a，P1bで制御され、P1aがオンとなつている期
間T2には定電流源１１から電流を正方向に、P1b
がオンとなつている期間T4には定電流源１１か
らの電流ISを逆方向に切換えて励磁コイル２１に
流し、P1a，P1bが共にオフとなつている期間T1，
T3には励磁コイル２１に電流を流さない。よつ
て励磁コイル２１には第２図ハに示すように定常
値が零の休止期間T1，T3と、正の期間T2および
負の期間T4を有する励磁電流IWが供給される。
なお各期間T1，T2，T3，T4はそれぞれ商用交流
電源周期の整数倍に選ばれており、また励磁電流
IWはスイツチ１２a，１２bで切換えられたとき、
励磁コイル２１のインダクタンスと抵抗による時
定数で実際には立上り、立下り部分で遅れを伴つ
たのち定常値となるが図では省略してある。電磁
流量計発信器２の電極２３a，２３b間には第２図
ニに示すように励磁電流IWに応じた誘起電圧eaが
発生する。誘起電圧eaには、パイプ２２を流れる
流体の流量Ｆに比例した信号成分VSの外に、励
磁電流の切換えに伴うノイズ成分Vo1〜Vo4およ
びVo1′〜Vo4′と、電気化学的な直流電位や回路
によるオフセツト電圧成分Vpfとが重畳されてい
る。ノイズ成分Vo1〜Vo4およびVo1′〜Vo4′は、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループ
で生ずる電磁結合ノイズと、流体中を流れる渦電
流が液抵抗Ｒと電極の界面電気二重層容量Ｃとで
形成される一次遅れ回路によつて生ずる渦電流ノ
イズを含んでいる。その結果第２図ニに斜線で示
す各期間のt1，t2，t3′，t4におけるサンプリング
電圧ea1〜ea4は１サイクル７の間流体の流量が変
化しないとするとそれぞれ次式で与えられる。
ea1＝Vo1＋Vpf
ea2＝VS＋Vo2＋Vpf
ea3＝−Vo3′＋Vpf
ea4＝−VS−Vo4＋Vpf (1)
そして、励磁電流の切換に伴うノイズ成分Vo
は励磁電流が一定のときほぼ指数関数的
（e-〓t/CR）に減少していく。そこで各期間のサン
プリング時間の差（t1′−t1）、（t2′−t2）、（t3′
−
t3）、（t4′−t4）をΔtとし、かつサンプリング時間
t1′，t2′，t3′，t4′におけるノイズ成分をそれぞれ
Vo1′，Vo2′，Vo3′，Vo4′とすると、Vo1，Vo2，
Vo3′，Vo4との間には次式の関係が成立する。
は励磁電流が一定のときほぼ指数関数的
（e-〓t/CR）に減少していく。そこで各期間のサン
プリング時間の差（t1′−t1）、（t2′−t2）、（t3′
−
t3）、（t4′−t4）をΔtとし、かつサンプリング時間
t1′，t2′，t3′，t4′におけるノイズ成分をそれぞれ
Vo1′，Vo2′，Vo3′，Vo4′とすると、Vo1，Vo2，
Vo3′，Vo4との間には次式の関係が成立する。
しかも、定常状態では、Vo1＝Vo3、Vo2＝Vo4
であり、Vo1と、Vo2との間にはe-〓t/CR＝Ｋとする
と次式の関係がある。
であり、Vo1と、Vo2との間にはe-〓t/CR＝Ｋとする
と次式の関係がある。
Vo1／Vo2＝Ｋ（１−K2）／１＋K4・Vo0／Ｋ（１＋K2
）／１＋K4・Vo0＝１−K2／１＋K2(3) よつて、信号処理回路３で各期間T1，T2，
T3，T4に得られるサンプリング電圧ea1，ea2，
ea3，ea4に基づいて次式の演算を行えば、励磁電
流の切換に伴うノイズ成分Vo1，Vo2、オフセツ
ト電圧成分VpfおよびＫに相当する補償値eo1，
eo2，epf、ｋを算出できる。
）／１＋K4・Vo0＝１−K2／１＋K2(3) よつて、信号処理回路３で各期間T1，T2，
T3，T4に得られるサンプリング電圧ea1，ea2，
ea3，ea4に基づいて次式の演算を行えば、励磁電
流の切換に伴うノイズ成分Vo1，Vo2、オフセツ
ト電圧成分VpfおよびＫに相当する補償値eo1，
eo2，epf、ｋを算出できる。
したがつて、励磁電流IWが流れている期間T2，
T4に得られるサンプリング電圧ea2，ea4との間で
次式の演算（ただし、T2のタイミングではea3，
ea4は前のサイクルの値を用いる）を行うと、 となり、オフセツト電圧成分Vpfを除去できる
とともに、励磁電流の切換に伴うノイズ成分Vo
も除去でき、流体の流量に比例した信号成分VS
のみを１サイクルに２回得ることができる。なお
１サイクルに１回だけVSを得る場合には次式の
演算を行えばよい。
T4に得られるサンプリング電圧ea2，ea4との間で
次式の演算（ただし、T2のタイミングではea3，
ea4は前のサイクルの値を用いる）を行うと、 となり、オフセツト電圧成分Vpfを除去できる
とともに、励磁電流の切換に伴うノイズ成分Vo
も除去でき、流体の流量に比例した信号成分VS
のみを１サイクルに２回得ることができる。なお
１サイクルに１回だけVSを得る場合には次式の
演算を行えばよい。
ep3＝ea2−ea4／２−１＋k2／１−k2・eo1＝VS (6)
このときはVpfに相当する補償値をあらかじめ
算出しなくてもよい利点がある。
算出しなくてもよい利点がある。
第１図の信号処理回路３では電磁流量計発信器
２からの誘起電圧eaを増幅器３１で増幅した後、
第２図ホに示す如きタイミングで発生するサンプ
リングパルスP2で駆動されるサンプリングスイ
ツチ３２によつて、第２図ニに斜線で示すeaのサ
ンプリング電圧ea1〜ea4に相当する増幅器３１の
出力eb1〜eb4が順次Ａ／Ｄ変換器３３に与えら
れ、デイジタル信号に変換されてマイクロプロセ
ツサ３４に与えられる。マイクロプロセツサ３４
はＡ／Ｄ変換器３３から与えられるデイジタル信
号を用いて、まず(4)式に相当するデイジタル演算
を行い補償値を算出しておき、この補償値を用い
て励磁電流が流れている期間T2，T4に得られる
サンプリング電圧ea2，ea4に相当するデイジタル
信号が入力される毎にデイジタル演算によつて(5)
式に相当する補正演算を行い、オフセツト電圧成
分Vpfおよびノイズ成分Voを除去し、流体の流量
のみに比例した信号成分VSに相当するデイジタ
ル値を順次出力する。なおＡ／Ｄ変換器３３から
マイクロプロセツサ３４に入力されたサンプリン
グ電圧ea1〜ea4に相当するデイジタル信号はそれ
ぞれ専用のレジスタに格納され、次のサイクルの
信号が入力されるまでその値がホールドされてい
る。また算出した補償値も専用のレジスタに格納
されており、その値はサンプリング電圧ea2，ea4
に相当するデイジタル信号が入力される毎に(4)式
に相当する演算が行われ更新される。この場合
epfを除く他の補償値として過去からの移動平均
値を用いると演算精度を上げることができる。マ
イクロプロセツサ３４の出力はＤ／Ａ変換器３５
でアナログ信号に変換され、第２図トに示すタイ
ミングで発生するパルスP3によつてサンプルホ
ールド回路３６に順次与えられる。その結果サン
プルホールド回路３６の出力には、流体の流量の
みに比例した信号成分VSに相当する出力電圧epが
得られる。
２からの誘起電圧eaを増幅器３１で増幅した後、
第２図ホに示す如きタイミングで発生するサンプ
リングパルスP2で駆動されるサンプリングスイ
ツチ３２によつて、第２図ニに斜線で示すeaのサ
ンプリング電圧ea1〜ea4に相当する増幅器３１の
出力eb1〜eb4が順次Ａ／Ｄ変換器３３に与えら
れ、デイジタル信号に変換されてマイクロプロセ
ツサ３４に与えられる。マイクロプロセツサ３４
はＡ／Ｄ変換器３３から与えられるデイジタル信
号を用いて、まず(4)式に相当するデイジタル演算
を行い補償値を算出しておき、この補償値を用い
て励磁電流が流れている期間T2，T4に得られる
サンプリング電圧ea2，ea4に相当するデイジタル
信号が入力される毎にデイジタル演算によつて(5)
式に相当する補正演算を行い、オフセツト電圧成
分Vpfおよびノイズ成分Voを除去し、流体の流量
のみに比例した信号成分VSに相当するデイジタ
ル値を順次出力する。なおＡ／Ｄ変換器３３から
マイクロプロセツサ３４に入力されたサンプリン
グ電圧ea1〜ea4に相当するデイジタル信号はそれ
ぞれ専用のレジスタに格納され、次のサイクルの
信号が入力されるまでその値がホールドされてい
る。また算出した補償値も専用のレジスタに格納
されており、その値はサンプリング電圧ea2，ea4
に相当するデイジタル信号が入力される毎に(4)式
に相当する演算が行われ更新される。この場合
epfを除く他の補償値として過去からの移動平均
値を用いると演算精度を上げることができる。マ
イクロプロセツサ３４の出力はＤ／Ａ変換器３５
でアナログ信号に変換され、第２図トに示すタイ
ミングで発生するパルスP3によつてサンプルホ
ールド回路３６に順次与えられる。その結果サン
プルホールド回路３６の出力には、流体の流量の
みに比例した信号成分VSに相当する出力電圧epが
得られる。
このように本発明においては、零点のドリフト
の原因となるノイズ成分を有効に除去しているの
で、励磁周波数を低くせずにすなわち応答性を犠
性にすることなく零点の安定性が得られる。
の原因となるノイズ成分を有効に除去しているの
で、励磁周波数を低くせずにすなわち応答性を犠
性にすることなく零点の安定性が得られる。
なお上述では、休止期間T3のサンプリング間
隔を他の期間T1，T2，T4のサンプリング間隔と
ずらす場合を示したが、T1，T2，T4のうちのい
ずれか１つの期間のサンプリング間隔を他の期間
のサンプリング間隔とずらしても同様にできる。
また上述では増幅器３１の出力ebをサンプリング
スイツチ３２を介してＡ／Ｄ変換器３３に与える
場合を例示したが、第３図に示すように増幅器出
力ebを積分器３７を介してＡ／Ｄ変換器３３に与
えるようにしてもよい。この場合積分時間TSを
商用電源周期に整数倍に選べば電源周波数ノイズ
の影響を除去できる。なお第３図においては、積
分器３７として抵抗RIと、演算増幅器OPと、
OPの帰還回路に接続された積分用コンデンサCI
と、入力積分時間を制御するタイミングスイツチ
TSおよび積分開始直前にそれ以前の積分値をリ
セツトするリセツトスイツチRSとを有するもの
が例示されている。
隔を他の期間T1，T2，T4のサンプリング間隔と
ずらす場合を示したが、T1，T2，T4のうちのい
ずれか１つの期間のサンプリング間隔を他の期間
のサンプリング間隔とずらしても同様にできる。
また上述では増幅器３１の出力ebをサンプリング
スイツチ３２を介してＡ／Ｄ変換器３３に与える
場合を例示したが、第３図に示すように増幅器出
力ebを積分器３７を介してＡ／Ｄ変換器３３に与
えるようにしてもよい。この場合積分時間TSを
商用電源周期に整数倍に選べば電源周波数ノイズ
の影響を除去できる。なお第３図においては、積
分器３７として抵抗RIと、演算増幅器OPと、
OPの帰還回路に接続された積分用コンデンサCI
と、入力積分時間を制御するタイミングスイツチ
TSおよび積分開始直前にそれ以前の積分値をリ
セツトするリセツトスイツチRSとを有するもの
が例示されている。
以上、説明したように本発明においては、電磁
流量計発信器の励磁コイルに正の定常値を流す正
励磁期間と負の定常値を流す負励磁期間を有する
励磁電流を周期的に切換えて零・正・零・負の繰
返しとして流し、かつ正の定常値から負の定常値
への切換えの途中および負の定常値から正の定常
値への切換えの途中にそれぞれ励磁電流を流さな
い休止期間を設けて励磁し、サンプリング手段に
より電磁流量計発信器の電極間に誘起する誘起電
圧をいずれか１つのサンプリング間隔を他の期間
のサンプリング間隔とずらして各期間でそれぞれ
１回づつサンプリングしてサンプリング値を出力
し、補償値算出手段により励磁電流の切換えに伴
なうノイズ成分の波形が指数関数的に減少する関
係と各サンプリング値を用いて所定の演算式によ
り補償値を算出し、演算手段によりこの補償値と
サンプリング値とを用いて流量信号を演算するす
るようにしているので、零点の安定性および応答
性に優れた低周波励磁方式の電磁流量計が得られ
る。
流量計発信器の励磁コイルに正の定常値を流す正
励磁期間と負の定常値を流す負励磁期間を有する
励磁電流を周期的に切換えて零・正・零・負の繰
返しとして流し、かつ正の定常値から負の定常値
への切換えの途中および負の定常値から正の定常
値への切換えの途中にそれぞれ励磁電流を流さな
い休止期間を設けて励磁し、サンプリング手段に
より電磁流量計発信器の電極間に誘起する誘起電
圧をいずれか１つのサンプリング間隔を他の期間
のサンプリング間隔とずらして各期間でそれぞれ
１回づつサンプリングしてサンプリング値を出力
し、補償値算出手段により励磁電流の切換えに伴
なうノイズ成分の波形が指数関数的に減少する関
係と各サンプリング値を用いて所定の演算式によ
り補償値を算出し、演算手段によりこの補償値と
サンプリング値とを用いて流量信号を演算するす
るようにしているので、零点の安定性および応答
性に優れた低周波励磁方式の電磁流量計が得られ
る。
第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接
続図、第２図はその動作波形図、第３図は本発明
電磁流量計の他の実施例を示す接続図である。 １……励磁回路、２……電磁流量計発信器、２
１……励磁コイル、２３a，２３b……電極、３…
…信号処理回路、３１……増幅器、３２……サン
プリングスイツチ、３３……Ａ／Ｄ変換器、３４
……マイクロプロセツサ、３５……Ｄ／Ａ変換
器、３６……サンプルホールド回路、３７……積
分器。
続図、第２図はその動作波形図、第３図は本発明
電磁流量計の他の実施例を示す接続図である。 １……励磁回路、２……電磁流量計発信器、２
１……励磁コイル、２３a，２３b……電極、３…
…信号処理回路、３１……増幅器、３２……サン
プリングスイツチ、３３……Ａ／Ｄ変換器、３４
……マイクロプロセツサ、３５……Ｄ／Ａ変換
器、３６……サンプルホールド回路、３７……積
分器。
Claims (1)
- １ 電磁流量計発信器の励磁コイルに正の定常値
を流す正励磁期間と負の定常値を流す負励磁期間
を有する励磁電流を周期的に切換えて流しかつ正
の定常値から負の定常値への切換えの途中および
負の定常値から正の定常値への切換えの途中にそ
れぞれ前記励磁電流を流さない休止期間を設けた
励磁手段と、前記電磁流量計発信器の電極間に誘
起する誘起電圧をいずれか１つのサンプリング間
隔を他の期間のサンプリング間隔とずらして各期
間でそれぞれ１回づつサンプリングしてサンプリ
ング値を出力するサンプリング手段と、前記励磁
電流の切換えに伴なうノイズ成分の波形が指数関
数的に減少する関係と前記各サンプリング値を用
いて所定の演算式により補償値を算出する補償値
算出手段と、この補償値と前記サンプリング値と
を用いて流量信号を演算する演算手段とを具備
し、前記励磁電流の切換えに伴なうノイズ成分を
除去する電磁流量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP272182A JPS58120117A (ja) | 1982-01-13 | 1982-01-13 | 電磁流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP272182A JPS58120117A (ja) | 1982-01-13 | 1982-01-13 | 電磁流量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58120117A JPS58120117A (ja) | 1983-07-16 |
| JPH0311408B2 true JPH0311408B2 (ja) | 1991-02-15 |
Family
ID=11537167
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP272182A Granted JPS58120117A (ja) | 1982-01-13 | 1982-01-13 | 電磁流量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58120117A (ja) |
-
1982
- 1982-01-13 JP JP272182A patent/JPS58120117A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58120117A (ja) | 1983-07-16 |
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