JPS58120116A - 電磁流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良に関する
。

一般に電磁流量計は、流体の流れ方向に対して垂直に磁
界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検出
し、これに基づいて流体の流量を計測するように構成さ
れている。最近の電磁流量計は、交流励磁方式や直流励
磁方式に比して零点の安定性にすぐれている台形波励磁
や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のもの
が多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間で周期
的に切換えて、励磁電流が一定になったとき電極間に発
生する誘起電圧をそれぞれ１回づつサンプリングした後
隣り合ったサンプリング信号の差をとることにより、電
気化学的な直流電圧や回路に基づくオフセット電圧によ
る影響を除去し、流体の流量に対応した信号を得ている
。このような低周波励磁方式の電磁流量計においても、
励磁電流が一定値に達してから十分な時間が経過した後
サンプリングしないと零点がドリフトする。これは電極
間に発生する誘起電圧に、流体の流量に比例した信号成
分と電気化学的な直流電圧や回路によるオフセット電圧
の外に、励磁電流の切換時に電極と電極リード間のルー
プで生ずる′６磁結合ノイズと流体中を流れる渦電流が
液抵抗と電極の界面電気二重層容量とで形成される一次
遅れ回路によって生ずる渦電流ノイズを含む励磁電流の
切換えに伴うノイズ成分が重畳されており、電磁結合ノ
イズと渦電流ノイズとは励磁電流を切換えるたびに極性
が反転するので、隣り合うサンプリング信号の差をとっ
ても消去できず、しかも電磁結合ノイズは短時間で零に
なるが、渦電流ノイズは十分に時間が経過しないと零に
ならないためである。よって、零点の安定性の面から考
えると励磁周波数は低いほど有利であり、実用化されて
いる電磁流量計には商用電源周波数の１１３２に選ばれ
ているものもある。ところが励磁周波数をあまり低くす
ると応答性が遅くなったり、制御ループを組んだときハ
ンチングを生じたりする。さらに励磁周波数を低くする
と、電気化学的な直流電圧の変化が問題となり、この変
化を補償するための手段が新たに必要となる。

本発明は、励磁コイルに正の定常値と負の定常値間で励
磁電流を周期的に切換えて供給するようにした低周波励
磁方式の電磁流量計において、励磁電流が正の定常値と
負の定常値のときに電極間に誘起する電圧をそれぞれ３
回以上サンプリングし、これらサンプリング信号に基づ
いて信号処理回路で演算を行い、励磁電流の切換に伴う
ノイズ成分を除去することによって、零点の安定性およ
び応答性にすぐれた低周波励磁方式の電磁流量計を実現
したものである。

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接続図であ
る。図において、１は励磁回路で、直流定電流源１１と
、定電流源１１からの一定電流Ｉを切換えるスイッチ１
２ａ、１２ｂとを有している。２は電磁流量計発信器で
、励磁コイル２１．流体が流れるパイプ２２および電極
２３ａ、　２３ｂ’ｔ−備えている。３は信号処理回路
で、電磁流量計発信器２の電極２３゜２３ｂ間に誘起す
る電圧ｅａミラ幅する交流増幅器３１と、増幅器３１の
出力ｅｂヲサンプリングするスイッチ３２と、スイッチ
３２でサンプリングされた増幅器出力ｅｂをディジタル
信号に変換するＡ／Ｄ変換器３３と、Ａ／Ｄ変換器３３
からのディジタル信号に基づいて所望のディジタル演１
）ｌ−行うマイクロプロセッサ３４と、マイクロプロセ
ッサ３４の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器
３５と、Ｄ／Ａ変換器３５の（５） 出力をサンプルホールドし出力電圧ｅを発生するサンプ
ルホールド回路３６とを有している。マイクロプロセッ
サ３４はディジタル演算を行うとともに、励磁回路１の
スイッチ１２ａ、　１２ｂｆｔ駆動するパルスｐｌａ”
ｌｂ　’　サンプリングスイッチ３２およびサンプルホ
ールド回路３６を制御するパルスＰ２＋　Ｐ３を発生す
る。

このように構成した本発明の動作を第２図の波形図を参
照して以下に説明する。まずスイッチ１２ａ、１２ｂは
第２図（イ）、（向に示す如き駆動パルスＰ１ａ、Ｐ１
ｂで制御され”ｌａがオンとなっている期間Ｔには定電
流源１１から電流Ｉを正方向に、Ｐ１ｂｓ がオンとなっている期間Ｔ２には定電流源１１からの電
流工を逆方向に切換えて励磁コイル２１に流す。

よりて励磁コイル２１には第２図（ハ）に示すように定
常値が正の期間Ｔ１と負の期間Ｔ２ｔ＝有する励磁電流
エフが供給される。なお各期間Ｔ１．Ｔ２はそれぞれ商
用交流電源周期の整数倍に選ばれており、また励磁電流
エラはスイッチ１２゜、１２ｂで切換えられたとき、励
磁コイル２１のインダクタンスと抵抗による時定（４） 数で実際には立上り、立下り部分で遅れを伴ったのち定
常値となるが図では省略しである。電磁流量計発信器２
の電極２３ａ、２３ｂ間には第２図（→に示すように励
磁電流工に応じた誘起電圧ｅが発生すｗ　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　ａる。誘起電圧ｅａに
は、パイプ２２を流れる流体の流量Ｆに比例した信号成
分Ｖ８の外に、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分ｖｎ
と、電気化学的な直流電位や回路によるオフセット電圧
成分ｖｎｏとが重畳されている。ノイズ成分Ｖは、励磁
電流の切換時に電極と電極リード間のループで生ずる電
磁結合ノイズと、流体中を流れる渦電流が液抵抗Ｒと電
極の界面電気二重理容４ｃとで形成される一次遅れ回路
によって生ずる渦電流ノイズを含んでいる。

その結果第２図に）に斜線で示すように誘起電圧ｅａを
各期間５回づつサンプリングしたサンプリング電圧ｅａ
１〜ｅａ６はそれぞれ次式で与えられる。

励磁電流が一定のときほぼ指数関数的（ｅｏＲ）に減少
していく。そこで各期間のサンプリング間隔（ｔ２−ｔ
□）　、　（１３−１２）　、　（１５−１４）　、　
（１６−１５）をΔｔとすれば、ｖｎ工。

ｖｎ２．ｖｎ３の間には次式の関係がある。

Δｔ よって、信号処理回路３で次式の演算を行えば、励磁電
流の切換えに伴うノイズ成分Ｖ　　ＫＶｎｌ’　　　ｎ
ｌ’ に２ｖ　　に相当する補償値ｅｎ□、ｋｅｎ□”　ｅｎ
ｌを算出で１ きる。

したがって、これら補償値を用いてサンプリング電圧ｅ
ａ□・ｅａ２・ｅａ３・ｅａ４’　ｅａ５’　ｅａ６と
の間で次式の演算を行うと、 となり、オフセット電圧成分ｖｎｏを除去できるととも
に、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分ｖｎ□。

ＫｖＫ２ｖ　　を除去でき、流体の流量に比例したｎｌ
’　　　　　ｎｌ （７） 信号成分Ｖのみを得ることができる。

図の信号処理回路３では、まず電磁流量計発信器２から
の誘起電圧ｅを増幅器３１で増幅し、第２図（ホ）に示
す如きタイミングで発生するサンプリングパルスＰ２で
駆動されるサンプリングスイッチ３２によって、第２図
に）に斜線で示すｅのサンプリングミ圧ｅａ工〜ｅａ６
に相当する増幅器３１の出力を順次Ａ／Ｄ変換器３３で
ディジタル信号に変換してマイクロプロセッサ３４に与
える。マイクロプロセッサ３４は、まず１サイクルの前
半期間Ｔ□におけるサンプリング電圧ｅａ□〜ｅａ３に
相当するディジタル信号が入力されると、（３）式に相
当するディジタル演算を行い補償値を算出する。この補
償値を用いて後半期間Ｔにおけるサンプリング電圧ｅａ
４”ａ５’ｅａ６に相当するディジタル信号が入力され
る毎に（４）式に相当するディジタル演算を行い、オフ
セット成分およびノイズ成分を除去し、流体の流量に比
例した信号成分Ｖに相当するディジタル値を順次得る。

信号成分Ｖを得る演算が終ると、次のすイクルの誘起電
圧ｅ−のサンプリングを行う前に（８） ｅａ４〜ｅａ６に相当するディジタル信号を用いて（３
）式に相当するディジタル演算により補償値の更新を行
う。この更新した補償値を用いて次のサイクルの前半期
間Ｔ１におけるサンプリング電圧ｅＦＬ工〜ｅａ３に相
当するディジタル信号が入力される毎に（４）式に相当
するディジタル演算を行い、オフセット成分およびノイ
ズ成分を除去し、流体の流量に比例した信号成分Ｖのみ
を得る。このようにマイクロブセッサ３４は前半期間Ｔ
１および後半期間Ｔ２のサンプリングが終る毎にノイズ
成分ｖＫｖｎ１ｐ　　ｎＩＩ Ｋ２ｖｎ１に相当する補償値を更新しながら、サンプリ
ング電圧ｅａ１〜ｅａ６に相当するディジタル信号が入
力される毎に信号成分Ｖを得る演算を行う。

なお補償値の更新は過去からの値の移動子均等で行えば
より演算精度を上げることができる。マイクロプロセッ
サ３４の出力はＤ／Ａ変換器３５でアナログ信号に変換
され、第２図（へ）に示すタイミングで発生するパルス
Ｐ３によってサンプルボールド回路３６に順次ホールド
される。その結果サンプルホールド回路３６の出力には
、流体の、Ｉｆ、ｆｋに比例した信号成分Ｖに相当する
出力電圧ｅがサンプリングをＳ　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　Ｏ行う毎に得られる
。

このように本発明においては、零点のドリフトの原因と
なるノイズ成分を有効に除去しているので、励磁周波数
を低くすることなくすなわち応答性を犠牲にすることな
く零点の安定性が得られる。

なお上述では、オフセット電圧成分ｖｎｏが一定の場合
を例示したが、電気化学的直流電位の変動によってｖｎ
ｏが一次関数で変化し、各サンプリング期間毎にΔｖｎ
ｏづつ増加する場合には、誘起電圧ｅのサンプリング電
圧ｅａ１〜ｅａ６は、となるが、信号処理回路６で実質
的に次式の演算を行°えば、ノイズ成分ｖｎ□、　ＫＶ
ｎ□、に２ｖｎ１およびオフセット電圧成分の変化分Δ
ｖｎｏに相当する補償値ｅｎＩＩｋｅｎ１１ｋｅｎ１ν
Δ”ｎｏ　　を算出できる０したがって、これら補償値
と（５）式のサンプリング（１１） 値ｅａ１〜ｅａ６との間で次式の演算を行えば、オフセ
ット電圧の変化およびノイズ成分を有効に除去でき、流
体の流量に比例した信号成分Ｖのみを得ることかできる
。

また上述では、増幅器３１の出力ｅｂ′ｆｒ：直接Ａ／
Ｄ変換器３３に与える場合を例示したが、第３図に示す
ように増幅器出力ｅｂを積分器３７を介してＡ／Ｄ変換
器３３に与えるようにしてもよい。この場合積分時間Ｔ
を商用電源周期の整数倍に選べば電源周波数ノイズの影
響を除去できる。なお第３図においては、積分器３７と
して、抵抗ＲＩと、演算増幅器Ｏｐと、ＯＰの帰還回路
に接続された積分用コンデンサＣＩと、入力積分時間を
制御するタイミングスイッチＴＳおよび積分開始直前に
それ以前の積分値をリセット（１２） するりセットスイッチＲ８とを有するものが例示されて
いる。また上述では各励磁期間に３回サンプリングする
場合を例示したが、３回以上であればよい。さらに上述
では、正の励磁電流と負の励磁電流を交互に切換える場
合を例示したが、励磁電流を正から負捷たは負から正へ
切換える途中に励磁電流を流さない休止期間を設けても
よい。

以上説明したように本発明によれば、励磁コイルに正の
定常値と負の定常値間で励磁電流を周期的に切換えて供
給するようにした低周波励磁方式の電磁流量計において
、励磁電流が正および負の定常値のときに電極間に誘起
する電圧をそれぞれ３回以上サンプリングし、これらサ
ンプリング信号に基づいて信号処理回路で演算を行い、
励磁電流の切換えに伴うノイズ成分を除去するようにし
ているので、零点の安定性および応答性にすぐれた低周
波励磁方式の電磁流量計が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接続図、第
２図はその動作波形図、第３図は本発明電磁流量計の他
の実施例を示す接続図である。 １・・・励磁回路、２・・・電磁流量計発信器、２１・
・・励磁コイル、２３ａ、２３ｂ・・・電極、３・・・
信号処理回路、３１・・・増幅器、３２・・・サンプリ
ングスイッチ、３３・・・Ａ／Ｄ変換器、３４・・・マ
イクロプロセッサ、３５・・・Ｄ／Ａ変換器、３６・・
・サンプルホールド回路、３７・・・積分器。 （１５）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電磁流量計発信器の励磁コイルに正の定常値と負の定常
   値を有する励磁電流を供給する手段と、励磁電流が正お
   よび負の定常値になったとき電磁流量計発信器の電極間
   に誘起する電圧をそれぞれ６回以上サンプリングし、こ
   れらサンプリング信号に基づいて励磁電流の切換えに伴
   うノイズ成分を除去する演算を行う信号処理回路とを備
   えた電磁流量計。