JPS60102567A - 時間的に非直線的に変化する電気信号の補償方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は時間的に非直線的に変化する電気信号の補償方
法及び装置に関する。

ドイツ連邦共和国特許出願公開公報第２４１０４０７号
、第２７４４８４５号、第３１３２４７１号からは少な
くとも２つの状態間で周期されているノイズ電圧を補償
する方法及び装置が公知である。この目的のために電圧
全体が、磁界の異なる状態のもとで周期的にサンプリン
グされ、複数の順次得られる各サンプリング値が、加算
的又は減算的にまとめられ、その際ノイズ電圧成分が相
互に打消し合い、一方有効電圧成分は周期的に変化する
状態に基づき維持されるようにまとめられる。これらの
公知の方法及びのノイズ直流電圧のほかに、順次連続す
る各サンプリング時点間の直線的変化をも補償できる。

発明の解決しようとする問題点 しかるにノイズ電圧が時間の関数として非直線的に変化
する場合、上述のような公知方法及び装置では１次より
高いオーダもしくは次数の成分を補償し得ない。比較的
に高いオーダもしくは次数のそれらの成分、すなわち殊
に通常支信号中に残留誤差としてとどまる。

本発明の課題とするところは非直線的に変化する電気信
号を非直線性成分の任意の高さの次数もしくはオーダの
ものまで補償できる手段を提供することにある。

問題点の解決のだめの手段 上記課題の解決のため本発明によれば、冒頭に述べた形
式の方法において、等しい時間間隔（Δｔ）をおいて電
気信号（Ｕ８）からもしくは電＝Ｏ，ｌ、・・・ｐ；ｃ
＝一定と乗算し、当該サンプリング値を相互に加算して
、和信号 ΣＧ刊 に＝ＯＫＡＫ を形成するようにしたのである。

以下本発明の記載において示すように、本発明によれば
サンプリング値の取出された時間間隔において非直線信
号関数を成す多項式のすべての項が次数（Ｐ−１）まで
除去されるという作用効果が得られる。したがって非直
線的に変化する信号が当該の時間間隔において次数ｎ≦
Ｐ−１の多項式により完全に表現可能ならばその信号は
和信号から完全に除去される。多項式を以てしか可能で
ない場合、比較的に高いオーダもしくは次数もしくは剰
余項に由来する残留誤差が残る。前述のように処理され
たサンプリング値の個数を増大させることにより当該の
残留誤差を任意に小さなものにできる。

特別な利点となることは多項式表現の係数の値に無関係
に本発明の作用効果が得られることである。したがって
選定される重み付は係数の値はたんに、処理されるサン
プリング値の個数に依存して変化させればよい。したが
って、電気信号の多項式表現が変化する場合又は異なっ
た信号に当該方法が適用される場合でも本発明の方法の
作用効果は依然として相変らず得られる。

補償すべき電気信号が有効信号に重畳されたが、殊に電
磁誘導式流れ状態量測定の除におけるように周期的に交
番的に少なくとも２つの異なる状態をとる場合、サンプ
リング値は有利に周期的に交番的に有効信号の異なる状
態のもとで取出される。そのようにして有効信号は和信
号中に維持される。

これに反してサンプリングされた信号全体が多項式表現
に従って非直線的に変化する場合、和信号中には（Ｐ−
１）よシ高い次数の項に由来する残留成分のみが残る。

その際次数（ｐ−１）を越える時間的変化をめるのに本
発明の方法は適する。サンプリングされる信号が何に由
来するか、またどのように前処理されたかに無関係に、
本発明の方法によれば上述のようにして常に、当該のサ
ンプリングされる信号に対する作用が得られる。従って
、補償すべき非直線性の時間的変化が維持されることを
前提とすれば、ザングリング前に信号に対して前処理を
行なうことが可能である。例えば電磁誘導式流償を行な
ったり、または電極電圧を各サンプリング期間ごとに所
定の時間間隔に亘って積分して、サンプリング値を積分
された電圧から取出すことができる。

本発明の方法を実施する装置によれば、冒頭に述べた形
式の方法を実施する装置において周期的に作動可能なサ
ンプリング回路１０　ｐ　：　３０を設け、該サンブリ
ング回路の入力側に、補償すべき電気信号もしくは信号
全体が加られるようにし、さらに（Ｐ＋１　）のサンプ
リング値の記憶用の記憶装置１０；３２及び重みづけ装
置１１；３３を設け、該重みづけ装置は前記記憶装置１
０；３２に記憶されたサンプリング値の各々を所属の重
みづけ係数（Ｇｏ・・Ｇ、）と乗算し、さらに、重みづ
け装［１ｉ１１；３３から供給される重みづけされた各
サンプリング値を加算するだめの加算回路１２；３４を
設けたのである。

本発明の実施例によれば記憶装置、重みづけ装置、加算
回路はアナログ回路によって構成されてもよいし、また
はＡ　／　Ｄ変換器の前置接続の際デジタル回路によっ
て構成されてよい。デジタル回路は最新のテクノロジー
によれば相応にゾログラミングされたマイクロコンピュ
ータによっても実現され得る。

本発明のほかの要件及び利点について以下第１〜第７図
の実施例を用いて説明する。

実施例 第１図に略示する内部絶縁された管ｌに、導電性液体が
図平面に対して垂直な方向に流れる。

磁界コイル２（これは対称性の理由により管ｌの両側に
設けられた２つの同じ半部に分れている）は管中に、管
軸に対して垂直な方向に向けられた磁界Ｈな生じさせる
。管１の内部に、２つの電極３，４が配置されており、
この電極からは磁界を介しての、導電性液体の平均速度
に比例する誘起電圧が取出され得る。コイル制御回路５
は磁界コイル２を流れる電流を制御信号に依存して制御
する。その際その制御信号は制御回路６かも供給される
。

電極３，４．は差動アンプ７の両入力側に接続されてお
り、従ってこの差動アンプはその出力側から、両電極５
．４間の電圧に比例する電圧を生じさぜる。差動アンシ
フにはアンプ８が後置接続されている。

アンプ８の出力側にはサンプリング、記憶回路１０が接
続されており、この回路は第１図の実施例において（Ｐ
　＋１　）のアナログシフトレノスタ段１０ｏ、１０．
．１０２　、　・−１０に、１０．−２＋１０　、．１
０．　によって形成されている。これらレジスタ段の各
々は例えば第２図にレジスタ段１０．について示した構
成を有する。１つの入力側１０ａは先行のレジスタ段の
出力側に接続されているか、又はレジスター０ｐの場合
アンプ８の出力側に接続されている。１つの出力側１０
ｂは後続のレジスタ段の入力側に接続されている。入力
側１０ａと出力側１０ｂとの間に順次もしくは直列的に
公知形式の２つのサンシリングメモリ（“サンプルアン
ドホールド″）が接続されている。第１サンプリングメ
モリはシンボリツクにスイッチＳ１．コンデンサＣ１，
高抵抗のパンファアンゾＡ１で示す。第２のサンプリン
グメモリは相応の形式でスイッチＳ２．コンデンザＣ２
，高抵抗バンフアアンプＡ２から成る。この種サンプリ
ングメモリの動作は公知である。スイッチｓ１が短時間
閉じられると、コンデンサＣ１は入力側１０ａに加わる
電圧の瞬時値に充電される。スイッチＳ１の開放後、サ
ンプリングされた値はコンデンサＣ１に加わったままで
ある。それは、高抵抗バッファアンプＡＩが電荷の流出
を阻止するからである。パンファアンプＡ１の出力側に
は蓄積された電圧値が得られる。スイッチＳ２が短時間
閉じられるとコンデンサＣ２はパンファアンプＡ１の出
力電圧に充電され、その結果コンデンサＣ２はコンデン
サＣ１に蓄積されたサンプリング値を引受ける。このサ
ンプリング値はパンファアンゾＡ２の出力側、即ちレジ
スタ段の出力側１０ｂにて得られる。

各レジスタ段は１つの段出力側１０ｃを有しこの段出力
側はパンファアンプＡＩの出力側に接続されていて、そ
れにより、当該出力側にはコンデンサＣ１にて蓄積され
たザンゾリング値号によって作動可能な高速作動電子ス
イッチである。スイッチＳ２はレジスタ段の制御入力端
１０ｄに加えられる制御信号によって作動される。スイ
ッチＳ１はレジスタ段の制御入力側１０ｅに加えられる
制御信号によって作動される。

すべてのレジスタ段の制御入力側１０ｄは相互に前列に
制御回路６０１つの出力側６ｂに接続されている・すべ
てのレジスタ段の制御入力側１０ｅは相互に前列に制御
回路６の１つの出力側６ｃに接続されている。第３図の
時間ダイヤグラムＤ、Ｅを用いて詳しく後述するように
、制御回路６の出力側５ｂ、５ｃがらは時間的に相互に
ずれた制御ノ々ルスが送出される。出力側６ｂから送出
される制御パルスごとにすべてのレジスタ段のスイッチ
Ｓ２が短時間開じられ、その結果者コンデンサＣ２は同
じレジスタ段のコンデンサｃ１に蓄積されていたサンプ
リング値に充電される。出力側６ｃがら送出される制御
パルスごとにすべてのスイッチＳ１が同時に閉成され、
それにより各レジスタ段のコンデンサＣ１が、入力側１
０ａに存在している電圧値に充電される。これはレジス
タ１ｏｐの場合はアンプ８の出力電圧の瞬時値（これは
上述のようにしてサンプリングされる）であり、他のレ
ジスタ段の場合はそのつど先行のレジスタ段に蓄積され
たサンプリング値である。このようにして、各・ぐルス
対（これは制御回路６の出力側６ｂ、６ｃから送出され
る）ごとに、シフトレジスタ１０に蓄積されたサンプリ
ング値が、１段だけシフトされ、アンプ８の出力電圧か
らの１つの新たなサンプリング値が、レジスタ段１０ｐ
中に入力される。各レジスタ段に蓄積されたサンプリン
ゲイ直は出力側１０ｃから取出されろ。

シフトレジスタ１０の各レジスタ段の出力側１０ｃは重
みイ」け段１１における所属の重み付は回路１１ｐ、　
、　ｌ　１．　、　ｌ　ｌｏ、　１１１．１１２゜・・
・１１に、・１１　、　の入力側に接続されて−２ いる。各重み伺は回路において、所属のサンプリング値
に、重み伺は係数Ｇ。、Ｇ１．Ｇ２．・・・Ｇｋ、・Ｇ
　＋　Ｇ　−１１Ｇ　、が乗算される。

−２ｐ 図示の実施例ではサンプリング値がアナログ電圧値であ
るので、重みイ」け回路１１ｏ〜１１ｐは有利に相応の
増幅度の重み付は係数を有するアンプである。

重み付は回路１１８〜１１ｐの出力側は重み付は回路の
各出力信号の和を形成する加算回路１２の入力端と接続
されている。和信号の現われる加算回路１２の出力側は
制御可能な反転回路１３の入力側に接続されており、こ
の反転回路は制御回路６の出力側６ｄから供給される制
御信号により、２つの状態の対の一方又は他方にもたら
される。その際その反転回路はその一方の状態において
加算回路１２から供給される相信号を極性油りに通過さ
せ、これに反し、他方の状態の位置においては和信号の
極性を反転する。

制御可能な反転回路１３の出力側πは別のサンプリング
メモリ１４が接続されており、このメモリはシンデリッ
クにスイッチＳ３．１ＨＪｔ：ｆｆンデンサＣ３、高抵
抗・ζソファアンプＡ３によって示されている。スイッ
チＳ３は制御回路６の出力側６ｅから送出されろ制御パ
ルスによって作動される。各制御パルスごとに加算回路
１２から送出される和電圧の瞬時値が、反転回路１３に
より定まる極性でサンプリングされ、蓄積コンデンサＣ
３に蓄積される。

このサンプリング値は管１内の流れに対する測定電圧Ｕ
Ｍとしてサンプリングメモリ１４の出力側にて得られる
。

第３図のダイヤグラムＡ−Ｇは第１図の同じ文字で示す
回路点に現われる信号の時間的経過を示す。わかり易く
するため信号自体も同じ文字で示す。

ダイヤグラムＡは制御回路６の出力側６ａからコイル制
御回路５に供給されろ制御信号を示し、この制御信号は
周期的に交番的に信号１又はＯをとる。制御信号Ａの周
期期間ＴＭにより測定ザイクルの持続時間が定められる
。

コイル制御装置５は次のように構成されている、即ち制
御信号Ａの信号値ｌの場合一方の方向の一定の大きさの
直流電流を、且、その信号値０の場合同じ大きさである
が但し逆方向の直流電流を磁界コイル２に供給するよう
に構成されている。コイル制御回路５は各々の極性にて
電流を同じ一定の値→−Ｉｍもしくは−Ｉｍに制御する
電流制御器を有し得る。磁界コイル２を流れる電流の経
過をダイヤグラムＢに示しである。ａ界コイルのインダ
クタンスに基づき電流は各切換後毎に逆極性の一定の値
ｌｍＩＣ但し幾を流れる導電性液体は磁界内を運動する
電気導体（この電気導体内ではファラデーの電磁誘導の
法則により一方では磁界Ｈに比例し他方では運動速度に
比例する電圧が誘起される）と同じ界Ｈ１即ちダイヤグ
ラムＢに示す、コイル電流Ｉの時間的経過と同じ時間的
経過を有する。この有効電圧のみが存在すると仮定すれ
ば、アンプ８の出力側にはダイヤグラムＣ／にて示す電
圧が現われることとなり、この電圧は移行（過渡）状態
を別とすれば周期的に交番的に一定値十ＵＮ及び−ＵＮ
　をとることになる。この電圧を一定値への到達後その
つと各々の半周期に同じ時間間隔△ｔ　”＝　Ｔ　Ｍ／
　２　でサンプリングし、順次に対する尺度として使用
し得ることとなる。

しかし乍ら実際にはダイヤグラムＣ′の理想的な場合は
充足されない。寧ろ流れに比例する有効′電圧は殊に電
気化学的直流電圧にその原因があるノイズ電圧が重畳さ
れている。ノイズ電圧は時間的に一定でなく、時間に依
存して非直線的に変化し、その際ノイズ電圧は著しく大
きな値に達し得る。従ってアンプ８の出力側には例とし
て第３図Ｃに示したような電圧全体Ｕ。が現われる。ダ
イヤグラムＣ′の有効電圧ＵＮにはノイズ電圧ＩＪ８が
重畳されており、このノイズ電圧Ｕ。のＭ：過は破線の
カーブで示す。そこから直ちに明らかになるように、そ
のような電圧全体Ｕ。をダイヤグラムＣで示すように等
間隔Ｃ′でサンプリングしても、管１内の流れに対する
尺度として直ちに用い得るようなサンプリング値が得ら
れることはない。差動アンシフの出力電圧は勿論ダイヤ
グラムＣの時間経過となる。

第１図中アンプ８の出力側につづく先に述べた各回路に
よって、電圧全体Ｕ。中に含まれている非直線性に変化
する制御電圧Ｕ８を十分補償し、よって大きな精度で管
ｌ内の流れに比例する測定信号を得ることが可能になる
。

第３図のダイヤグラムＤ、Ｅ、Ｆ、Ｇは制御回路６の出
力側６　ｂ　、５　ｃ　＋　６　ｄ　＊　６　ｅに現わ
れる制御信号を示す。これらの制御信号は制御信号Ａと
同様に、信号値上又は０をとる２通信号である。シフト
レジスタ１０ないし記憶回路１４におけるサンプリング
メモリのスイッチ８１〜Ｓ３に加えられる信号り、Ｅ、
Ｇの場合信号ｌはスイッチの閉成、即ちサンプリングフ
ェーズを意味し、信号０はスイッチの開放、すなわちホ
ールドフェーズを表わすう 制御信号Ｅは既述のように短い、６ルスであり、これら
ノクルスの各々によって、シストレジスタ１０に加わる
サンプリング値が１つのレジスタ段だけシフトされアン
プ８の出力側に現われる電圧全体ＵＧ（ダイヤグラムＣ
）から１つの新たなサンプリング値が、レジスタ段Ｌｏ
ｐへ入れられる。それぞれ短い間隔をおいてノξルスＥ
に先行するダイヤグラムＤのパルスはたんに補助パルス
であり、この補助パルスにより、次のレジスタ段へのひ
きつづいてのシフトの準備のため各レジスタ段のコンデ
ンサＣ２にサンプリング値が中間記憶される。

サンプリング、ぐルスＥにより定められるサンプリング
及びシフト時点は同じ時間間隔△１＝ＴＭ／２をおいて
相次いでおり、有効電圧ＵＮの各半周期ごとに、次のよ
うな時間インターノζル、即ち電流■、磁界Ｈ１有効電
圧ＵＮが立上り振動過程の減衰後安定している時間イン
ター・々ルなおいて位置している。

第３図では時点ｔｏにてサンプリングが行なわれるもの
と仮定しである。したがつ１この時点において１つのサ
ンプリング値 Ｕ　：Ｕ　＋Ｕ ＡＯＳｏ　Ｎ が、回路点Ｃに現われる電圧全体ＵＧから、シフトレジ
スタ１００入力段ｌＯｐによりサンプ時点ｔ１−ｔｏに
おいてサンプリング値ＵＡ。

が次のレジスタ段１０．〜１中にシフトされ、同時に１
つの新たなサンプリング値 −ＵＵ ｌ−８ＩＮ がレジスタ段１０ｐに入れられる。その過程は規則的に
繰返され、その結果（ｐ＋１）のサンプリング後時点ｔ
ｐ−ｔｏ十ｐ・△ｔ　にてサンプリング値がレジスタ段
↓Ｏｏに達しており、レジスタ段１００〜１０ｐは上述
のサンプリング時点の次のよ５なサンプリング値を含む
：その場合わかり易くするため、時間インターノζル全
体ｔｏ〜ｔｏ＋ｐ△１　ＩＬ亘って流れもしくは流れ状
態量が変化しておらず、その結果いするものと仮定しで
ある。

これらサンプリングの各々は所属の重み付は回路１１　
ｏ？　１１．、−１１に、−１１，において重み付は係
数Ｇ。、Ｇ１．・・・Ｇｋ、・・・Ｇｐに乗算され、加
算回路において、重み付けされたサンプリング値の相が
形成される。重み係数の特別な選定によって相信号中で
非直線性ノイズ信号Ｕ８が著しく除去されるが、有効電
圧ＵＮ　が維持されることか達成される。

この目的のため重み付は係数Ｇｏ”−Ｇｐは交番的極性
を有する（　ｐ　＋　１　）の２項係数（ｋ）に比例す
る。任意の重み付は回路Ｇに中では重み付は係数 Ｇｋ−Ｃ・（ｋ）・（−１）ｍｌｔｋ−ｏ、１．・・・
、ｎ　（１）が調整されている。その際Ｃはすべての重
み付は回路にとって同じ一定の係数であり、これはわか
り易くするため値ｌをとるものと仮定する。

各２項係数は周知のように次式に従って計算され得る。

またはノミスカルの３角形からとり出され得る。

そこでは各数値は先行する行における上方にあろ２つの
数の和から成る。

１ １　２　１ １　３　３　１ ４６４１ １　５　１０　１０　５　１ １　６　１５　２０　１５　６　１ １　７　２１　３５　３５　２１　７　１等々。

第４図はｐ−６の場合つまり、個々の重み付は回路の重
み付は係数の表示を有するＰ＋１−７０ザンゾリング値
の記憶及び処理のためのに対して重み付は回路１１ｏ〜
１１６及びシフトレジスタ１０の構成例を示してあり、
その際重み付は係数は」二記式（１）に従って次の値を
とる。

これらの重み伺は係数に乗算された（Ｐ＋１）のサンプ
リング値（これらは等しい時間間隔△ｔをおいて信号全
体から取出されている）の加算により、和信号中で、非
直線的に変化するノイズ電圧が、その経過にしたがって
全部又は部分的に除去されるようになる。この作用は次
のように説明され得る。

非直線性関数ｐ−（ｔ）は次数ｎの多項式によって表わ
されているものとする〇 本明細書末尾に添えられている表による変数ｔの、等し
い間隔△ｔをおかれている値に対する（　Ｐ＋１　＞の
関数値が計算される。

表の各関数値Ｆｋを交番する符号（極性）の所属の２項
係数（−１）ｋ・（Ｈ）と乗算し積の和Ｓを形成すると
、 次式が成立つ。

５＝ｏ（ｐ≧ｎ＋１．に対して）　（４）このことから
下記が結論される。

信号全体Ｕ。中に回路点Ｃにて含まれるノイズ電圧Ｕ８
を、シフトレジスタ１０に記憶された（Ｐ＋１）のサン
プリンゲイ直がとり出された項 時間インターバルにて次数ｎの多久式で表わし１得る場
合、（Ｐ＋１　）の記憶されたサンプリング値ＵＡｏ”
ＵＡｐ中に含まれているノイズ電圧成分ＵＳｏ、Ｕｓｐ
　は明らかに表の関数値に相応し、重み付は係数Ｇ。−
Ｇｐに乗算されたノイズ電圧成分の和は次のようになる
。

要するにこの前提下で和信号中のノイズ電圧成分が全面
的に除去されている。

これに反して、重み付は係数Ｇ。〜Ｇｐに乗算されたサ
ンプリング値中の有効電圧成分の和に°゛″″″５″：
　ｙ′”；Ｌ　Ｑ　°’　（５、式（５）の前提条件が
充足されその結果ノイズ電圧成分が全面的に除去された
場合、和電圧はもつばら有効電圧から成り、この有効電
圧しま有効電圧サンプリング値の一定の大きさく値）Ｕ
Ｎ　の場合当該の一定値に、重み付は係数Ｇ。

〜Ｇ　の各位の和を乗算した積に等しり・ものとなる。

第４図の数値例では和信号は有効信号６４ＵＮて、有効
電圧が、当該の時間インターバルにて変化する場合、和
信号中に含まれている有効電圧はサンプリング値中に含
まれている有効電圧成分の重み付けされた平均値に相応
する。

上記前提条件が充足状態に保持されて（・れば、ひきつ
づいてのいずれのサンプリング期間においても同じ作用
で過程が繰返される。しかし、各サンプリング期間△ｔ
ごとに和信号中の有効電圧成分の極性が反転する。よっ
て加算回路１２には可制御反転回路１３が後置接続され
ており、この反転回路は制御回路６の出力側６ｄから送
出されろ制御信号によって作動される。これによって、
相信号の極性が、各サンプリング期間毎に反転したもの
となり、その結果有効電圧成分は常に同じ極性で得られ
る・ サンプリングメモリ１４は第３図のダイヤグラムＧ［て
示す制御パルスによって作動され、これら制御パルスは
時間的にダイヤグラムＥのサンプリング、シフトパルス
九っづいて継起する。よって、すべての切換、サンプリ
ング、シフト過程が完了したとき常に、サンプリングメ
モリ１４によって、極性にしたがった和信号がサンプリ
ングされる。そのつと最後に得られた、和信号のサンプ
リング値が、記憶コンデンサＣ３に記憶されたままであ
り、サンプリングメモリ１４の出力側にて測定電圧ＵＭ
として取出され得る。

これまでの説明から明かなように、和信号中のノイズ電
圧成分が完全に除去されるのは２つの次の前提条件が充
足された場合のみである。

■。　ノイズ電圧はそのつと処理されたサンプリング値
の取出された時間インターバルにおいて、次数ｎの多項
式により時間の関数として表示し得なければならない。

２、記憶され処理されたサンプリング値の個数（ｐ　＋
１　）は多項式の次数ｎより少なくとも２だけ犬でなけ
ればならない。

これらの前提条件が充足可能であるか否か、また、こＡ
しらの前提条件が不完全にしか充足されないとどのよう
な影響が出るのか、検討することを要する。

ティラーの定理によれば、或インターバルにて（ｎ　＋
１　）回連統帥に微分可能であるいずれの関数も、近似
的に次数ｎの多項式によって表現され得るのであり、そ
の際通常１つの剰余環が残る。考察されたノイズ電圧は
常に微分可能に変化するので、このような近似の多項式
表現は通常の場合可能である。

ノイズ関数が精確に有限次数ｎの多項式によって表現可
能であるとすれば記憶処理されサンプリング値の個数（
ｐ＋１　）を条件ｐ≧ｎ＋１が充足されるような大きさ
にすることが理論上は０工能である。実際にはこの場合
でも幾つかの理由から記憶処理されるサンプリング値を
過度に大に選ぶのは好ましくない。

−ディスクリート（個別の）回路構成（Ｍ１図における
ように）の場合回路コストは相応に大なものとなる。

−得られた測定信号は、時間インターバル全体にてサン
プリングされた有効信号値の重み付けされた乎均値であ
るので、有効信号の変化（即ち測定＠）に追従する、但
し遅延を以て追従する。その際その遅延は記憶処理され
るサンプリング値の個数が犬であればあるほど益々大に
なる。

ｐ；−〇　＋］、の条件が充足されない場合、（ｐ−１
）より高い次数の多項式の項、及び近似的多項式表現の
場合ティラー剰余環もしくは残留項によって、和信号中
に残りのノイズ電圧成分が生じる。この残留誤差は所要
の測定誤差の割に比較的小さい値ｐの場合は通常もう無
視でき、従って、記憶処理されるサンプリング値の個数
を増大させることはそれに伴なう欠点（回路コスト、応
動遅延）に鑑みて得策でない。

従ってノイズ電圧補償の前述の方法には下記が成立つ。

−（ｐ＋１）のサンプリング値の前述の記憶、重４イ」
け、加算により、信号全体中に含まれている時間的に非
直線的に変化するノイズ電圧が、ノイズ電圧関数を（近
似的に）表現する多項式の次数（ｐ−１）まで補償され
る。

−残留する残留誤差は記憶処理されるサンプリング値の
個数を相応に増加させることにより任意の小ささにでき
る、但し、応動遅延は相応に増大し、場合により回路コ
ストは増大される。

察 上述の作用が生じるのは考案された時間インターバル内
で多項式によって表現できる形式で時間的に非直線的に
変化する、いずれの、サンプリング点にて存在する電圧
に対してもである。

特に重要であるのは、次数（ｐ−１）までの補償が多項
式係数ａ。、ａｌ・・・ａｎの値に無関係なことである
。従って、同じ補償回路が、著しく異なる多項式表現に
も同様に有効であり、その結果補償すべき電圧の多項式
表現が時間の経過につれて変化しても不都合はない。

同様に、補償にとって重要でないことは補償すべき電圧
の重畳されている有効信号がどのような種類のものであ
るか、ということである。

有効信号の≠呼≠挙種類形式が意味があるのはノイズ電
圧の補償後出力側にてどのような残留測定信号が得られ
るかに係る場合のみである。

先に述べた実施例において仮定したような有効信号が順
次連続するサンプリング時点にて逆の極性を有すること
は必要でない。第１図の装置では例えば次のような場合
にも有用な測定信号が得られる。即ち磁界Ｈがその方向
を変えないで、交番的に作動接続、遮断される場合でも
、また、磁界が同じ方向の２つの異なる値開で切換えら
れる場合でさえも得られるのである。これらすべての場
合において有効電圧は周期的に交番的に異なる係数を以
て流れに比例し、出力側にて得られた測定信号が、重み
付は係数の和の２に乗算された、交番的に得られた有効
電圧値相互間の差から得られる。上述のノイズ電圧補償
はそのことに全（影響されずに行なわれる。

また、サンプリングされる電圧全体Ｕ。が多項式によっ
て表現され得、従って次数（ｐ−１）まで補償される上
述の方式の適用例も可能である。それにより例えば次数
（ｐ−１）を越える信号の時間的変化を捕捉できる。

さらにサンプリングされる信号全体が伺んらかの前処理
を受けるのは前述のノイズ電圧補償にとって必須ではな
い。要は、考察される時間インターバルにおいてのサン
プリング点における補償すべき信号成分が、多項式によ
って表現可能でありさえすればよいのである。

第５図に示す、第１図の流れ測定装置の変化形では電極
３，４から取出される′電圧全体がす／シリング前に電
磁誘導的流れ測定の際通常の前処理される。この前処理
の目的とするところは、信号全体中に含まれているノイ
ズ直流電圧が著しく大きい値をとる場合アンプ８の飽和
を阻止１−ることにある。この目的のために差動アンシ
フとアンプ８との間に加算回路１５が挿入接続されてお
り、補償回路１６が設けられている。この補償回路の出
力信４号は加算回路１５の第２の入力側に供給される。

補償回路１６はオペアンプ１７を有し、このオペアンプ
の反転入力側はアンプ８の出力側に接続され、その非反
転入力ｇｌｌｌは基準入力端として用いられ、アースに
接続されている。オ被アンプ１７の出力側には別のサン
プリングメモリ１８が接続されており、この別のサンプ
リングメモリはやはりスイッチＳ４、記憶コンデンサＣ
４、高抵抗バッファアンプＡ４により示されている。バ
ッファアンプＡ４の出力側は補償回路１６の出力側を形
成し、この出力側は加算回路１５に接続されている。

スイッチＳ４は制御回路６の出力側６ｆから送出される
制御信号によって作動され、この制御信号は第３図のダ
イヤグラムＨに示す。この制御信号は勿いパルスであり
、コイル電流工の、制御信号Ａにより定まる半周期ごと
にサンプリング信号につづいて生起し、その結果スイッ
チＳ４は信号全体から１つのサンプリング値の取出後ご
とに短時間閉成される。スイッチＳ４が閉じられると、
閉成された制御回路はアンプ８の出力側からオペアンプ
１７と、サンプリングメモリ１８と、加算回路１５とを
合してアンプ８０入力側に至る。この制御回路はオペア
ンプ１７０反転入力側における電圧、すなわちアンプ８
の出力電圧を、非反転入力側に加わる基準電位、すなわ
ち基準電位にもたらす。従ってサンプリングメモリ１８
の出力側はスイッチＳ４の開成によって定まる各補償時
点において補償電圧を受取る。その際その補償電圧は加
算回路１５の他方の入力側に同時に加わる信号電圧であ
って差動アンシフの出力側から送出される信号と逆向き
で同じ大きさであり、その結果アンプ８の出力電圧が零
にされる。スイッチｓ４の開放後、すなわちサンプリン
グメモリｌ　８のボールドフェーズにおいて補償電圧が
サンプリングメモリ１８の出力側に現われつづけ、この
記憶された補償電圧は加算回路１５において、差動アン
シフのそのつど加わる出力電圧に加算される。

差動アンプ７の出力電圧の時間的経過は相変らず第３図
のダイヤグラムＣに相応する。これに反して第３図のダ
イヤグラムＪはサンプリング操作を受けるアンプ８の出
力電圧の、補償回路１６の作用により得られる時間経過
を示す。

これがダイヤグラムＣの電圧経過と相違する点はスイッ
チＳ４の閉成により定まる各補償時間インターバルにお
いて値零にもたらされ、スイッチＳ４の開放後この零値
から異なった値に変化することである。差動アンプ７の
出力電圧中に含まれているノイズ直流電圧は補償電圧中
に含まれているノイズ直流電圧成分によって補償されて
いる。補償電圧中に含まれている有効電圧成分は逆の極
性により、次の半周期の、差動アンシフの出力信号中に
含まれている有効電圧成分に加ｑ、される。有効信号成
分のその２倍の値にはたんに半周期に現われるノイズ電
圧変化が重畳されている。従ってアンプ８の出力信号が
両方向で零と異なる大きさはたんに有効信号の２倍の値
及び重畳されたノイズ電圧変化分である。従ってアンプ
８は飽和の危険を生ぜずに、大きな増幅率を有すること
ができる。これに反して差動アンプの増幅率は大きなノ
イズ直流電圧の場合でも過励振され得ないような小さな
値に選定される。

第３図のダイヤグラムＪから看取できるように、アンプ
８の出力側に存在する、サンプリング操作を受ける電圧
全体が、重畳されたノイズ電圧の時間的変化を含んでい
るが、この重畳ノイズ電圧は（ｐ＋１　）のサンプリン
グ値のひきつづいての重み付けされた加算により補償さ
れる。而して前坤償により２つの付加的利点が得られる
。

１、点Ｃに現われるノイズ多項式表現値が前補償に基づ
き評価のため点Ｊに低下されて現われる。従って、点Ｃ
１すなわち差動アンプ７の出力側に現われるノイズ電圧
に関連して、（ｐ＋１）の記憶処理されたサンプリング
値により次数ｐまでの補償が達成される。

２、　前補償により、各サンプリング値における有効電
圧成分が２倍にされ、その結果記憶回路１４の出力側に
得られた測定電圧幅は磁界の同じ値のもとで第１図の場
合の２倍の値をとる。

第６図は第１図の装置の変化形による、サンプリングさ
れる信号全体の前処理の別の態様を示す。この変化形に
よればアンプ８の出力側とサンプリング、記憶回路１０
０入力側との間に積分器２０が挿入接続されており、こ
の積分器を形成するオペアンプ２１の帰還回路中にコン
デンサＣ５が接続されている。アンプ８の出力側とオに
アンプ２１０反転入力側との間にスイッチＳ５が挿入さ
れており、このスイッチの閉成時間により、積分時間イ
ンターバルが定まる。

コンデンサＣ５に並列に設けられた別のスイッチＳ６は
コンデンサＣ５の放電のために用いられ、積分の初期条
件が調整される。スイッチＳ５、Ｓ６は制御回路６の別
の出力側から送出される制御信号によって作動される。

スイッチＳ５の閉成により定まる積分時間インターバル
は例えば各サンプリング周期において定常状態の始まり
から（立上り過渡振動の減衰後）サンプリング時点まで
延在し得る。その場合サンプリングされる電圧全体はも
はやアンプ８の出力電圧でなく、所定の時間インターバ
ルに亘っての当該出力電圧の積分により得られた電圧値
なのである。アンプ８の出力側にて非直線性ノイズ電圧
変化の存在の際積分された電圧値中にもさらに非直線性
のノイズ電圧変化が含まれており、このノイズ電圧変化
は前述の形式で、アンプの出力側にて多項式の次数（ｐ
−１）までの（ｐ　＋　１　）のサンプリング値の重み
付けされた加算により除去される。

第６図の積分回路２０は勿論第５図の前補償回路と共に
適用することもできる。

本発明は勿論、第１．５．６図に例示する、信号処理回
路例の使用に限定されるものでない。

寧ろ、（ｐ＋１）のサンプリング値を記憶し、記憶され
たサンプリング値を指示された重み付係数と乗算し、重
み＋ｊ′けされたサンプリング値を加算することができ
るいずれの適当な回路装置をも使用できる。殊に、この
目的のために前述のアナログ回路の代わりにデジタル回
路をも使用できる。

第７図は前述の方法を実施するための、デジタル回路で
構成された装置の実施例を示す。この構成が第１図の装
置と相違するところはアンプ８の出力側に、スイッチＳ
７と記憶コンデンサＣ７と高抵抗パツファアンゾＡ７と
を有する既述の構成形式のアナログサンプリングメモリ
３０が接続されている。スイッチＳ７は制御回路６の出
力側６Ｃからの制御・ξルスＥにより作動され、その結
果アンプ８の出力信号は第１図の装置におけると同じ形
式でサンプリングされる。

サンプリングメモリ３０の出力側にはＡ−Ｄ変換器３１
が接続されており、この変換器はサンプリングメモリ３
０の出力側に現われる各サンプリング値を、２進コーデ
インググループにより表わされる１つのサンプリング値
に変換する。Ａ−Ｄ変換器３１から送出される２進コー
ドグループは例えば並列的にデジタルシフトレジスタ３
２中に入力される。その際そのデジタルシフトレノスタ
は（ｐ＋１　）のデジタルレノスタ段３２ｏ・・３２ｋ
・・・３２ｐ　を有し、その各段は１つのデジタルサン
プリング値を表わす２進コードグループの入力記憶に用
いられる。デジタルサンプリング値は制御ノξルスＥに
より定まるサンプリングクロックでシフトレジスタ３２
によりシフトされる。デノタルシフトレジスタ３２の各
段出力側は１つのデジタル重み付は回路３３に接続され
ており、この回路はデジタルシフトレノスタ３２に入っ
ている各デジタルサンシリング値を前板て定めた重み付
は係数Ｇｏ・・Ｇｋ−Ｇ、０１つと乗算する。そのよう
にして重みイ；」けされたデジタルサンプリング値はデ
ジタル加算回路３４において加算される。

直ちに明らかなように、第７図のデジタル回路は第１図
のアナログ回路と同じ動作をし、その結果、デジタル加
算回路３４の出力側にて得られる相信号中の、アンプ８
の出力側に現われる非直線性のノイズ電圧が次数（ｐ−
１）まで除去されており、一方有効信号は前述の形式で
維持される。

第１図の装置におけるようにデジタル加算回路３４の出
力側に制御可能な反転回路３５（これは本例では同じ（
デジタルに構成されている）を接続することもできる。

デジタル回路の動作は制御回路６からの制御信号により
制御される。

デジタル回路３２〜３５の構成は詳述する要はない、そ
れはに・ずれの当業者にとって自明なものであるからで
ある。殊にそれらの回路は最新のテクノロジーによれば
適当にプログラミングされたマイクロコンピュータによ
って実現することができる。マイクロコンピュータを用
いることにより得られる利点とは記憶処理されるサンプ
リング値の個数を回路コストの増大を要せずに任意に増
大させ得ることである。

また、当業者にとって明白である前述回路の他の変化形
も可能である。例えば第１．５．６図に示す並列的重み
付け、加算の代わりに直列的処理をも行なうことができ
る。その際はサンプリング値を順次相応に重み付けして
積分するのである。

発明の効果 非直線的に変化する電気信号を非直線成分の・任意の高
さの次数もしくはオーダのものまで補償できるようにな
り、サンプリング値の取出された時間インターバルもし
くは時間間隔において非直線信号関数を成す多項式のす
べての項が次数（ｐ−１）まで除去されるという作用効
果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の方法を実施するためアナログ回路によ
り構成された電磁誘導式流れ測定装置のブロック接続図
、第２図は第１図の装置におけるアナログシフトレジス
タの１つの段の実施例の接続図、第３図は第１．第５図
の装置の各回路点に現われる信号のダイヤグラムを表わ
す図、第４図は第１図のサンプリング、記憶回路及び重
み伺は装置の特別実施例の接続図、第５図は第１図の装
置の変化実施例のブロック接続図、第６図は第１図の装
置の別の変化実施例のブロック接続図、第７図は第１図
の装置の、デジタル回路で構成された実施例のブロック
接続図である。 １・・・管、２・磁界コイル、３，４・・・電極、５・
・・コイル制御回路、６・・・制御回路、７・・・差動
アンプ、１０・・サンプリング、記憶（ホールド）回路
、１１・・重み付は回路、１２・・・加算回路、７３・
・（ｐＪ制御）反転回路、■４・・サンプリングメモリ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、時間的に非直線的に変化する電気信号の少なくとも
   部分的な補償を行なう方法において、等しい時間間隔（
   Δｔ）をおいて電気信号（ＵＳ）からもしくは電気信号
   を含む信号全体（Ｕ。 −一定と乗算し、当該サンプリング値を相互に加算して
   、和信号 に王０°Ｋ　”ＡＫ を形成することを特徴とする時間的に非直線的に変化す
   る電気信号の補償方法。 ２　補償すべき電気信号はノイズ信号であり、該ノイズ
   信号は周期的に交番して少なくとも２つの異なる状態を
   とる有効信号に重畳されたものであるようにした電気信
   号の補償方法において、サンプリング値を、周期的に交
   番的に有効信号（ＵＮ）の異なる状態のもとで取出すよ
   うにした特許請求の範囲第１項記載の補償方法。 ３８　少なくとも２つの状態間で周期的に変化す漬方法
   を適用するようにした特許請求の範囲第２項記載の補償
   方法。 牛、電極電圧に補償電圧を重畳し、該補償電圧は磁界の
   先行状態においてその際当該電極電圧が零に補償されて
   いるようにして形成されており、さらにそのようにして
   補償された電極電圧からサンプリング値を、取出すよう
   にした特許請求の範囲第３項記載の補償方法。 ５、補償すべき電気信号もしくは電気信号全体を、各サ
   ンプリング期間ごとに所定の積分時間インターバルもし
   くは間隔に亘って積分し、サンプリング値を、積分され
   た信号から取出す前記の特許請求の範囲各項のうちいず
   れが１に記載の補償方法。 ６、　周期的に作動可能なサンプリング回路（１０；３
   ０）を設け、該サンプリング回路の入力側に、補償すべ
   き電気信号もしくは信号全体が加えられるようにし、さ
   らに、（Ｐ＋１）のサンプリング値の記憶用の記憶装置
   （１０；３２）及び重みづけ装置ｔ（１１；３３）を設
   け、該重みづけ装置は前記記憶装置（１０；３２）に記
   憶されたサンプリング値の各々を所属の重みづけ係数（
   Ｇｏ・・ＧＰ）と乗算し、さらに、重みづけ装置！（１
   １；３３）から供給される重みづけされた各サンプリン
   グ値を加算するだめの加算回路（１２；３４）を設けた
   ことを特徴とする時間的に非直線的に変化する電気信号
   の補償装置。 ７　サンプリング回路（１０，）、記憶装置（１０）、
   デノタル重み付は装置（１１）、加算回路（１２）はア
   ナログ回路によって形成されている特許請求の範囲第６
   項記載の補償装置。 δ　サンプリング回路（１０）及び記憶回路（１０）は
   アナログシフトレノスタ（１０）によって形成されてお
   り、該シフトレノスタの入力レノスタ（１０，）はサン
   プリング回路を形成するようにした特許請求の範囲第７
   項記載の補償装置。 ９　それぞれの記憶されたアナログサンブリング値に対
   する重みづけ装置（１１）はアンプ（１１ｏ・・１１ｐ
   ）を有し該アンプの増幅度が重みづけ係数（Ｇｏ・・・
   Ｇｐ）に相応するようにした特許請求の範囲第７項記載
   の補償装置。 １０、　サンプリング回路（３０）に０変換器（３１）
   が後置接続されており、更に記憶装置（３２）、重み付
   は装［ｔ（３３）、加算回路（３４）はデソタル回路に
   よって形成されている特許請求の範囲第６項記載の補償
   装置。 １１、記憶装置（３２）はデノタルシフトレソスタによ
   って形成されている特許請求の範囲第１０項記載の補償
   装置。 拐　記憶装置（３２）、重み付は装置（３３）、加算回
   路（３４）は１つの相応のプログラミングされたマイク
   ロコンピュータによって実現されている特許請求の範囲
   第１０項記載の補償装置。