JPS58115323A - 電磁流量計 - Google Patents
電磁流量計Info
- Publication number
- JPS58115323A JPS58115323A JP21252381A JP21252381A JPS58115323A JP S58115323 A JPS58115323 A JP S58115323A JP 21252381 A JP21252381 A JP 21252381A JP 21252381 A JP21252381 A JP 21252381A JP S58115323 A JPS58115323 A JP S58115323A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- zero
- excitation
- voltage
- component
- noise
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/56—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects
- G01F1/58—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects by electromagnetic flowmeters
- G01F1/60—Circuits therefor
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Fluid Mechanics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Volume Flow (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良に関する
。
。
一般に電磁流量計は、流体の流れ方向に対して垂直に磁
界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検出
し、これに基づいて流体の流量を計測するよ５に構成さ
れている。最近の電磁流量計は、交流励磁方式や直流励
磁方式に比して零点の安定性にすぐれている台形波励磁
や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のもの
が多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間で周期
的に切換えて、励磁電流が一定になったとき電極間に発
生する誘起電圧をそれぞれ１回づつサンプリングした後
隣り合ったサンプリング信号の差をとることＫより、電
気化学的な直流電圧や回路に基づくオフセット電圧によ
る影響を除去し。
界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検出
し、これに基づいて流体の流量を計測するよ５に構成さ
れている。最近の電磁流量計は、交流励磁方式や直流励
磁方式に比して零点の安定性にすぐれている台形波励磁
や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のもの
が多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間で周期
的に切換えて、励磁電流が一定になったとき電極間に発
生する誘起電圧をそれぞれ１回づつサンプリングした後
隣り合ったサンプリング信号の差をとることＫより、電
気化学的な直流電圧や回路に基づくオフセット電圧によ
る影響を除去し。
流体の流量に対応した信号を得ている。このような低周
波励磁方式の電磁流量計においても、励磁電流が一定値
に達してから十分な時間が経過した後サンプリングしな
いと零点がドリフトする。これは電極間に発生する誘起
電圧に、８体の流量に一比例した信号成分と電気化岸的
な直流電圧や回路によるオフセット電圧の外に、励磁電
流の切換時に電極と電極リード間のループで生ずる電磁
結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と電極の電
磁結合ノイズと渦電流ノイズとは励磁電流な切換えるた
びに極性が反転するので、隣り合うサンプリング信号の
差をとっても消去できず、しかも電磁結合ノイズは短時
間で零になるが、渦電流ノイズは十分に時間が経過しな
いと零にならないためである。よって、零点の安定性の
面から考えると励磁周波数は低いほど有利であり、実用
托されている電磁流量計には商用電源周波数の１７３２
に選ばれているものもある。ところが励磁周波数をあま
り低くすると応答性が遅くなったり、制御ループを組ん
だときハンチングを生じたりする。
波励磁方式の電磁流量計においても、励磁電流が一定値
に達してから十分な時間が経過した後サンプリングしな
いと零点がドリフトする。これは電極間に発生する誘起
電圧に、８体の流量に一比例した信号成分と電気化岸的
な直流電圧や回路によるオフセット電圧の外に、励磁電
流の切換時に電極と電極リード間のループで生ずる電磁
結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と電極の電
磁結合ノイズと渦電流ノイズとは励磁電流な切換えるた
びに極性が反転するので、隣り合うサンプリング信号の
差をとっても消去できず、しかも電磁結合ノイズは短時
間で零になるが、渦電流ノイズは十分に時間が経過しな
いと零にならないためである。よって、零点の安定性の
面から考えると励磁周波数は低いほど有利であり、実用
托されている電磁流量計には商用電源周波数の１７３２
に選ばれているものもある。ところが励磁周波数をあま
り低くすると応答性が遅くなったり、制御ループを組ん
だときハンチングを生じたりする。
そこで、電磁流量計発信器の励磁コイルに定常値が零・
正・零・負の順で繰り返す励磁電流を供給し、電磁流量
計発信器から与えられる励磁電流の定常値が正の前の零
のときの信号電圧と正のときの信号電圧との差、または
負の前の零のときの信号電圧と負のときの信号電圧との
差を求めれば励磁電流の切換えに伴５ノイ・、ズ成分の
影響を小さ、 ゛ くすることができる。しかしながらこの方式においても
、励磁電流の定常値が正または負のときのノイズ成分の
大きさと定常蓋が零のときのノイズ成分の大きさに差が
あるため、その影響を受ける。
正・零・負の順で繰り返す励磁電流を供給し、電磁流量
計発信器から与えられる励磁電流の定常値が正の前の零
のときの信号電圧と正のときの信号電圧との差、または
負の前の零のときの信号電圧と負のときの信号電圧との
差を求めれば励磁電流の切換えに伴５ノイ・、ズ成分の
影響を小さ、 ゛ くすることができる。しかしながらこの方式においても
、励磁電流の定常値が正または負のときのノイズ成分の
大きさと定常蓋が零のときのノイズ成分の大きさに差が
あるため、その影響を受ける。
本発明は、励磁電流の定常値が正または負のときのノイ
ズ成分の大きさと定常値が零のときのノイズ成分の大き
さとの間に一定の関係があることに着目し、定常値が零
の期間に電極間に誘起する電圧を２回以上サンプリング
して得た値を用いてノイズ成分を算出し、励磁電流の定
常値が正または負のときのノイズ成分の大きさと定常値
が零のときのノイズ成分の大きさの差を補償するように
して、零点の安定性および応答性にすぐれた低周波励磁
方式の電磁流量計を実現したものである。
ズ成分の大きさと定常値が零のときのノイズ成分の大き
さとの間に一定の関係があることに着目し、定常値が零
の期間に電極間に誘起する電圧を２回以上サンプリング
して得た値を用いてノイズ成分を算出し、励磁電流の定
常値が正または負のときのノイズ成分の大きさと定常値
が零のときのノイズ成分の大きさの差を補償するように
して、零点の安定性および応答性にすぐれた低周波励磁
方式の電磁流量計を実現したものである。
第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接続図であ
る。図において、１は励磁回路で、直流定電流源１１と
、定電流源１１からの画定電流Ｉｓを切換えるスイッチ
１２ｍ、 ＋２ｂ とを有している。２は電磁流量計
発信器で、励磁コイル２１．流体が流れるパイプ２２お
よび電極２５ｍ、２Ｓｂを、備えている。５は信号処理
回路で、電磁流量計発信器２の電極２５ａ。
る。図において、１は励磁回路で、直流定電流源１１と
、定電流源１１からの画定電流Ｉｓを切換えるスイッチ
１２ｍ、 ＋２ｂ とを有している。２は電磁流量計
発信器で、励磁コイル２１．流体が流れるパイプ２２お
よび電極２５ｍ、２Ｓｂを、備えている。５は信号処理
回路で、電磁流量計発信器２の電極２５ａ。
２Ｓｂ間に誘起する電圧ｅｍを増幅する交流増幅器５１
と、増幅器３１の出力ｅｂをサンプリングするスイッチ
５２と、スイッチ３２でサンプリングされた増幅器出力
ｅｂをディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器Ｓｓと、
Ａ／Ｄ変換器３５からのディジタル信号に基づいて所
望のディジタル演算を行うマイクロプロセッサ３４と、
マイクロプロセッサ３４の出力を７すｐグ信号に変換す
るＤ／Ａ変換器５５と、 Ｄ／Ａ変換器５５の出力をサ
ンプルホールドし出力電圧８ｏを発生するサンプルホー
ルド回１１１１ｂとを有している。マイクロプロセッサ
５４はディジタル演算を行うとともに、励磁回路１のス
イッチ１２ｍ、 １２ｂ を駆動するパルスＰ１ａ＋
ｐｔｂ １サンプリングスイツチ３２およびサンプルホ
ールド回路３６を制御するパルスＰ２．ＰＳを発生する
。
と、増幅器３１の出力ｅｂをサンプリングするスイッチ
５２と、スイッチ３２でサンプリングされた増幅器出力
ｅｂをディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器Ｓｓと、
Ａ／Ｄ変換器３５からのディジタル信号に基づいて所
望のディジタル演算を行うマイクロプロセッサ３４と、
マイクロプロセッサ３４の出力を７すｐグ信号に変換す
るＤ／Ａ変換器５５と、 Ｄ／Ａ変換器５５の出力をサ
ンプルホールドし出力電圧８ｏを発生するサンプルホー
ルド回１１１１ｂとを有している。マイクロプロセッサ
５４はディジタル演算を行うとともに、励磁回路１のス
イッチ１２ｍ、 １２ｂ を駆動するパルスＰ１ａ＋
ｐｔｂ １サンプリングスイツチ３２およびサンプルホ
ールド回路３６を制御するパルスＰ２．ＰＳを発生する
。
このように構成した本発明の動作を第２図の波形図を参
照して以下に説明する。まずスイッチ１２ａ。
照して以下に説明する。まずスイッチ１２ａ。
１２ｂは第２図（イ）、（ロ）に示す如き駆動パルスＰ
１ｓ、Ｐ１ｂで制御され、Ｐｌ、がオンとなっている期
間Ｔ２には定電流源１１からの電流Ｉ・を正方向にｔ
Ｐｌｂがオンとなっている期間Ｔ４には定電流源１１か
らの電流■＄を逆方向に切換えて励磁フィル２１に流し
、Ｐｌ、 、Ｐｌｂが共にオフとなっている期間Ｔ１．
Ｔ５には励磁コイル２１に電流を流さない。よって励磁
フィル２１には第２図（ハ）に示すようＫｆｆｌ常値ｌ
零値休止期間Ｔ＋。
１ｓ、Ｐ１ｂで制御され、Ｐｌ、がオンとなっている期
間Ｔ２には定電流源１１からの電流Ｉ・を正方向にｔ
Ｐｌｂがオンとなっている期間Ｔ４には定電流源１１か
らの電流■＄を逆方向に切換えて励磁フィル２１に流し
、Ｐｌ、 、Ｐｌｂが共にオフとなっている期間Ｔ１．
Ｔ５には励磁コイル２１に電流を流さない。よって励磁
フィル２１には第２図（ハ）に示すようＫｆｆｌ常値ｌ
零値休止期間Ｔ＋。
Ｔ３と、正の励磁期ｎＪｊＴｚおよび負の励磁期間Ｔ４
を有する励磁電流Ｉｗが供給される。なお励磁電流１ｗ
はスイッチ１２．、１２ｂ で切換えられたとき、励磁
コイル２１のインダクタンスと抵抗による時定数で実際
には立上り、立下り部分で遅れを伴ったのち定常値とな
るが図では省略し【ある。電磁流量計発信器２の電極２
５ａ＠ ２Ｓｂ 間には第２図に）に示すように励磁電
流Ｉｔに応じた誘起電圧ｅａが発生する。誘起電圧ｅ鳳
には、パイプ２２を流れる流体の流量Ｆに比例した信号
成分■３の外に、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分Ｖ
ｎと、電気化学的な直流電位や回路によるオフセット電
圧成分Ｖｆとが重畳されている。
を有する励磁電流Ｉｗが供給される。なお励磁電流１ｗ
はスイッチ１２．、１２ｂ で切換えられたとき、励磁
コイル２１のインダクタンスと抵抗による時定数で実際
には立上り、立下り部分で遅れを伴ったのち定常値とな
るが図では省略し【ある。電磁流量計発信器２の電極２
５ａ＠ ２Ｓｂ 間には第２図に）に示すように励磁電
流Ｉｔに応じた誘起電圧ｅａが発生する。誘起電圧ｅ鳳
には、パイプ２２を流れる流体の流量Ｆに比例した信号
成分■３の外に、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分Ｖ
ｎと、電気化学的な直流電位や回路によるオフセット電
圧成分Ｖｆとが重畳されている。
ノイズ成分Ｖｎは、励磁電・流の切換時に電極と電極リ
ード間のループで生ずる電磁結合ノイズと、流体中を流
れる渦電流が液抵抗Ｒと電極の界面電気二重層容量Ｏと
で形成される一次遅れ回路によって生ずる渦電流ノイズ
を含んでいる。その結果第２図に）に斜線で示すようＥ
ｌｌ起電圧ｅｍを休止期間では２回づつ、励磁期間では
１回づつサンプリングしたときの電圧θｍｌ’ｌ ｅａ
ｔ、 ｅａ２．θ畠５′、θｍ３１６ａ４はそれぞれ次
式で与えられる。
ード間のループで生ずる電磁結合ノイズと、流体中を流
れる渦電流が液抵抗Ｒと電極の界面電気二重層容量Ｏと
で形成される一次遅れ回路によって生ずる渦電流ノイズ
を含んでいる。その結果第２図に）に斜線で示すようＥ
ｌｌ起電圧ｅｍを休止期間では２回づつ、励磁期間では
１回づつサンプリングしたときの電圧θｍｌ’ｌ ｅａ
ｔ、 ｅａ２．θ畠５′、θｍ３１６ａ４はそれぞれ次
式で与えられる。
そして、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分Ｖｎは励磁
電流が一定のときほば指数関数的に減少していく。そこ
で各期間のサンプリング間隔（ｔｚ ｔｔ）＋（ｚｓ
−ｔａ）を４重とすれば＊ Ｖｎ１’とＶｎｌ、との
間には次式の関係が成立する。
電流が一定のときほば指数関数的に減少していく。そこ
で各期間のサンプリング間隔（ｔｚ ｔｔ）＋（ｚｓ
−ｔａ）を４重とすれば＊ Ｖｎ１’とＶｎｌ、との
間には次式の関係が成立する。
一ハ
ｖｎ１＝ｅＣＲＩＩｖｎ１′（２）
しかも定常状態では、零・正・零・負の各期間を２４ｔ
としたとき７口１ とＶａｔ どの間にはｅ −ＯＲ，
をＫとすると次式の関係がある。
としたとき７口１ とＶａｔ どの間にはｅ −ＯＲ，
をＫとすると次式の関係がある。
よって、信号処理回路３で休止期間Ｔ１．Ｔ！ＳＫ得ら
れるサンプリング電圧ｅ３ａ１’、 ｅａｔ 、 ｅｍ
ｓ’Ｈｆ３ｍｓに基づいて次式の演算を行えば、励磁電
流の切換えに伴うノイズ成分Ｖｎｌ、Ｖｎ２ およびＫ
に相当する値８ｎ１，６ｎ２１ｋが求まり、Ｖｎ２−Ｖ
ｎｌに相当する補償１［ｅｎを算出できる。
れるサンプリング電圧ｅ３ａ１’、 ｅａｔ 、 ｅｍ
ｓ’Ｈｆ３ｍｓに基づいて次式の演算を行えば、励磁電
流の切換えに伴うノイズ成分Ｖｎｌ、Ｖｎ２ およびＫ
に相当する値８ｎ１，６ｎ２１ｋが求まり、Ｖｎ２−Ｖ
ｎｌに相当する補償１［ｅｎを算出できる。
したがって、補償［ｅ３ｎと８ａ１．８ａ５ を用いて
励磁室ＲカＲｔｔている期間Ｔ２． Ｔ４ Ｋ得られる
サンプリング電圧６ａ２．８ａ４ との間１で次式の
演算を行うと。
励磁室ＲカＲｔｔている期間Ｔ２． Ｔ４ Ｋ得られる
サンプリング電圧６ａ２．８ａ４ との間１で次式の
演算を行うと。
となり、オフセット電圧成分Ｖｆを除去できるとともに
、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分Ｖｎ１゜Ｖｎ２
も有効に除去でき、流体の流量に比例した信号成分Ｖｓ
ｌ、Ｖｓ２ を得ることができる。
、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分Ｖｎ１゜Ｖｎ２
も有効に除去でき、流体の流量に比例した信号成分Ｖｓ
ｌ、Ｖｓ２ を得ることができる。
図の信号処理回路３では、電磁流置針発信器２からの誘
起電圧ｅ１を増幅ｌＢ５１１↑増幅した後、第２図（ホ
）Ｋ示す如き画定間隔ノｔで発生するサンプリングパル
スＰ２で駆動されるサンプリングスイッチ３２によって
、第２図に）に斜線で示すｅｍのサンプリング電圧８ａ
１’、 ｅｌｍｌ 、 ８ａ２＠ ｅ）畠ｌＨｆｈｓｌ
８ａ４に相当する増幅器３１の出力が順次Ａ／Ｄ変換
ａＳＳに４えられ、ディジタル信号に変換されてマイク
ρプｐセ、す５４に与えられる。マイクｐプｐセ、す５
４は、まず休止期間Ｔ＋、ＴｓＫ得られるサンプリング
電圧１９ａ１’、 ｅａｌ 、 ｅａ（。
起電圧ｅ１を増幅ｌＢ５１１↑増幅した後、第２図（ホ
）Ｋ示す如き画定間隔ノｔで発生するサンプリングパル
スＰ２で駆動されるサンプリングスイッチ３２によって
、第２図に）に斜線で示すｅｍのサンプリング電圧８ａ
１’、 ｅｌｍｌ 、 ８ａ２＠ ｅ）畠ｌＨｆｈｓｌ
８ａ４に相当する増幅器３１の出力が順次Ａ／Ｄ変換
ａＳＳに４えられ、ディジタル信号に変換されてマイク
ρプｐセ、す５４に与えられる。マイクｐプｐセ、す５
４は、まず休止期間Ｔ＋、ＴｓＫ得られるサンプリング
電圧１９ａ１’、 ｅａｌ 、 ｅａ（。
ｅｍｓに相当するディジタル信号を用いて、（４１式に
相当するディジタル演算を行い補償値を算出してお館、
この補償値を用いて励磁電流が流れて（・る期間Ｔ２．
Ｔ４に得られるサンプリング電圧６ａ２１６ａ４に相当
するディジタル信号が入力される毎にディジタル演算に
よって（ｉ）式に相当する演算を行い。
相当するディジタル演算を行い補償値を算出してお館、
この補償値を用いて励磁電流が流れて（・る期間Ｔ２．
Ｔ４に得られるサンプリング電圧６ａ２１６ａ４に相当
するディジタル信号が入力される毎にディジタル演算に
よって（ｉ）式に相当する演算を行い。
オフセット電圧成分Ｖｆおよびノイズ成分■ｎを除去し
、流体の流量のみに比例した信号成分ＶＮ、Ｖ魯２に相
当するディジタル値を順次出力する。なおＡ／Ｄ変換器
５３からマイクルプロセッサ５４に入力されたサンプリ
ング電圧６ｍ１．８ａ１’、 ｆ３畠２． ｅｍｓ’、
ｆ３ａ３Ｈｆ３ａ４に相当するディジタル信号はそれ
ぞれ専用のレジスタに格納され、次のサイクルの信号が
入力されるまでその値がホールドされている。また算出
した補償値も専用のレジスタに格納されており、その値
は休止期間’ｌ’１．Ｔ！Ｓに得られるサンプリング電
圧ｅｈ ｔ’、８１．θａ３′、θａ５ に相当する
ディジタル信号が入力される毎に（４）式に相当する演
算が行われ更新さ・れる。この場合補償値として過去か
らの移動平均値を用いると演算精度を上げることかで幹
る。マイクツプロセッサＳ４の出力はＤ／Ａ変換器５５
でアナログ信号に変換され、第２図（へ）に示すタイミ
ングで発生するパルスＰ５によってサンプルホールド回
路ｓ６Ｋ １ｍ次与えられる。その結果サンプルホール
ド回路３６の出力には５流体の流量のみに比例した信号
成分■＄に相当する出力電圧６ｏが得られる。
、流体の流量のみに比例した信号成分ＶＮ、Ｖ魯２に相
当するディジタル値を順次出力する。なおＡ／Ｄ変換器
５３からマイクルプロセッサ５４に入力されたサンプリ
ング電圧６ｍ１．８ａ１’、 ｆ３畠２． ｅｍｓ’、
ｆ３ａ３Ｈｆ３ａ４に相当するディジタル信号はそれ
ぞれ専用のレジスタに格納され、次のサイクルの信号が
入力されるまでその値がホールドされている。また算出
した補償値も専用のレジスタに格納されており、その値
は休止期間’ｌ’１．Ｔ！Ｓに得られるサンプリング電
圧ｅｈ ｔ’、８１．θａ３′、θａ５ に相当する
ディジタル信号が入力される毎に（４）式に相当する演
算が行われ更新さ・れる。この場合補償値として過去か
らの移動平均値を用いると演算精度を上げることかで幹
る。マイクツプロセッサＳ４の出力はＤ／Ａ変換器５５
でアナログ信号に変換され、第２図（へ）に示すタイミ
ングで発生するパルスＰ５によってサンプルホールド回
路ｓ６Ｋ １ｍ次与えられる。その結果サンプルホール
ド回路３６の出力には５流体の流量のみに比例した信号
成分■＄に相当する出力電圧６ｏが得られる。
このように本発明においては、励磁電流の定常値が正ま
たは負のときのノイズ成分と零のときのノイズ成分の差
を補償して零点のドリフトの原因となるノイズ成分を有
効に除去しているので、励磁周波数を低くせずにすなわ
ち応答性を犠牲にすることなく零点の安定性を良好にで
きる。
たは負のときのノイズ成分と零のときのノイズ成分の差
を補償して零点のドリフトの原因となるノイズ成分を有
効に除去しているので、励磁周波数を低くせずにすなわ
ち応答性を犠牲にすることなく零点の安定性を良好にで
きる。
なお上述では、オフセット電圧成分Ｖｆが一定の場合を
例示したが、 Ｖｆは電気化学的な直流電位の変動によ
って変化する。このようなＶｆをテーラ展開して示した
場合の誘起電圧８ｍのサンプリング電圧 θａｔ’、
６ａ１１ ８畠２．８ａ５’、 ８ｍ３１ ０ａ４．
８麿ダＨ６ａ５１ ６ｍ６１ ８ａ７’、 ｅｌａ７
１６ａ８はそれぞれ次式で与えられる。
例示したが、 Ｖｆは電気化学的な直流電位の変動によ
って変化する。このようなＶｆをテーラ展開して示した
場合の誘起電圧８ｍのサンプリング電圧 θａｔ’、
６ａ１１ ８畠２．８ａ５’、 ８ｍ３１ ０ａ４．
８麿ダＨ６ａ５１ ６ｍ６１ ８ａ７’、 ｅｌａ７
１６ａ８はそれぞれ次式で与えられる。
したがって、信号処理回路３でまず補償値θｎを求め実
質的に次式の演算を行えば、ノイズ成分Ｖｎ＋。
質的に次式の演算を行えば、ノイズ成分Ｖｎ＋。
Ｖｎ２を除去できるとともＫ、オフセット電圧成分を１
次式近似で除去でき、流量成分Ｖａｉ 、Ｖｎ２に関連
した出力ｆ３ｏを得ることができる。
次式近似で除去でき、流量成分Ｖａｉ 、Ｖｎ２に関連
した出力ｆ３ｏを得ることができる。
ＶｎｌｌＶｓ２
ｅｏ −ｙ （−ｆ３ａ４＋ｅａＳ＋ｆ３ａ２ ｅｌ
）−θｎ ＝２ （７まただし、伽＝ヱー
と匝（区亡土虹）＝Ｖｎ２−Ｖｎｉ１−に２
２ また信号処理回路５で実質的に次式の演算を行えば、ノ
イズ成分Ｖｎ１．Ｖｎ２を除去できるとともに、オフセ
ット電圧成分Ｖｆを２次式近似′で除去できる。
）−θｎ ＝２ （７まただし、伽＝ヱー
と匝（区亡土虹）＝Ｖｎ２−Ｖｎｉ１−に２
２ また信号処理回路５で実質的に次式の演算を行えば、ノ
イズ成分Ｖｎ１．Ｖｎ２を除去できるとともに、オフセ
ット電圧成分Ｖｆを２次式近似′で除去できる。
ｆ３ｏ−＋（６ａ６−６ａ５ ２ｅａＪ＋２６ａ５＋６
ｍ２９ａｌ ） −ａｎ＝ｉ （Ｖｓ１＋２Ｖｓ２＋Ｖ
ｓ４） （８１りｆ！−Ｌ 、ｅ
ｎ＝−”−（ヨ甑セｙと白壮翌唾ゴ〆）＝Ｖ・・２−Ｖ
ｎｌｌ−１＋２４ さらに信号処理回路３で実質的に次式の演算を行えば、
ノイズ成分Ｖｎ１１Ｖｎ２を除去できるとともＫ、オフ
セット電圧成分を５次式近似で除去できる。
ｍ２９ａｌ ） −ａｎ＝ｉ （Ｖｓ１＋２Ｖｓ２＋Ｖ
ｓ４） （８１りｆ！−Ｌ 、ｅ
ｎ＝−”−（ヨ甑セｙと白壮翌唾ゴ〆）＝Ｖ・・２−Ｖ
ｎｌｌ−１＋２４ さらに信号処理回路３で実質的に次式の演算を行えば、
ノイズ成分Ｖｎ１１Ｖｎ２を除去できるとともＫ、オフ
セット電圧成分を５次式近似で除去できる。
ｅｏ＝＋（−８ｉ８＋ｅａ７＋３６ａ６ ５ｅＳａ５
−５ｆ３ａ４＋５６ｍ５＋ｅａ２ ６ａｔ）−８ｎ＝ｉ
（Ｖｓｔ＋５Ｖｓ２＋１Ｖｓ３＋Ｖｓ４ ）
（？）ただし また実質的に次式の演算を行っても、ノイズ成分Ｖｎ
１ 、Ｖｎ ２を除去できるとともに、オフセット電圧
成分を５次式近似で除去できる。
−５ｆ３ａ４＋５６ｍ５＋ｅａ２ ６ａｔ）−８ｎ＝ｉ
（Ｖｓｔ＋５Ｖｓ２＋１Ｖｓ３＋Ｖｓ４ ）
（？）ただし また実質的に次式の演算を行っても、ノイズ成分Ｖｎ
１ 、Ｖｎ ２を除去できるとともに、オフセット電圧
成分を５次式近似で除去できる。
ｆ３ｏ＝＋（−６ａ７＋５１３ｍ６−２８ｍ５ ２８ｍ
４＋３ｅａ３ ｅａ２）−ａｎ”４ （３Ｖ＠３＋２
Ｖｍ２ Ｖａｌ） −（１０）ただし ａｎ −外（ｅ −２”Ｉ’＋２ｅ らｔ２ｅ ５’員
５ ＋ｚａ３’＋ｍ、＝、、、。。
４＋３ｅａ３ ｅａ２）−ａｎ”４ （３Ｖ＠３＋２
Ｖｍ２ Ｖａｌ） −（１０）ただし ａｎ −外（ｅ −２”Ｉ’＋２ｅ らｔ２ｅ ５’員
５ ＋ｚａ３’＋ｍ、＝、、、。。
、 ＝ ｏ−”ｔ −２ｅｃＹ’＋ ａｓ°ｅＱパ−
ａ３°１パ６１−サラ１′ａｔ ｋ２６ｋｌ’ｒ−５１
！Ｑ７′−ＺｅＱＳＳ５ｅａ５’−２６ａ３−ｅａ）’
＋２ｋｌ−ｅａＩまた上述では、増幅器３１の出力ｅｂ
をサンプリングスイッチ３２船介してＡ／Ｄ変換器３Ｓ
に与える場合を例示したが、第５図に示すように増幅器
出力８ｂを積分器３７を介してＡ／Ｄ変換器Ｓ５に与え
るようＫしてもよい。この場合積分時間上−を商用電源
周期の整数倍に選ぺば電源周波数ノイズの影替を除去で
きる。なお第５図においては、積分器３７として、抵抗
Ｒ１と、演算増幅器ＯＰと、ＯＰの帰還回路に接続され
た積分用；ンデ／す０■と、入力積分時間を制御するタ
イミングスイッチＴ８および積分開始直前にそれ以前の
積分値をリセットするリセットスイッチＲ８とを有し、
Ｔ８およびＲ８がマイクロプロセッサ５４からのパル
スＰ４およびＰ５で駆動されるものが例示されている。
ａ３°１パ６１−サラ１′ａｔ ｋ２６ｋｌ’ｒ−５１
！Ｑ７′−ＺｅＱＳＳ５ｅａ５’−２６ａ３−ｅａ）’
＋２ｋｌ−ｅａＩまた上述では、増幅器３１の出力ｅｂ
をサンプリングスイッチ３２船介してＡ／Ｄ変換器３Ｓ
に与える場合を例示したが、第５図に示すように増幅器
出力８ｂを積分器３７を介してＡ／Ｄ変換器Ｓ５に与え
るようＫしてもよい。この場合積分時間上−を商用電源
周期の整数倍に選ぺば電源周波数ノイズの影替を除去で
きる。なお第５図においては、積分器３７として、抵抗
Ｒ１と、演算増幅器ＯＰと、ＯＰの帰還回路に接続され
た積分用；ンデ／す０■と、入力積分時間を制御するタ
イミングスイッチＴ８および積分開始直前にそれ以前の
積分値をリセットするリセットスイッチＲ８とを有し、
Ｔ８およびＲ８がマイクロプロセッサ５４からのパル
スＰ４およびＰ５で駆動されるものが例示されている。
このときのサンプリングタイムの一例を第４図に示しで
ある。なお第４図においては、零・正・零・負の各期間
が５ｊｔに選ばれているので、 Ｖｎｌ とＶｎ２ ど
の関係は次式で表わされる。
ある。なお第４図においては、零・正・零・負の各期間
が５ｊｔに選ばれているので、 Ｖｎｌ とＶｎ２ ど
の関係は次式で表わされる。
さらに上述では励磁電流が正と負の定常値のとき１回サ
ンプリングしているが、２回以上サンプリングすれば応
答や電気ノイズに対する ／Ｎ比がさらによくなる。ま
た励磁電流の定常値が零の休止期間Ｔ、、Ｔ！ｌにそれ
ぞれ２８１サンプリングして補償値を算出しているが、
Ｓ回収上サンプリングして補償値を算出してもよい。
ンプリングしているが、２回以上サンプリングすれば応
答や電気ノイズに対する ／Ｎ比がさらによくなる。ま
た励磁電流の定常値が零の休止期間Ｔ、、Ｔ！ｌにそれ
ぞれ２８１サンプリングして補償値を算出しているが、
Ｓ回収上サンプリングして補償値を算出してもよい。
以上説明したように本発明においては、励磁電流が零の
休止期間に電極間に誘起する電圧を２回以上サンプリン
グして得た値を用いてノイズ成分を算出し、励磁電流の
定常値が正または負のときのノイズ成分の大館さと定常
値が零のときのノイズ成分の大きさの差を補償するよう
Ｋしているので、零点の安定性および応答性にすぐれた
低周波励磁方式の電磁流量針が得られる。
休止期間に電極間に誘起する電圧を２回以上サンプリン
グして得た値を用いてノイズ成分を算出し、励磁電流の
定常値が正または負のときのノイズ成分の大館さと定常
値が零のときのノイズ成分の大きさの差を補償するよう
Ｋしているので、零点の安定性および応答性にすぐれた
低周波励磁方式の電磁流量針が得られる。
第１図は本発明電磁流量針の一実施例を示す接続図、第
２図はその動作説明のための波形図、第Ｓ図は本発明電
磁流量計の他の実施例を示す接続図、第４図はその動作
説明のための波形図である。
２図はその動作説明のための波形図、第Ｓ図は本発明電
磁流量計の他の実施例を示す接続図、第４図はその動作
説明のための波形図である。
Claims (1)
- 電磁流量計発信器の励磁コイルに定常値が零・負・零・
正の順で繰り返す励磁電流を供給するようＫした電磁流
量針において、信号処理回路に定常値が零の期間に電磁
流量計発信器の電極間に誘起する電圧を２回以上サンプ
リングして取込み励磁電流の切換えに伴うノイズ成分の
補償を行う手段を設けたことを＊＊とする電磁流量針。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21252381A JPS58115323A (ja) | 1981-12-29 | 1981-12-29 | 電磁流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21252381A JPS58115323A (ja) | 1981-12-29 | 1981-12-29 | 電磁流量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58115323A true JPS58115323A (ja) | 1983-07-09 |
| JPH0216852B2 JPH0216852B2 (ja) | 1990-04-18 |
Family
ID=16624075
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21252381A Granted JPS58115323A (ja) | 1981-12-29 | 1981-12-29 | 電磁流量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58115323A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2018114189A1 (de) * | 2016-12-20 | 2018-06-28 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum betreiben eines magnetisch-induktiven durchflussmessgeräts und ein solches durchflussmessgerät |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57187620A (en) * | 1981-05-14 | 1982-11-18 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Electro-magnetic flow meter |
-
1981
- 1981-12-29 JP JP21252381A patent/JPS58115323A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57187620A (en) * | 1981-05-14 | 1982-11-18 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | Electro-magnetic flow meter |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2018114189A1 (de) * | 2016-12-20 | 2018-06-28 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum betreiben eines magnetisch-induktiven durchflussmessgeräts und ein solches durchflussmessgerät |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0216852B2 (ja) | 1990-04-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4210022A (en) | Method for the inductive measurement of fluid flow | |
| SE8105806L (sv) | Forfarande och anordning for kompensation av storlikspenningar i elektrodkretsen vid magnetisk-induktiv genomstromningsmetning | |
| JPS6166123A (ja) | 電磁流量計変換器 | |
| JP3043757B2 (ja) | コイルアセンブリを流れるコイル電流の調整方法 | |
| JP2931354B2 (ja) | 電磁流量計 | |
| JPH0216974B2 (ja) | ||
| US4417479A (en) | Electromagnetic flowmeter system having a feedback loop | |
| JPS58115323A (ja) | 電磁流量計 | |
| US5808208A (en) | Inductive flow meter | |
| JPH0258569B2 (ja) | ||
| US4733191A (en) | Circuit for changing a periodic intelligence signal into a direct-current signal | |
| JPS58120118A (ja) | 電磁流量計 | |
| US4588984A (en) | Clocked precision integrating analog-to-digital converter system | |
| JPS60190814A (ja) | 電磁流量計 | |
| JPH0311408B2 (ja) | ||
| JPH0318131B2 (ja) | ||
| JP2583284B2 (ja) | 電磁流量計 | |
| JP2619121B2 (ja) | 電磁流量計 | |
| JPS58120116A (ja) | 電磁流量計 | |
| JPH0126491B2 (ja) | ||
| JPS5896216A (ja) | 電磁流量計 | |
| JPS58118912A (ja) | 電磁流量計 | |
| JPH0228807B2 (ja) | Denjiryuryokei | |
| JP2005292010A (ja) | 電磁流量計 | |
| JPS6128284B2 (ja) |