JP2583284B2 - 電磁流量計 - Google Patents
電磁流量計Info
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- JP2583284B2 JP2583284B2 JP63163726A JP16372688A JP2583284B2 JP 2583284 B2 JP2583284 B2 JP 2583284B2 JP 63163726 A JP63163726 A JP 63163726A JP 16372688 A JP16372688 A JP 16372688A JP 2583284 B2 JP2583284 B2 JP 2583284B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電極に発生する直流オフセット電圧を補償
する補償回路を有する電磁流量計の改良に関する。
する補償回路を有する電磁流量計の改良に関する。
電磁流量計の電極には、流体の流速に比例した信号電
圧の他に、電気化学的な作用による直流オフセット電圧
が発生する。この直流オフセット電圧は数拾〜数百mVに
達し、流量計測の障害になる。
圧の他に、電気化学的な作用による直流オフセット電圧
が発生する。この直流オフセット電圧は数拾〜数百mVに
達し、流量計測の障害になる。
そこで、直流オフセット電圧を除去する補償回路が特
開昭57−146113号公報に提案されている。
開昭57−146113号公報に提案されている。
この従来技術を第４図に示す。
第４図に内部が絶縁された管１が示され、２つの励磁
コイル3,4によって管１の軸線に対して垂直な磁界Ｈを
生じる。管１の内部には電極2a,2bがあり、この電極2a,
2bから流体が磁界を横切る流速に比例した起電力を取り
出す。励磁回路５制御回路６からのコントロール信号P4
に同期して、直流の励磁電流Ｉを励磁コイル3,4に供給
する。電極2a,2bに発生する起電力は差動増幅器７に入
力される。差動増幅器７の出力e1は加算回路８の１つに
入力側を接続され、加算回路８の出力側に増幅度Ａを有
する増幅器９の入力側が接続されている。増幅器９の出
力側に２つのサンプルアンドホールド回路14,15が並列
に接続されている。サンプルアンドホールド回路14は制
御回路６からの制御信号P6によって作動するスイッチS2
とコンデンサC2からなる。サンプルアンドホールド回路
15は制御回路６からの制御信号P7によって作動するスイ
ッチＳとコンデンサC3からなる。２つのサンプルアンド
ホールド回路14,15の出力側は減算回路16の２つの入力
側に接続されており、減算回路16の出力側にはサンプル
アンドホールド回路14,15で記憶された値V1及びV2の差
に相当する信号V3が生じる。出力信号V3は管１内の流速
に比例する測定信号である。
コイル3,4によって管１の軸線に対して垂直な磁界Ｈを
生じる。管１の内部には電極2a,2bがあり、この電極2a,
2bから流体が磁界を横切る流速に比例した起電力を取り
出す。励磁回路５制御回路６からのコントロール信号P4
に同期して、直流の励磁電流Ｉを励磁コイル3,4に供給
する。電極2a,2bに発生する起電力は差動増幅器７に入
力される。差動増幅器７の出力e1は加算回路８の１つに
入力側を接続され、加算回路８の出力側に増幅度Ａを有
する増幅器９の入力側が接続されている。増幅器９の出
力側に２つのサンプルアンドホールド回路14,15が並列
に接続されている。サンプルアンドホールド回路14は制
御回路６からの制御信号P6によって作動するスイッチS2
とコンデンサC2からなる。サンプルアンドホールド回路
15は制御回路６からの制御信号P7によって作動するスイ
ッチＳとコンデンサC3からなる。２つのサンプルアンド
ホールド回路14,15の出力側は減算回路16の２つの入力
側に接続されており、減算回路16の出力側にはサンプル
アンドホールド回路14,15で記憶された値V1及びV2の差
に相当する信号V3が生じる。出力信号V3は管１内の流速
に比例する測定信号である。
増幅器９の出力側には制御回路６からの制御信号P5に
よって作動するスイッチS4が接続され、さらに抵抗R4、
コンデンサC4及び演算増幅器20からなる積分器21が接続
されている。積分器21の出力側は加算回路８の第２の入
力側に接続されている。加算回路８、増幅器９、スイッ
チS4、積分回路21で直流オフセットを除去する補償回路
22を構成している。
よって作動するスイッチS4が接続され、さらに抵抗R4、
コンデンサC4及び演算増幅器20からなる積分器21が接続
されている。積分器21の出力側は加算回路８の第２の入
力側に接続されている。加算回路８、増幅器９、スイッ
チS4、積分回路21で直流オフセットを除去する補償回路
22を構成している。
第４図の従来技術のタイミングチャートを第５図に示
すが、励磁電流が切換る直前の一定期間Tb又はTdの間、
フィードバックによって出力e5を零に補償し、この補償
のためのフィードバック量e6を次の半周期間Tc又はTa′
の間保持して増幅器９の入力側の加算器８に加え続ける
ことにより直流オフセット電圧を除去し、信号電圧を増
幅するものである。具体的には期間Tbの間スイッチS4を
閉成（ON）すると、積分器21はコンデンサC4と抵抗R4の
時定数C4・R4で増幅器９の出力e5を積分し、その出力e6
を補償電圧として加算器８のもう１つの入力に加える。
出力e6は入力e1と逆極性の値であり、時定数C4・R4では
期間Tbに比べて小さな値であるため、Tbの期間中にe5は
零となる。時刻tcでスイッチS4が開放すると、積分器21
の出力電圧e6は時刻tcにおける出力電圧e6（tc）に保持
される。入力e1に直流オフセット電圧が含まれていれ
ば、期間Tbにおける積分器出力e6（tc）は直流オフセッ
トも含めて零に補償する値となっている。期間Tcでは入
力信号e1と補償電圧e6（tc）の和が増幅器９で増幅され
て出力e5となる。電圧e6（tc）は直流オフセット分に対
する補償電圧も含まれているため、期間Tbと期間Tcで直
流オフセット電圧が一定であれば、これを除去すること
ができる。この方法によれば、電極に発生する直流起電
力すなわち、直流オフセット電圧は除去できるが、期間
Tbの最終時期、つまりスイッチS4が開放となる直前にノ
イズが入力信号e1に重畳した場合、このノイズを含めた
値を零に補償し、その補償に必要な補償電圧e6を次の半
周期間Tcにわたって保持し加算器８に加え続けるため、
期間Tcの出力電圧にはノイズによる誤差が生じる。電磁
流量計の電極には前記直流オフセット電圧の他、高速流
体ノイズと呼ぶ流体の流速に比例して大きくなるランダ
ムなノイズが発生する。また差動増幅器７を構成する半
導体が発生する白色ノイズも入力信号e1に重畳して補償
回路22に入力される。
すが、励磁電流が切換る直前の一定期間Tb又はTdの間、
フィードバックによって出力e5を零に補償し、この補償
のためのフィードバック量e6を次の半周期間Tc又はTa′
の間保持して増幅器９の入力側の加算器８に加え続ける
ことにより直流オフセット電圧を除去し、信号電圧を増
幅するものである。具体的には期間Tbの間スイッチS4を
閉成（ON）すると、積分器21はコンデンサC4と抵抗R4の
時定数C4・R4で増幅器９の出力e5を積分し、その出力e6
を補償電圧として加算器８のもう１つの入力に加える。
出力e6は入力e1と逆極性の値であり、時定数C4・R4では
期間Tbに比べて小さな値であるため、Tbの期間中にe5は
零となる。時刻tcでスイッチS4が開放すると、積分器21
の出力電圧e6は時刻tcにおける出力電圧e6（tc）に保持
される。入力e1に直流オフセット電圧が含まれていれ
ば、期間Tbにおける積分器出力e6（tc）は直流オフセッ
トも含めて零に補償する値となっている。期間Tcでは入
力信号e1と補償電圧e6（tc）の和が増幅器９で増幅され
て出力e5となる。電圧e6（tc）は直流オフセット分に対
する補償電圧も含まれているため、期間Tbと期間Tcで直
流オフセット電圧が一定であれば、これを除去すること
ができる。この方法によれば、電極に発生する直流起電
力すなわち、直流オフセット電圧は除去できるが、期間
Tbの最終時期、つまりスイッチS4が開放となる直前にノ
イズが入力信号e1に重畳した場合、このノイズを含めた
値を零に補償し、その補償に必要な補償電圧e6を次の半
周期間Tcにわたって保持し加算器８に加え続けるため、
期間Tcの出力電圧にはノイズによる誤差が生じる。電磁
流量計の電極には前記直流オフセット電圧の他、高速流
体ノイズと呼ぶ流体の流速に比例して大きくなるランダ
ムなノイズが発生する。また差動増幅器７を構成する半
導体が発生する白色ノイズも入力信号e1に重畳して補償
回路22に入力される。
前記高速流体ノイズが流速７〜10m/s時には、100μＶ
に達することもある一方、２線電磁流量計や電池動作の
ような低消費電力型の電磁流量計の場合、流速信号は流
速が1m/sの時に10μＶ程度と微少電圧であるため、この
ランダムノイズが補償回路22に与える影響は無視できな
い。補償回路22においてスイッチS4が開放となる直前に
大きな値のランダムノイズが重畳した場合、次の半周期
間の出力は大きな誤差を生じる。逆にランダムノイズが
小さな値であれば次の半周期間の誤差は小さい。
に達することもある一方、２線電磁流量計や電池動作の
ような低消費電力型の電磁流量計の場合、流速信号は流
速が1m/sの時に10μＶ程度と微少電圧であるため、この
ランダムノイズが補償回路22に与える影響は無視できな
い。補償回路22においてスイッチS4が開放となる直前に
大きな値のランダムノイズが重畳した場合、次の半周期
間の出力は大きな誤差を生じる。逆にランダムノイズが
小さな値であれば次の半周期間の誤差は小さい。
以上の理由により入力信号が高速流体ノイズによるバ
ラツキをもつ場合、補償回路22によって出力のバラツキ
がいっそう拡大されてします欠点があった。
ラツキをもつ場合、補償回路22によって出力のバラツキ
がいっそう拡大されてします欠点があった。
そこで、高速流体ノイズなどのランダムなノイズによ
って出力のバラツキを増大することなく、電極に発生す
る直流オフセット電圧を除去する方法の従来技術として
第６図の回路がある。第６図の回路は第４図の回路のス
イッチS4を除いて接続し、時定数C1・R1を大きくしたも
のである。増幅器９の出力から常時補償のためのフィー
ドバックが抵抗R1、コンデンサC1及び演算増幅器10から
なる積分回路11を通じて行なわれ、かつ積分回路11の時
定数C1・R1は半周期間T1＋T2に対して相対的に大きな値
であるため、高速流体ノイズの大きなピーク値があって
もバラツキが拡大されることはない。
って出力のバラツキを増大することなく、電極に発生す
る直流オフセット電圧を除去する方法の従来技術として
第６図の回路がある。第６図の回路は第４図の回路のス
イッチS4を除いて接続し、時定数C1・R1を大きくしたも
のである。増幅器９の出力から常時補償のためのフィー
ドバックが抵抗R1、コンデンサC1及び演算増幅器10から
なる積分回路11を通じて行なわれ、かつ積分回路11の時
定数C1・R1は半周期間T1＋T2に対して相対的に大きな値
であるため、高速流体ノイズの大きなピーク値があって
もバラツキが拡大されることはない。
この第６図の回路は6Hz〜20Hz程度の入力信号つまり
電磁流量計としての流速信号は一般の増幅器と同様に増
幅する一方、入力信号の遅い変化や直流分は除去する。
電磁流量計としての流速信号は一般の増幅器と同様に増
幅する一方、入力信号の遅い変化や直流分は除去する。
ところで矩形波励磁の電磁流量では励磁電流が切換る
瞬間に大きなスパイク状のノイズが発生する。第６図の
回路にこのノイズが入力されると、補償回路12によって
微分されて、スパイク状のノイズが消滅した後まで出力
に尾を引いたような誤差電圧を生じる。この点について
第６図と第７図で説明する。
瞬間に大きなスパイク状のノイズが発生する。第６図の
回路にこのノイズが入力されると、補償回路12によって
微分されて、スパイク状のノイズが消滅した後まで出力
に尾を引いたような誤差電圧を生じる。この点について
第６図と第７図で説明する。
第７図のＩは励磁電流を示し、e1は電極2a,2bに発生
した起電力を差動増幅器７で増幅した波形で、補強回路
12の入力信号となる。e1sは入力信号e1の波形のうち流
速に比例した有効信号だけをe1Nは例示の切換りによる
スパイク状のノイズだけを、各々模型的に矩形波で表し
たものである。e4sはe1sに対する、e4Nはe1Nに対する増
幅器９の出力信号の波形である。増幅器９の出力信号e4
はe4sとe4Nを加算合成したもので、スパイクノイズを含
んだ一般的な入力信号e1に対する出力波形である。e2s
は、e1sに対する、e2Nはe1Nに対する積分器11の出力波
形である。
した起電力を差動増幅器７で増幅した波形で、補強回路
12の入力信号となる。e1sは入力信号e1の波形のうち流
速に比例した有効信号だけをe1Nは例示の切換りによる
スパイク状のノイズだけを、各々模型的に矩形波で表し
たものである。e4sはe1sに対する、e4Nはe1Nに対する増
幅器９の出力信号の波形である。増幅器９の出力信号e4
はe4sとe4Nを加算合成したもので、スパイクノイズを含
んだ一般的な入力信号e1に対する出力波形である。e2s
は、e1sに対する、e2Nはe1Nに対する積分器11の出力波
形である。
まず流速信号e1sだけの理想的な場合を、時刻t1から
動作がスタートしたと仮定して説明する。
動作がスタートしたと仮定して説明する。
時刻ｔで入力信号e1sは正の値となる励磁の前半周期
の間、つまりT1＋T2の間一定の値を保つ。この値は加算
器８を遠して増幅器９の入力に伝えられ、Ａ倍されe4s
となる。積分器11は時定数C1・R1で上記e4sを積分し
て、補償電圧e2sを生じ、加算器８の一方の入力に加え
る。加算器８、増幅器９と積分器11で補償回路12を構成
する。時定数C1・R1は時間幅T1＋T2に対して充分長い値
であるため、この補償ループは出力e4sをゆっくりと零
にする方向で動作する。時刻t3で入力信号e1sが正から
負極性に切換ると、増幅器９はただちにその変化を増幅
して出力するが、積分器11の出力e2sは瞬時的には変化
しない。このためe4sの変化分はe1sの変化分をＡ倍した
値となる。後半周期T3とT4では入力信号e1sは負極性で
あり、前半周期と同様の動作で補償電圧e2sは正方向へ
向かう波形となり、出力e4sはゆっくりと零に近づく波
形となる。
の間、つまりT1＋T2の間一定の値を保つ。この値は加算
器８を遠して増幅器９の入力に伝えられ、Ａ倍されe4s
となる。積分器11は時定数C1・R1で上記e4sを積分し
て、補償電圧e2sを生じ、加算器８の一方の入力に加え
る。加算器８、増幅器９と積分器11で補償回路12を構成
する。時定数C1・R1は時間幅T1＋T2に対して充分長い値
であるため、この補償ループは出力e4sをゆっくりと零
にする方向で動作する。時刻t3で入力信号e1sが正から
負極性に切換ると、増幅器９はただちにその変化を増幅
して出力するが、積分器11の出力e2sは瞬時的には変化
しない。このためe4sの変化分はe1sの変化分をＡ倍した
値となる。後半周期T3とT4では入力信号e1sは負極性で
あり、前半周期と同様の動作で補償電圧e2sは正方向へ
向かう波形となり、出力e4sはゆっくりと零に近づく波
形となる。
e1に直流分が含まれる場合は、積分器11は出力e4に含
まれる直流分を積分して直流分の逆極性の補償電圧e2と
を発生し、かつ加算器８に加えることにより出力e4に含
まれる直流分を零とする機能をもつ。これは第６図の回
路の基本的な機能である。
まれる直流分を積分して直流分の逆極性の補償電圧e2と
を発生し、かつ加算器８に加えることにより出力e4に含
まれる直流分を零とする機能をもつ。これは第６図の回
路の基本的な機能である。
以上の説明により、入力信号e1が流速信号e1sだけで
あれば、矩形波の入力信号が積分回路11の補償動作によ
り第７図のe4sのような波形となるが、電磁流量の信号
増幅として問題を生じない。
あれば、矩形波の入力信号が積分回路11の補償動作によ
り第７図のe4sのような波形となるが、電磁流量の信号
増幅として問題を生じない。
次にスパイクノイズe1Nだけが入力された場合を考え
る。
る。
期間T1の間だけスパイクノイズe1Nが入力されると、
増幅器９でＡ倍されてe4Nとなる。積分器11はe4Nを時定
数C1・R1で積分して時刻t2にはe1Nと逆極性の補償電圧e
2N（t2）を生じる。これに応じてe4Nは期間T1の間中、
ゆっくりと減少する。時刻t2でe1Nは零となるが、積分
器の出力電圧は瞬時的には変化せずe2N（t2）のままで
ある。この値が加算器８を介してＡ倍されて期間T1にお
けるe4Nと逆極性のe4N（t2）となり、期間T2では積分器
11の補償動作により時定数C1・R1でゆっくり減少する波
形となる。このe4N（t2）を初期値として減少する波形
がスパイクノイズe1Nの尾引による誤差電圧である。後
半周期T3・T4でも同様の補償動作により、前半周期とは
上下対称の出力波形e4Nを生じる。電磁流量計の一般的
な動作状態は、出力信号e4Sとe4Nを合成した出力電圧波
形e4であり、期間T2及びT4において、前記尾引が含まれ
ている。期間T1又はT3でスパイクノイズe1Nが発生する
と、期間T2又はT4において入力e1Nは零であるにもかか
わらず出力電圧を生じてしまう。これは積分器11を介し
て出力から入力側に帰還をかけることにより、微分効果
を生じてしまうため、ノイズがない期間T2及びT4に尾引
を生じたものである。この尾引による誤差電圧は流速に
無関係であり、後段のサンプルアンドホールド回路14,1
5及び減算回路16による信号処理によって除去できない
性質のものである。励磁電流の切換りにより生じるスパ
イクノイズの波高値は温度や流体の導電度で変化するた
め尾引の大きさも変化することになり、電磁流量計の零
点変動の原因となる。
増幅器９でＡ倍されてe4Nとなる。積分器11はe4Nを時定
数C1・R1で積分して時刻t2にはe1Nと逆極性の補償電圧e
2N（t2）を生じる。これに応じてe4Nは期間T1の間中、
ゆっくりと減少する。時刻t2でe1Nは零となるが、積分
器の出力電圧は瞬時的には変化せずe2N（t2）のままで
ある。この値が加算器８を介してＡ倍されて期間T1にお
けるe4Nと逆極性のe4N（t2）となり、期間T2では積分器
11の補償動作により時定数C1・R1でゆっくり減少する波
形となる。このe4N（t2）を初期値として減少する波形
がスパイクノイズe1Nの尾引による誤差電圧である。後
半周期T3・T4でも同様の補償動作により、前半周期とは
上下対称の出力波形e4Nを生じる。電磁流量計の一般的
な動作状態は、出力信号e4Sとe4Nを合成した出力電圧波
形e4であり、期間T2及びT4において、前記尾引が含まれ
ている。期間T1又はT3でスパイクノイズe1Nが発生する
と、期間T2又はT4において入力e1Nは零であるにもかか
わらず出力電圧を生じてしまう。これは積分器11を介し
て出力から入力側に帰還をかけることにより、微分効果
を生じてしまうため、ノイズがない期間T2及びT4に尾引
を生じたものである。この尾引による誤差電圧は流速に
無関係であり、後段のサンプルアンドホールド回路14,1
5及び減算回路16による信号処理によって除去できない
性質のものである。励磁電流の切換りにより生じるスパ
イクノイズの波高値は温度や流体の導電度で変化するた
め尾引の大きさも変化することになり、電磁流量計の零
点変動の原因となる。
低消費電力型の電磁流量計の信号レベルは、流速が1m
/Sec.当たり10μＶ程度と小さい。流速0.1m/Sec.まで±
0.5％の精度を保証しようとすると、流速0.1m/Sec.にお
ける障害電圧を５μＶ以下にしなければならない。とこ
ろが、電極に発生するスパイクノイズは10μＶに達する
場合もあり、温度、流体の導電度によっても変化する。
そのため、第６図の回路で尾引現象による障害電圧を５
μＶ以下にすることは事項上不可能である。
/Sec.当たり10μＶ程度と小さい。流速0.1m/Sec.まで±
0.5％の精度を保証しようとすると、流速0.1m/Sec.にお
ける障害電圧を５μＶ以下にしなければならない。とこ
ろが、電極に発生するスパイクノイズは10μＶに達する
場合もあり、温度、流体の導電度によっても変化する。
そのため、第６図の回路で尾引現象による障害電圧を５
μＶ以下にすることは事項上不可能である。
この発明は、上記に鑑み、スパイクノイズによる尾引
を生じることなく、またランダムノイズの影響で出力の
バラツキを拡大することなく直流オフセット電圧を補償
し除去する電磁流量計を提案するのが目的である。
を生じることなく、またランダムノイズの影響で出力の
バラツキを拡大することなく直流オフセット電圧を補償
し除去する電磁流量計を提案するのが目的である。
上記目的を達成するために、本発明の電磁流量計は、
周期的に定常値が変化する直流磁界によって流体の流量
を計測する電磁流量計であって、増幅器の出力電圧を積
分回路によって積分し、この積分回路の出力電圧を前記
増幅器の入力側に逆極性となるように帰還することによ
り、信号電圧に重畳する直流オフセット電圧を補償する
補償回路において、直流磁界の定常値の切換りに伴って
生じるスパイクノイズが発生する時間を含む期間、前記
積分回路の入力を開放することを特徴とするものであ
る。
周期的に定常値が変化する直流磁界によって流体の流量
を計測する電磁流量計であって、増幅器の出力電圧を積
分回路によって積分し、この積分回路の出力電圧を前記
増幅器の入力側に逆極性となるように帰還することによ
り、信号電圧に重畳する直流オフセット電圧を補償する
補償回路において、直流磁界の定常値の切換りに伴って
生じるスパイクノイズが発生する時間を含む期間、前記
積分回路の入力を開放することを特徴とするものであ
る。
積分回路の入力を開放する時間をスパイクノイズが発
生する期間だけとしてもよい。
生する期間だけとしてもよい。
又、積分回路の時定数は、直流磁界の定常値が変化す
る周期より長く定めるのが好ましい。
る周期より長く定めるのが好ましい。
又、電極に発生する信号電圧が、流速1m/Sec.当たり1
0μＶ程度以下である電磁流量計において、特に効果的
であり、電池を電源とする低消費電力型の電磁流量計で
はより有効である。
0μＶ程度以下である電磁流量計において、特に効果的
であり、電池を電源とする低消費電力型の電磁流量計で
はより有効である。
第１図に内部が絶縁された管１が示され、２つの励磁
コイル3,4によって管１の軸線に対して垂直な磁界Ｈを
生ずる。管１の内部には電極2a,2bがあり、この電極2a,
2bから流体が磁界を横切る流速に比例した起電力を取り
出す。励磁回路５は制御回路６からのコントロール信号
P4に同期して、励磁電流Ｉを励磁コイル3,4に供給す
る。電極2a,2bに発生する起電力は差動増幅器７に入力
される。差動増幅器７の出力e1は加算回路８の１つの入
力側に接続され、加算回路８の出力側に増幅度Ａを有す
る増幅器９の入力側が接続されている。増幅器通路の出
力側に２つのサンプルアンドホールド回路14,15が並列
に接続されている。サンプルアンドホールド回路14は制
御回路６からの制御信号P2によって作動するスイッチS2
とコンデンサC2からなる。サンプルアンドホールド回路
15は制御回路６からの制御信号P3によって作動するスイ
ッチS3とコンデンサC3からなる。スイッチS2及びS3が開
放された後にコンデンサC2及びC3が放電するのを阻止す
るため、一般にインピーダンス変換器がコンデンサC2及
びC3の後に接続されるが、ここでは簡単のため省略して
ある。２つのサンプルアンドホールド回路14,15の出力
側は減算回路16の２つの入力側に接続されており、減算
回路16の出力側にはサンプルアンドホールド回路14,15
で記憶された値V1及びV2の差に相当する信号V3が生じ
る。出力信号V3は管１内の流速に比例する測定信号であ
る。
コイル3,4によって管１の軸線に対して垂直な磁界Ｈを
生ずる。管１の内部には電極2a,2bがあり、この電極2a,
2bから流体が磁界を横切る流速に比例した起電力を取り
出す。励磁回路５は制御回路６からのコントロール信号
P4に同期して、励磁電流Ｉを励磁コイル3,4に供給す
る。電極2a,2bに発生する起電力は差動増幅器７に入力
される。差動増幅器７の出力e1は加算回路８の１つの入
力側に接続され、加算回路８の出力側に増幅度Ａを有す
る増幅器９の入力側が接続されている。増幅器通路の出
力側に２つのサンプルアンドホールド回路14,15が並列
に接続されている。サンプルアンドホールド回路14は制
御回路６からの制御信号P2によって作動するスイッチS2
とコンデンサC2からなる。サンプルアンドホールド回路
15は制御回路６からの制御信号P3によって作動するスイ
ッチS3とコンデンサC3からなる。スイッチS2及びS3が開
放された後にコンデンサC2及びC3が放電するのを阻止す
るため、一般にインピーダンス変換器がコンデンサC2及
びC3の後に接続されるが、ここでは簡単のため省略して
ある。２つのサンプルアンドホールド回路14,15の出力
側は減算回路16の２つの入力側に接続されており、減算
回路16の出力側にはサンプルアンドホールド回路14,15
で記憶された値V1及びV2の差に相当する信号V3が生じ
る。出力信号V3は管１内の流速に比例する測定信号であ
る。
増幅器９の出力側には制御回路６からの制御信号P1に
よって作動するスイッチS1が接続され、さらに抵抗R1、
コンデンサC1及び演算増幅器10からなる積分回路11が接
続されている。積分回路11の出力側は加算回路８の第２
の入力側に接続されている。加算回路８、増幅器９、ス
イッチS1、積分器11で直流オフセット電圧を除去する補
償回路12を構成している。さらに上記構成は第６図の従
来回路において増幅器９と積分器11の入力抵抗R1の間に
スイッチS1を挿入したものである。スパイクノイズが発
生する期間T1だけスイッチS1を開放することにより、ス
パイクノイズを積分することにより尾引の発生を防いだ
ものである。
よって作動するスイッチS1が接続され、さらに抵抗R1、
コンデンサC1及び演算増幅器10からなる積分回路11が接
続されている。積分回路11の出力側は加算回路８の第２
の入力側に接続されている。加算回路８、増幅器９、ス
イッチS1、積分器11で直流オフセット電圧を除去する補
償回路12を構成している。さらに上記構成は第６図の従
来回路において増幅器９と積分器11の入力抵抗R1の間に
スイッチS1を挿入したものである。スパイクノイズが発
生する期間T1だけスイッチS1を開放することにより、ス
パイクノイズを積分することにより尾引の発生を防いだ
ものである。
第２図は第１図の各部の波形である。e1は入力信号
で、スパイクノイズが流速信号に重畳したものである。
e4はその出力波形を示す。
で、スパイクノイズが流速信号に重畳したものである。
e4はその出力波形を示す。
まず流速信号e1sだけの理想的な場合を時刻t1から動
作がスタートしたと仮定して説明する。期間T1ではスイ
ッチS1は開放されており、積分器11の出力e2Sも一定値
（初期値）を保持するため、増幅器９の出力e4sも一定
値となる。時刻t2でスイッチS1が閉成すると、積分器11
は正極性の出力e4sをC1・R1の時定数で積分して補償電
圧e2sを加算器８に加える。e2sは期間T2にわたって負方
向に増加し、これにつれて増幅器９の出力e4sもゆっく
りと零に近づく波形となる。時刻t3でe1sは負極性に変
化し、スイッチS1は開放されるため、補償電圧は時刻t3
の値e2s（t3）を保持する。このため時刻ｔにおける増
幅器９の出力e4sの変化幅はe1sの変化幅をＡ倍したもの
に等しい。期間T3ではスイッチS1が開放されているた
め、積分器11の出力は一定の値e2s（t3）を保持し、e4s
も一定値となる。時刻t4でスイッチS1が閉成すると積分
器11は負極性の出力電圧e4sをC1・R1の時定数で積分し
て補償電圧e2sを加算器８に加える。補償電圧e2sは期間
T4の間中、e4sの積分した結果、負極性のe2s（t3）から
e1sと逆極性のe2s（t5）となる。この補償動作により、
e4sは期間T4の間中、ゆっくりと零に近づく波形とな
る。
作がスタートしたと仮定して説明する。期間T1ではスイ
ッチS1は開放されており、積分器11の出力e2Sも一定値
（初期値）を保持するため、増幅器９の出力e4sも一定
値となる。時刻t2でスイッチS1が閉成すると、積分器11
は正極性の出力e4sをC1・R1の時定数で積分して補償電
圧e2sを加算器８に加える。e2sは期間T2にわたって負方
向に増加し、これにつれて増幅器９の出力e4sもゆっく
りと零に近づく波形となる。時刻t3でe1sは負極性に変
化し、スイッチS1は開放されるため、補償電圧は時刻t3
の値e2s（t3）を保持する。このため時刻ｔにおける増
幅器９の出力e4sの変化幅はe1sの変化幅をＡ倍したもの
に等しい。期間T3ではスイッチS1が開放されているた
め、積分器11の出力は一定の値e2s（t3）を保持し、e4s
も一定値となる。時刻t4でスイッチS1が閉成すると積分
器11は負極性の出力電圧e4sをC1・R1の時定数で積分し
て補償電圧e2sを加算器８に加える。補償電圧e2sは期間
T4の間中、e4sの積分した結果、負極性のe2s（t3）から
e1sと逆極性のe2s（t5）となる。この補償動作により、
e4sは期間T4の間中、ゆっくりと零に近づく波形とな
る。
以上は流速信号だけの説明であるが、e1に直流分が含
まれている場合は、積分器11は増幅器９の出力e4として
含まれる直流分を積分して加算器８に直流分に対する補
償電圧e2を加えることにより出力e4に含まれる直流分を
除去する機能をもつ。これは第６図の回路とまったく同
様である。
まれている場合は、積分器11は増幅器９の出力e4として
含まれる直流分を積分して加算器８に直流分に対する補
償電圧e2を加えることにより出力e4に含まれる直流分を
除去する機能をもつ。これは第６図の回路とまったく同
様である。
次にスパイクノイズe1Nだけが入力された場合を説明
する。期間T1において、スパイクノイズe1Nが入力した
時、スイッチS1は開放されているため積分器11は積分動
作をせず出力e2Nは零値に保持される。この増幅器９の
出力電圧はe4N＝Ａ・e1Nに等しい値となる。時刻t2で入
力e1Nが零値になった瞬間、積分器11の出力電圧e2Nも零
値を保持しているため、加算器８の２つの入力は共に零
値である。このため増幅器９の出力電圧e4Nは零値とな
る。この状態でスイッチS1が閉成すると積分器11は零値
を積分することになり、出力e2Nは零のままである。つ
まりT1の期間中スイッチS1が開放しているため補償回路
は動作せずスパイクノイズe1Nを微分して、T2の期間に
尾引が生じることはない。後半周期のT3でも、前半周期
とまったく同様の動作で、負極性ノイズe1Nが単純にＡ
倍されてe4Nとなる。期間T4では出力e4Nは零値となり尾
引は生じない。
する。期間T1において、スパイクノイズe1Nが入力した
時、スイッチS1は開放されているため積分器11は積分動
作をせず出力e2Nは零値に保持される。この増幅器９の
出力電圧はe4N＝Ａ・e1Nに等しい値となる。時刻t2で入
力e1Nが零値になった瞬間、積分器11の出力電圧e2Nも零
値を保持しているため、加算器８の２つの入力は共に零
値である。このため増幅器９の出力電圧e4Nは零値とな
る。この状態でスイッチS1が閉成すると積分器11は零値
を積分することになり、出力e2Nは零のままである。つ
まりT1の期間中スイッチS1が開放しているため補償回路
は動作せずスパイクノイズe1Nを微分して、T2の期間に
尾引が生じることはない。後半周期のT3でも、前半周期
とまったく同様の動作で、負極性ノイズe1Nが単純にＡ
倍されてe4Nとなる。期間T4では出力e4Nは零値となり尾
引は生じない。
以上のようにノイズe1Nが存在する期間T1又はT3はス
イッチS1が開放しているため積分器11は動作せず、出力
は常に零に保持される。
イッチS1が開放しているため積分器11は動作せず、出力
は常に零に保持される。
次に流速信号e1sにスパイクノイズe1Nが重畳した一般
的な場合を考える。
的な場合を考える。
この時の出力e4は前記e4sとe4Nを単純に加算合成すれ
ばよく第２図のe4として示す。この合成された出力e4に
は期間T2,T4において尾引は存在しないことはe4Nの説明
から明らかである。
ばよく第２図のe4として示す。この合成された出力e4に
は期間T2,T4において尾引は存在しないことはe4Nの説明
から明らかである。
以上のようにスパイクノイズが生じる期間だけスイッ
チS1を開放することにより、尾引現象は生じることな
く、零点誤差のない正確な計測が可能となる。
チS1を開放することにより、尾引現象は生じることな
く、零点誤差のない正確な計測が可能となる。
第２図の説明ではスイッチS1が開放している期間T1及
びT3はスパイクノイズ制する期間に一致させたが、これ
は説明を容易にするためで、これに限定されない。第２
図ではスパイクノイズを矩形波で表したが一般的には鋭
いピークをもった三角波にリンギング等を伴った波形と
なり、ノイズが消滅する時点は明確でないため、スイッ
チS1の開放期間T1及びT2は少し大きめとする事が望まし
い。
びT3はスパイクノイズ制する期間に一致させたが、これ
は説明を容易にするためで、これに限定されない。第２
図ではスパイクノイズを矩形波で表したが一般的には鋭
いピークをもった三角波にリンギング等を伴った波形と
なり、ノイズが消滅する時点は明確でないため、スイッ
チS1の開放期間T1及びT2は少し大きめとする事が望まし
い。
これまで励磁電流のタイミングとして正，負２値の例
を説明したが、休止期間のある場合のタイミングを第３
図に示す。
を説明したが、休止期間のある場合のタイミングを第３
図に示す。
第３図のＩは休止期間のある励磁電流の波形で、e1は
励磁の切換りごとにスパイクノイズが生じた入力信号波
形である。この入力信号e1に対応して、第１図のスイッ
チS1を制御するタイミング信号をP1で示す。この第３図
のようにスパイクノイズが発生する回数は増加するが、
ノイズが発生する期間だけスイッチS1を開放すれば目的
を達することができる。
励磁の切換りごとにスパイクノイズが生じた入力信号波
形である。この入力信号e1に対応して、第１図のスイッ
チS1を制御するタイミング信号をP1で示す。この第３図
のようにスパイクノイズが発生する回数は増加するが、
ノイズが発生する期間だけスイッチS1を開放すれば目的
を達することができる。
この発明によれば、高速流体ノイズ等のランダムノイ
ズが重畳する場合でも出力信号のバラツキが拡大され
ず、しかも励磁電流の切換りに伴って層じるスパイクノ
イズにより悪影響されることなく、直流オフセット電圧
を補償除去する事が可能となる。そのため、低消費電力
の電磁流量計に用いて、広い計測範囲にわたって零点の
安定した電磁流量計を実現できるため有効である。
ズが重畳する場合でも出力信号のバラツキが拡大され
ず、しかも励磁電流の切換りに伴って層じるスパイクノ
イズにより悪影響されることなく、直流オフセット電圧
を補償除去する事が可能となる。そのため、低消費電力
の電磁流量計に用いて、広い計測範囲にわたって零点の
安定した電磁流量計を実現できるため有効である。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図は第
１図の実施例のタイミングチャート、第３図は他の実施
例のタイミングチャート、第４図及び第６図は従来技術
のブロック図、第５図及び第７図は夫々第４図と第６図
の装置のタイミングチャートを示す。 3,4……励磁コイル、９……増幅器、11……積分回路、1
2……補償回路、S1……積分回路の入力を開放するスイ
ッチ、C1……コンデンサ、R1……抵抗
１図の実施例のタイミングチャート、第３図は他の実施
例のタイミングチャート、第４図及び第６図は従来技術
のブロック図、第５図及び第７図は夫々第４図と第６図
の装置のタイミングチャートを示す。 3,4……励磁コイル、９……増幅器、11……積分回路、1
2……補償回路、S1……積分回路の入力を開放するスイ
ッチ、C1……コンデンサ、R1……抵抗
Claims (5)
- 【請求項１】周期的に定常値が変化する直流磁界によっ
て流体の流量を計測する電磁流量計であって、増幅器の
出力電圧を積分回路によって積分し、この積分回路の出
力電圧を前記増幅器の入力側に逆極性となるように帰還
することにより、信号電圧に重畳する直流オフセット電
圧を補償する補償回路において、直流磁界の定常値の切
換りに伴って生じるスパイクノイズが発生する時間を含
む期間、前記積分回路の入力を開放することを特徴とす
る電磁流量計。 - 【請求項２】積分回路の入力を開放する時間をスパイク
ノイズが発生する期間だけとした特許請求の範囲第１項
記載の電磁流量計。 - 【請求項３】積分回路の時定数C1・R1を、直流磁界の定
常値が変化する周期より長く定めた特許請求の範囲第１
項又は第２項記載の電磁流量計。 - 【請求項４】電極に発生する信号電圧が、流速1m/Sec.
当たり10μＶ程度以下である特許請求の範囲第１項、第
２項又は第３項記載の電磁流量計。 - 【請求項５】電源として電池を用いた特許請求の範囲第
１項、第２項、第３項又は第４項記載の電磁流量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63163726A JP2583284B2 (ja) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | 電磁流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63163726A JP2583284B2 (ja) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | 電磁流量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0212018A JPH0212018A (ja) | 1990-01-17 |
| JP2583284B2 true JP2583284B2 (ja) | 1997-02-19 |
Family
ID=15779497
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63163726A Expired - Lifetime JP2583284B2 (ja) | 1988-06-30 | 1988-06-30 | 電磁流量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2583284B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5224886B2 (ja) * | 2008-04-14 | 2013-07-03 | 株式会社東芝 | 電磁流量計 |
| JP5049206B2 (ja) * | 2008-06-20 | 2012-10-17 | 株式会社キーエンス | ２線式電磁流量計 |
| JP5320131B2 (ja) * | 2009-03-31 | 2013-10-23 | アズビル株式会社 | 電磁流量計 |
-
1988
- 1988-06-30 JP JP63163726A patent/JP2583284B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0212018A (ja) | 1990-01-17 |
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Legal Events
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