FR2554659A1 - Procede et dispositif pour la compensation d'un signal electrique variant de facon non lineaire dans le temps - Google Patents

Abstract

SELON L'INVENTION, LE PROCEDE COMPORTE LES ETAPES DE PRELEVER PERIODIQUEMENT P1 VALEURS D'ECHANTILLONNAGE A INTERVALLES DE TEMPS EGAUX AU MOYEN D'UN CIRCUIT DE PRELEVEMENT 10 COMMANDE PAR UN CIRCUIT DE COMMANDE 6, MULTIPLIER LES VALEURS PRELEVEES PAR UN COEFFICIENT DE PONDERATION AU MOYEN D'UN DISPOSITIF DE PONDERATION 11 ET EFFECTUER LA SOMME DES VALEURS PONDEREES AU MOYEN D'UN SOMMATEUR 12. APPLICATION NOTAMMENT A LA MESURE MAGNETO-INDUCTIVE D'UN LIQUIDE DANS UN TUBE 1.

Description

La présente invention concerne un procédé pour la compensation d'un signal

électrique variant

de façon non linéaire dans le temps, ainsi qu'un dis-

positif pour la mise en oeuvre du procédé.

Par les DE-OS 24 10 407, 27 44 845 et 31 32 471, on connaît des procédés et dispositifs pour la compensation d'une tension parasite qui, lors de la mesure magnéto-inductive avec un champ magnétique variant périodiquement entre deux états au moins, se superpose à la tension utile, proportionnelle au débit, obtenue aux électrodes du circuit de mesure. Dans ce

but, la tension globale est périodiquement échantillon-

née lors de divers états du champ magnétique, et plu-

sieurs valeurs de prélèvement obtenues successivement sont réunies par addition ou soustraction, de sorte

que les composantes de la tension parasite se contra-

rient, tandis que les composantes de la tension utile

restent maintenues par suite des états changeant pério-

diquement. Avec ces procédés et dispositifs connus, outre une tension continue parasite constante, qui peut atteindre des valeurs très élevées lors de la mesure magnéto-inductive de débit, on peut compenser aussi une variation linéaire de la tension continue

parasite entre des instants successifs de prélèvement.

Si, par contre, la tension parasite ne varie pas linéairement en fonction du temps, les composantes d'ordre plus élevé que le degré A ne peuvent pas être

compenséesavec ces procédés et dispositifs connus.

Ces composantes d'ordre plus élevé, donc en particu-

lier la composante quadratique dominant le plus souvent ainsi que les composantes d'ordre encore plus

élevé diminuant d'habitude avec la puissance crois-

sante, demeurent maintenuescomme erreur résiduelle dans

le signal sortant.

Le but de l'invention est de proposer un

procédé qui permette la compensation d'un signal élec-

trique variant non linéairement jusqu'à un degré d'ordre

quelconque des composantes non linéaires.

Selon l'invention, ce but est atteint par le fait que (p+1) valeurs d'échantillonnage, qui ont été

prélevées, à intervalles de temps égaux, du signal élec-

trique ou d'un signal global contenant le signal élec-

trique, sont multipliées par des facteurs de pondéra-

tion proportionnels aux coefficients binomiaux (P) k pk Gk = C.(pk). (_-1) k avec k = 0,1,... p; C = constante et sont additionnées pour former le signal cumulé P Gk. UAk k=o

Comme on le verra dans la description qui suit,

on obtient par le-procédé selon l'invention que tous les termes du polynôme, qui représente la fonction-signal non linéaire dans l'intervalle de temps oh ont été extraites les valeurs de prélèvement, sont éliminés

jusqu'au degré (p-1). Ainsi, quand le signal se modi-

fiant non linéairement dans l'intervalle de temps concerné est complètement représentable par un polynôme de degré n < (p-1), le signal est complètement éliminé du signal cumulé. Si le degré n du polynôme est plus élevé, ou quand la représentation polynomiale d'après le théorème de TAYLOR est seulement approximativement possible avec un terme résiduel, une erreur résiduelle subsiste qui provient des termes de rang plus élevé, ou du terme résiduel. En accroissant le nombre des valeurs de prélèvement traitées de la façon indiquée,

cette erreur résiduelle peut être réduite à volonté.

Comme avantage particulier il est réel que l'effet du procédé est indépendant des valeurs des

coefficients de la représentation polynomiale.

L'évolution des facteurs de pondération n'est donc à

modifier qu'en fonction du nombre des valeurs de prélè-

vement traitées. L'effet du procédé demeure ainsi inchangé quand la représentation polynomiale du signal électrique varie, ou quand on l'utilise sur des signaux différents. - Quand le signal électrique à compenser est un signal parasite, qui est superposé à un signal utile adoptant périodiquement à tour de rôle au moins deux états différents, comme c'est notamment le cas dans la

mesure magnéto-inductive du débit, on extrait de préfé-

rence les valeurs de prélèvement périodiquement à tour

de rôle dans les différents états du signal utile.

De cette façon, le signal utile demeure contenu dans le

signal cumulé.

Si au contraire, l'ensemble du signal analysé varie en fonction du temps de façon non linéaire selon une représentation polynomiale, il ne subsiste dans le signal cumulé qu'un terme résiduel provenant des termes de rang supérieur à (p-1). Le procédé convient alors pour la recherche d'une variation dans les

temps dépassant le degré (p-1). Le procédé selon l'in-

vention agit constamment, de la façon indiquée, sur le signal soumis au prélèvement, indépendamment de la provenance de ce signal et de la manière selon laquelle il a été préalablement traité. Il est ainsi possible d'exécuter sur le signal des traitements préalables avant prélèvement, à condition qu'une variation non

linéaire dans le temps à compenser reste contenue.

Par exemple, lors de la mesure magnéto-inductive du débit, on peut exécuter sur la tension d'électrodes une précompensation connue en soi pour éliminer une

tension continue parasite, ou bien la tension d'élec-

trodes peut, à chaque période de prélèvement, être intégrée sur un intervalle de temps prédéfini, de sorte que les valeurs de prélèvement sont extraites

de la tension intégrée.

Un dispositif pour la mise en oeuvre du pro-

cédé comporte selon l'invention un circuit de prélève-

ment pouvant être actionné périodiquement, à l'entrée duquel est appliqué le signal électrique à compenser ou l'ensemble du signal, un dispositif de stockage pour

mettre en mémoire (p+1) valeurs prélevées, un disposi-

tif de pondération qui multiplie, avec un facteur de pondération affecté, chacune des valeurs prélevées mises en mémoire dans le dispositif de stockage, et un

circuit totalisateur pour la sommation des valeurs préle-

vées pondérées fournies par le dispositif de pondération.

Le dispositif de stockage, le dispositif de pondération et le circuit de sommation peuvent être formés par des circuits analogiques ou bien par des

circuits numériques en mettant en amont un transduc-

teur analogique/numérique. Les circuits numériques

peuvent aussi selon la technologie moderne être réali-

sés par un microprocesseur programmé en conséquence.

D'autres particularités et avantages de

l'invention ressortent de la description suivante

formée d'exemples de réalisation, à l'aide des dessins qui montrent:

figure 1, le schéma synoptique d'un dispo-

sitif de mesure magnéto-inductive de débit formé avec des circuits analogiques, pour la mise en oeuvre du procédé selon l'invention;

figure 2, le schéma d'un exemple de réali-

sation d'un étage de registre analogique à décalage du dispositif de la figure 1; figure 2, des diagrammes des signaux qui apparaissent à divers points du circuit des dispositifs des figures 1 et 5;

figure 4, le schéma d'un mode de réalisa-

tion du circuit de prélèvement etde mise en mémoire, et du.dispositif de pondération de la figure 1; figure 5, le schéma synoptique d'une variante d'exécution du dispositif de la figure 1;

figure 6, une autre variante de réalisa-

tion du dispositif de la figure 1; et figure 7, un mode de réalisation formé

de circuits numériques du dispositif de la figure 1.

La figure 1 montre schématiquement un tube 1 intérieurement isolé, à travers lequel un liquide électriquement conducteur s'écoule perpendiculairement au plan du dessin. Une bobine magnétique 2, qui est divisée pour des raisons de symétrie en deux moitiés égales disposées des deux côtés du tube, produit dans

celui-ci un champ magnétique H dirigé perpendiculaire-

ment à l'axe du tube. A l'intérieur du tube 1 sont logées deux électrodes 3 et 4 sur lesquelles on peut recueillir une tension induite qui est proportionnelle

à la vitesse moyenne du débit du liquide électrique-

ment conducteur à travers le champ magnétique. Un circuit de commande 5 de la bobine contrôle le courant s'écoulant à travers la bobine magnétique 2 en fonction d'un signal de commande qui est fourni par la sortie 6a

d'un circuit de commande 6.

Les électrodes 3 et 4 sont reliées aux deux entrées d'un amplificateur différentiel 7 qui fournit ainsi en sortie une tension qui est proportionnelle à

la tension entre les deux électrodes 3 et 4. Un ampli-

ficateur 8 est monté en aval de l'amplificateur diffé-

rentiel 7.

A la sortie de l'amplificateur 8, est raccordé un circuit 10 de prélèvement et de mise en mémoire qui, dans l'exemple de réalisation de la figure 1, est formé par un registre analogique à décalage comportant p+ 1 étages de registre 100, 101, 102,.. 10k,... 10p,2, 10p_1' 10p. Chacun de ces étages peut avoir par exemple la structure représentée à la figure 2 pour l'étage 10k. Une entrée 10a est raccordée à la sortie de l'étage précédent, ou à la sortie de l'amplificateur 8 dans le cas de l'étage 10 P du registre. Une sortie10b est reliée à l'entrée de l'étage suivant. Entre l'entrée 10a et la sortie 10b, sont raccordés l'un après l'autre deux enregistreurs de prélèvements de nature connue. Le premier enregistreur de prélèvement est représenté symboliquement par un interrupteur Sl, un condensateur Cl et un amplificateur séparateur A1 à haute impédance; la seconde mémoire de

prélèvement se compose de la même façon d'un interrup-

teur S2, un condensateur C2 et un amplificateur sépa-

rateur A2 à haute impédance. Le mode de fonctionnement d'une telle mémoire de prélèvement est connu: quand l'interrupteur Sl est brièvement fermé, le condensateur C1 se charge à la valeur instantanée de la tension

s'appliquant à l'entrée 10a. Après ouverture de l'inter-

rupteur Sl, la valeur de tension prélevée demeure existante sur le condensateur Cl, car l'amplificateur séparateur A1 à haute impédance empêche un écoulement des charges. La valeur de tension mise en mémoire est

disponible à la sortie de l'amplificateur intermé-

diaire A1. Quand l'interrupteur S2 est brièvement fermé, le condensateur C2 se chargeà la tension de sortie de l'amplificateur séparateur A1, de sorte qu'il reçoit ainsi la valeur de prélèvement stockée dans le condensateur Cl. Cette valeur de prélèvement est disponible à la sortie de l'amplificateur séparateur A2, donc à la sortie 1Ob de l'étage du registre. Chaque étage a une sortie d'étage 10c qui est raccordée à la sortie de l'amplificateur séparateur A1,

de sorte que la valeur prélevée stockée dans le conden-

sateur C1 est constamment disponible à cette sortie.

2S54659

Les interrupteurs S1 et S2, qui sont représen-

tés schématiquement sous forme d'interrupteurs mécani-

ques, sont en réalité des interrupteurs électroniques fonctionnant très rapidement, qui sont actionnés par des signaux de commande. L'interrupteur S2 est actionné par un signal de commande qui est appliqué à une entrée de commande 10d de l'étage du registre. L'interrupteur Sl est actionné par un signal de commande appliqué à

une entrée de commande 10e de l'étage du registre.

Les entrées de commande 10d de tous les étages sont raccordées parallèlement entre elles à une sortie 6b du circuit de commande 6. Les entrées de commande 10e de tous les étages sont raccordées parallèlement entre elles à une sortie 6c du circuit de commande 6. Comme on l'expliquera ci-après de façon plus précise à l'aide des diagrammes de temps D et E, de la figure 3, le circuit de commande 6 délivre aux sorties 6b et 6c des impulsions de commande qui sont décalées entre elles dans le temps. Par chaque impulsion de commande fournie à la sortie 6b, les interrupteurs S2 de tous les étages sont brièvement fermés, de sorte que chaque condensateur C2 se charge à la valeur de prélèvement précédemment stockée dans le condensateur C1 du même étage. Par chaque impulsion de commande délivrée à la

sortie 6c, tous les interrupteurs Sl sont simultané-

ment fermés, faisant se charger le condensateur C1 de chaque étage à la valeur de tension existant à l'entrée 10a. Celle-ci est, pour l'étage 10p, la

valeur instantanée de la tension de sortie de l'amplifi-

cateur 8 qui est prélevée de cette manière, et pour tous les autres étages, la valeur de prélèvement stockée chaque fois dans l'étage précédent. De cette manière, pour chaque paire d'impulsions qui est délivrée par le circuit de commande 6 aux sorties 6b et 6c, les valeurs de prélèvement stockées dans le registre à décalage 10 sont décalées d'un étage, et une nouvelle valeur de

prélèvement provenant de la tension de sortie de l'am-

plificateur 8 est introduite dans l'étage 10 p. Les valeurs de prélèvement stockées dans les étages sont disponibles aux sorties 10c. La sortie 10c de chaque étage du registre à

décalage 10 est reliée à l'entrée d'un circuit de pondé-

ration correspondant 110, 111, 112...11k'...11p_2, 11p_1, 11p dans un dispositif 11 de pondération. Dans chaque circuit de pondération, la valeur prélevée amenée-est multipliée par un facteur de pondération G0, G1, G2' 'Gk'...GP_2 G_11 G-. Comme, dans l'exemple représenté, les valeurs prélevées sont des

valeurs analogiques de tension, les circuits de pondé-

ration 110 à 11pil peuvent être de préférence des ampli-

p ficateurs avec un gain correspondant aux facteurs de pondération. Les sorties des circuits de pondération 110

à il sont reliées aux entrées d'un circuit addition-

p neur 12 qui forme la somme des signaux sortants des

circuits de pondération. La sortie du circuit addi-

tionneur 12 à laquelle apparaît le signal cumulé, est reliée à l'entrée d'un circuit inverseur 13 commutable qui, par un signal de commande fourni par la sortie 6d du circuit de commande 6, est placé dans l'une ou l'autre de deux positions, de sorte que dans l'une des positions il laisse passer le signal cumulé, fourni par le circuit additionneur 12 avec la polarité normale

tandis que, dans l'autre position, il inverse la pola-

rité du signal cumulé.

A la sortie du circuit inverseur commutable 13, se raccorde une autre mémoire de prélèvement 14 qui, à

nouveau, est représentée symboliquement par un inter-

rupteur S3, un condensateur de stockage C3 et un ampli-

ficateur séparateur A3 à haute impédance. L'interrupteur S3

2554659.

est actionné par des impulsions de commande, qui lui

sont' fournies par une sortie 6e du circuit de commande 6.

A chaque impulsion de commande, la valeur instantanée

de la tension cumulée fournie par le circuit addition-

neur 12 est prélevée avec la polarité déterminée par le circuit inverseur 13, et est mise en mémoire dans

le condensateur C3 de stockage. Cette valeur de prélè-

vement est disponible à la sortie de la mémoire de prélèvement 14 comme tension de mesure UM du débit

dans le tube 1.

Les diagrammes, A, B, C, D, E, F, G de la figure 3 montrent l'allure dans le temps de signaux se présentant aux points des circuits de la figure 1 désignés par les mêmes lettres. Pour simplifier, les

signaux eux-mêmes sont désignés par les mêmes lettres.

Le diagramme A montre le signal de commande, fourni à la sortie 6a du circuit de commande 6 vers le circuit 5 de commande des bobines, qui reçoit de façon périodiquement alternée la valeur de signal 1 ou 0. La durée de la période TM du signal de commande A définit

la durée d'un cycle de mesure.

Le circuit 5 de commande des bobines est constitué de façon que, pour la valeur 1 du signal de commande A, il envoie un courant continu d'intensité constante dans l'une des directions et, pour la valeur 0 du signal de commande A, un courant continu d'égale

intensité, mais en sens inverse dans la bobine magné-

tique 2. Le circuit 5 de commande des bobines peut comporter un régulateur de courant qui, pour chaque polarité, règle le courant à la même valeur constante

+ Im ou respectivement -Im. L'allure du courant tra-

versant la bobine magnétique est représentée dans le diagramme B. En raison de l'inductance de la bobine magnétique, le courant, après chaque inversion, atteint seulement avec un certain retard la valeur constante I m

de la polarité opposée.

Le champ magnétique H a la même allure dans le temps que le courant I. Comme l'on sait, la mesure inductive du débit repose sur le fait que le liquide r 5 électriquement conducteur s'écoulant à travers le tube 1 se comporte comme un conducteur électrique se déplaçant dans le champ magnétique H dans lequel, selon la loin d'induction de FARADAY, est induite une tension qui est proportionnelle,d'une part au champ magnétique H, et d'autre part à la vitesse de déplacement. A

vitesse constante d'écoulement du liquide, cette ten-

sion utile proportionnelle au débit a ainsi la même allure dans le temps que le champ manétique H, donc

l'allure du courant I de la bobine représenté en fonc-

tion du temps dans le diagramme B. Si cette tension

utile était seule à exister, la tension qui apparat-

trait à la sortie de l'amplificateur 8 serait celle représentée sur le diagramme C, laquelle, exception

faite des passages transitoires, prendrait alternati-

vement à tour de rôle la.valeur constante +UN et la

valeur constante -UN. On pourrait par exemple échan-

tillonner cette tension par exemple à intervalles de

temps égaux At=TM/2 dans chaque demi-période respecti-

vement après avoir atteint la valeur constante, et utiliser les valeurs successives de prélèvement, avec inversion correspondante de polarité de chaque deuxième

valeur de prélèvement comme mesure du débit.

En réalité cependant, le cas idéal du

diagramme C' n'existe pas. A la tension utile propor-

tionnelle au débit se superpose une tension parasite, causée en particulier par diverses tensions continues

électrochimiques. La tension parasite n'est pas cons-

tante dans le temps, mais elle varie en fonction du temps de façon non linéaire, pouvant atteindre alors des valeurs très élevées. Ainsi, à la sortie de l'amplificateur 8, apparaît une tension globale UG, comme le diagramme C de la figure 3 la représente par exemple: à la tension utile UN du diagramme C' est superposée la tension parasite US, dont l'allure dans le temps est représentée par la courbe en traits

tiretés. On reconnaît immédiatement qu'un échantillon-

nage de cette tension globale UG, par exemple à inter-

valles de temps At égaux comme dans le diagramme C', ne donnerait pas de valeurs de prélèvement pouvant être directement utilisées comme mesure de débit dans le tube 1. La tension de sortie de l'amplificateur 7 différentiel a naturellement ainsi l'allure dans le temps du diagramme C. Les circuits précédemment décrits de la

figure 1, qui se raccordent à la sortie de l'amplifi-

cateur 8 permettent de compenser largement la tension parasite Us qui varie de façon non linéaire contenue dans le signal global UG, et d'obtenir ainsi un signal de mesure qui est proportionnel au débit dans le tube 1

avec grande précision.

Les diagrammes D, E, F, G de la figure 3 montrent les signaux de commande qui apparaissent aux

sorties 6b, 6c, 6d ou encore 6e du circuit de commande 6.

Ces signaux de commande, tout comme le signal de commande A, sont des signaux binaires qui prennent soit la valeur 1, soit la valeur 0. Pour les signaux D, E et G qui sont appliqués aux interrupteurs Sl, S2, ou encore S3 de la mémoire de prélèvement dans le registre à décalage 10 ou respectivement dans le circuit 14 de stockage, la valeur 1 de signal signifie la fermeture de l'interrupteur, donc la phase de prélèvement, et la valeur 0 de signal signifie l'ouverture de l'interrupteur,

donc la phase d'arrêt.

Les signaux de commande E sont, comme déjà précédemment expliqué, des impulsions courtes, dont chacune déclenche le décalage d'un étage des valeurs prélevées se trouvant dans le registre à décalage 10'

et la présentation d'une nouvelle valeur de prélève-

ment provenant de la tension globale UG (diagramme C) apparaissant à la sortie de l'amplificateur 8 dans le registre 10p. Les impulsions du diagramme D, qui précèdent d'une courte durée chacune des impulsions E

sont seulement des impulsions auxiliaires qui provo-

quent le stockage intermédiaire des valeurs prélevées

dans les condensateurs C2 des étages de registre pour-

préparer le décalage qui suit dans le prochain étage

de registre.

Les instants de prélèvement et de décalage, déterminés par les impulsions E de prélèvement, se succèdent à intervalles de temps égaux At = TM/2, et se situent dans chaque demi-période de la tension utile UN dans l'intervalle de temps o le courant I,

le champ magnétique H et la tension UN se sont sta-

bilisés après l'amortissement du processus de régime

transitoire.

A la figure 3, on suppose qu'un prélèvement se fait à l'instant to. A cet instant, une valeur de prélèvement

UAO = USO + UN

est ainsi prélevée et mise en mémoire par l'étage d'entrée 10 du registre à décalage 10 à partir de la: P

tension globale UG s'appliquant au point C du circuit.

A l'instant t1=t0+At, la valeur prélevée UAO est décalée dans l'étage suivant 10p_1, et en même temps une nouvelle valeur de prélèvement

UA1 =US1 -UN

est introduite dans l'étage 10p. Le processus se répète régulièrement, de sorte que finalement, après (p+1) prélèvements à l'instant tp = t0+p.At, la valeur prélevée UAO est parvenue dans l'étage 100, et les étages de registre 100 à 10p contiennent les valeurs

prélevées suivantes aux instants de prélèvement indi-

qués: Instant de Etage du registre Valeur prélevée prélvement UA0U USO + UN to 101 UA1 = US - UN t1 = to+At a 102 UA2 = US2 + UN 2 o +2At UAK USK + UN.(-1)k t = t +kAt k AK S Nk O p-2 UA(p-2) = US(p-2)+UN.(-1)P-2 tp_2= t +(P-2)At p-2A(p-2) Sp-2jN tp-2 O 10 -1 t = t +(p-1)àt 0p-1 UA(p-1) = US(p.1)UN-(-1 tp_1 N (p-) p UAp = USP + UN(-1)P tp = t+pAt Ce faisant, on suppose pour simplifier que, dans tout l'intervalle de temps de t0 à t0+ pAt, le débit n'a pas changé, de sorte que la tension utile a à tous

les instants de prélèvement la même valeur UN en chan-

geant toutefois la polarité opposée du signe.

Chacune des valeurs de prélèvement est multi-

pliée par le facteur de pondération Go# G1,... Gk,...Gp k _ p dans les circuits correspondants de pondération 110, 111,...11k,...lp, et dans le circuit additionneur 12

se forme la somme des valeurs pondérées de prélèvement.

Par le dimensionnement particulier des facteurs de pondération, on obtient que, dans le signal cumulé, la

tension parasite non linéaire Us soit largement élimi-

née, la tension utile UN restant au contraire maintenue.

Les facteurs de pondération G0 à Gp sont proportionnels dans ce but aux (p+1) coefficients de binôme (P) avec alternance de signe. Dans un circuit k quelconque de pondération Gk, le facteur de pondération Gk = C. (p). (_-1)k avec k = 0,1,...n (1) est donc établi, C étant un facteur constant, égal pour

tous les circuits de pondération,.dont on doit suppo-

ser ci-après pour simplification qu'il a la valeur 1.

Chacun des coefficients binomiaux peut, comme l'on sait, se calculer selon la formule suivant (p) (2) k k!.(p-k)! (2) ou il peut aussi être extrait du triangle de PASCAL, dans lequel chaque valeur numérique s'obtient par la somme des deux nombres placés au-dessus dans la ligne précédente: i 2 1

1 3 3 1

i 4 6 4 1 i 5 10 10 5 1

1 6 15 20 15 6 1

1 7 21 35 35 21 7 1

et ainsi de suite.

La figure 4 montre, à titre d'exemple, la

configuration du registre à décalage 10 et des cir-

cuits de pondération-110 à 116 pour le cas p=6, donc la mise en mémoire et le traitement de p+1=7 valeurs de prélèvement avec indication des facteurs

de pondération des circuits individuels de pondéra-

tion qui, selon la formule (1) ci-dessus, ont les valeurs suivantes:

G6 G5I G4| G31 G2 G1 G0

+1 -6 +15 -20 +15 -6 +1

La sommation des (p+1) valeurs prélevées, mul- tipliées par ces facteurs de pondération, qui ont été extraites du signal global à intervalles de temps égaux At, a pour résultat que, dans le signal cumulé, la tension parasite variant de façon non linéaire est, selon son allure, éliminée complètement ou tout au moins largement. Cet effet s'explique de la façon suivante:

Soit une fonction F(t) non linéaire, repré-

sentée par un polynôme de degré n: 2 i n n

F(t) = ao+a1t+a2t....+. a+ t....+a t = 5 ait.

2i n -

On calcule (p+l) valeurs de fonction pour des valeurs se situant à intervalles égaux At de la variable

t selon le tableau donné à la fin de cette description.

Quand on multiplie chaque valeur de fonction Fk du tableau avec les polarités alternantes des coefficients binomiaux respectifs (-1)(k) et l'on

forme la somme S des produits:-

S = - (-1) (). S a.i(t+kAt)i (3) k=o i=o et l'on a ainsi S = 0 pour p > n+ 1 (4) Il s'ensuit que: Si la tension parasite non linéaire Us,

contenue dans le signal global UG au point C du cir-

cuit, dans l'intervalle de temps au cours duquel ont été extraites les (p+ l) valeurs de prélèvement stockées dans le registre à décalage 10, est représentable par un polynôme de degré n, les composantes USO et USp de la tension parasite contenues dans les (p+1) valeurs prélevées stockées UAo jusqu'à UAp correspondent ainsi de toute évidence aux valeurs de fonction du tableau,

et la somme des composantes de tension parasite multi-

pliées par les facteurs de pondération GO à Gp est p p k=oGk USk = 0 pour n <p (5) k=oUS Dans cette hypothèse, les composantes de tension parasite sont donc complètement éliminées dans

le signal composite.

Par contre, pour la somme des composantes de

tension utile dans les valeurs de prélèvement multi-

pliées avec les facteurs de pondération Go à Gp, on a: k k : (-1).(). [(lk.UN] = U (k) (6) k=o k=o Si l'hypothèse de l'équation (5) est remplie, de sorte que les composantes de tension parasite sont complètement éliminées, la tension de somme se compose ainsi exclusivement d'une tension utile qui, à montant constant UN des valeurs prélevées de la tension utile est égale au produit de ce montant, multiplié par la

somme des montants des facteurs de pondération G à Gp.

o p Dans l'exemple chiffré de la figure 4, le signal cumulé contient dans ce cas la tension utile

64 UN.

Si par contre, le débit et ainsi la tension utile varient dans l'intervalle de temps concerné, la tension utile contenue dans le signal cumulé correspond à une valeur moyenne pondérée des composantes de tension

utile contenues dans les valeurs prélevées.

Le processus se répète à chacune des périodes de prélèvement suivantes avec le même effet, quand les hypothèses susdites demeurent remplies.Toutefois, après chacune des périodes At de prélèvement, la polarité de la composante de signal utile est inversée

dans le signal cumulé. C'est pourquoi, en aval du cir-

cuit additionneur 12, est raccordé le circuit inverseur 13 contrôlable, qui est actionné par le signal de commande fourni par la sortie 6d du circuit de commande 6, dont l'allure en fonction du temps est représentée dans le diagramme F de la figure 3. De ce fait, la polarité du signal cumulé s'inverse d'une période de prélèvement à l'autre, de sorte que la composante du

signal utile conserve constamment le même signe.

La mémoire de prélèvement 14 est actionne par

les impulsions de commande représentées dans le dia-

* gramme G de la figure 3, qui succèdent dans le temps

aux impulsions de prélèvement et de décalage du dia-

gramme E. Ainsi la mémoire de prélèvement 14 explore toujours le signal cumulé à polarité correcte, quand tous les processus d'inversion, de prélèvement et de décalage sont achevés. La valeur prélevée du signal cumulé, retenue en dernier à un instant, demeure stockée dans le condensateur de mémoire C3 et se tient continuellement disponible à la sortie de la mémoire 14

comme tension de mesure UM.

De l'explication précédente, il ressort que les composantes de tension parasite dans le signal cumulé ne sont complètement éliminées que si les deux conditions suivantes sont remplies: 1. Il faut que, dans l'intervalle de temps dans lequel les valeurs prélevées traitées chaque fois ont été extraites, la tension parasite puisse être représentée par un polynôme de degré n en fonction

du temps.

2. Il faut que le nombre (p+1) des valeurs

prélevées, stockées et traitées soit au moins supé-

rieur de 2 au degré n du polynôme.

Il reste à rechercher si ces conditions

peuvent être remplies, et quelles conséquences résul-

tent d'une satisfaction incomplète de ces conditions.

D'après le théorème de TAYLOR, toute fonc-

tion qui peut être différentiée continûment (n+1) fois dans un inter-

valle peut être représentée approximativement par un polyn6me de degré

n, un reste demeurant habituellement. Etant donné que les tensions pera-

sites considérées peuvent varier continûment de façon différen-

tielle, une telle représentation approximative par

polynôme est possible en cas normal.

Si la fonction de tension parasite pouvait être exactement représentée par un polynôme de degré n fini, il serait théoriquement toujours possible de choisir le nombre (p+l) des valeurs prélevées, stockées et traitées d'une grandeur telle que la condition p > n+1 soit remplie. En pratique, il ne serait cependant, même dans ce cas, pas opportun de choisir un nombre trop grand de valeurs prélevées, stockées et traitées, et cela pour plusieurs raisons: Lors d'une structure discrète de circuits

(comme dans la figure 1), la dépense en circuits gran-

dirait en conséquence.

-. Comme le signal de mesure obtenu est une moyenne pondérée des valeurs de prélèvement du signal utile dans tout l'intervalle de temps, il s'ensuit des variations du signal utile (donc la grandeur mesurée) seulement avec un retard, qui est d'autant plus grand que l'est le nombre des valeurs prélevées,

stockées et traitées.

Si la condition p>n+1 n'est pas remplie, les termes du polynôme, dont le degré est supérieur à (p-1), ainsi que le terme restant de TAYLOR dans la représentation approximative du polynôme, donnent une composante résiduelle de tension parasite dans le signal cumulé. Pour des valeurs de p relativement petites, cette erreur résiduelle est habituellement

2S54659

déjà négligeable en proportion de la précision de mesure nécessaire, de sorte qu'une autre augmentation du nombre de valeurs prélevées, stockées et traitées n'est pas profitable en regard des inconvénients y attachés (dépense de circuits, retard de réponse). Pour le procédé décrit de la compensation de tension parasite, ce qui suit est donc valable: par la mise en mémoire, la pondération et la sommation indiquées de (p+1) valeurs prélevées, la tension parasite variant non linéairement dans le temps, contenue dans le signal global, est compensée jusqu'au degré (p-1) du polynôme représentant (approximativement) la fonction de la tension parasite; l'erreur résiduelle qui subsiste peut, par

augmentation correspondante du nombre des valeurs préle-

vées, stockées et traitées, être réduite à volonté, mais avec l'expansion correspondante du retard de

réponse et, le cas échéant, de la dépense de circuits.

Les résultats spécifiés surviennent pour toute tension existant au point de prélèvement qui, dans l'intervalle de temps considéré, se modifie non linéairement dans le temps d'une façon qui peut être présentée par un polynôme. Le fait particulièrement important réside en ce que la compensation jusqu'au degré (p-l) est complètement indépendante des valeurs des coefficients a0, a1,....an du polynôme. Le même circuit de compensation est donc efficace de la même

manière pour des représentations très diverses de poly-

nômes, de sorte qu'il n'y a en particulier aucun incon-

vénient quand la représentation polynomiale de la ten-

sion à compenser se modifie au cours du temps.

De même, pour la compensation, la nature du signal utile auquel est superposée la tension à compenser est sans importance. La constitution du signal utile importe seulement pour savoir quel signal de mesure, restant après la compensation de la tension parasite, est conservé à la sortie. Notamment, il n'est pas nécessaire que le signal utile, comme il a été supposé dans l'exemple de réalisation décrit plus haut, ait des signes opposés dans des instants successifs de prélèvements. Le dispositif de la figure 1 fournit par exemple aussi un signal de mesure utilisable quand le champ magnétique H ne change pas de direction, mais est alternativement établi ou supprimé, et même quand

le champ magnétique alterne entre deux valeurs diver-

ses de même sens. Dans tous ces cas, la tension utile

est proportionnelle au débit en alternant périodique-

ment avec des coefficients divers, et le signal de mesure obtenu en sortie résulte de la différence des valeurs alternativement obtenues de tension utile,

multipliée par la demi-somme des facteurs de pondéra-

tion. La compensation décrite de la tension parasite

demeure complètement intacte.

Mais on peut aussi imaginer des cas d'utilisa-

tion du procédé décrit, dans lesquels la tension glo-

bale UG prélevée est représentable par un polynôme, et peut donc être compensée jusqu'au degré (p-l). De cette façon, on peut saisir par exemple des variations

d'un signal dans le temps, qui surpassent le degré (p-l).

En outre, pour la compensation décrite de la tension parasite, il est sans incidence que le signal global prélevé ait été soumis à certains traitements préalables. Il faut seulement veiller à ce que la

composante du signal à compenser puisse, dans l'inter-

valle de temps considéré au point de prélèvement, être

représentée par un polynôme.

La figure 5 montre à titre d'exemple une modification du dispositif de mesure de débit de la figure 1, selon laquelle la tension globale prélevée sur les électrQdes 3 et 4 est soumise, avant le prélèvement, à un traitement préalable usuel lors de la mesure inductive de débit. Ce traitement préalable a pour but d'empêcher une saturation de l'amplificateur 8 quand la tension continue parasite comprise dans le signal prend une valeur très grande. A cet effet, on insère un circuit de sommation 15 entre l'amplificateur différentiel 7 et l'amplificateur 8, et une boucle de compensation 16 est prévue, dont le signal de sortie

est appliqué à la seconde entrée du circuit 15 de somma-

tion, la boucle de compensation 16 contient un amplifi-

cateur opérationnel 17 dont l'entrée inversante est reliée à la sortie de l'amplificateur 8, et dont

l'entrée non inversante, qui sert d'entrée de réfé-

rence, est mise à la masse. A la sortie de l'amplifica-

teur opérationnel 17 est raccordée une autre mémoire de prélèvement 18 qui est à nouveau représentée par un interrupteur S4, un condensateur de stockage C4 et un amplificateur séparateur A4 à haute impédance. La sortie de l'amplificateur séparateur A4 forme la sortie

de la boucle de compensation 16 qui est reliée au cir-

cuit additionneur 15.

L'interrupteur S4 est actionné par des signaux de commande fournis par la sortie 6f du circuit de commande 6 et qui sont représentés dans le diagramme H de la figure 3. Ces signaux de commande sont des impulsions courtes qui, dans chacune des demi-périodes du courant de bobine I déterminées-par le signal de commande A, suivant le signal de prélèvement E de

sorte que, après chaque extraction d'une valeur de pré-

lèvement du signal global, l'interrupteur S4 est briève-

ment fermé. Quand l'interrupteur S4 est fermé, il existe une boucle d'asservissement allant de la sortie

de l'amplificateur 8 par l'intermédiaire de l'amplifica-

teur opérationnel 17, la mémoire de prélèvement 18 et le circuit

additionneur 15 jusqu'à l'entrée de l'amplificateur 8.

Cette boucle d'asservissement amène la tension à l'en-

trée inversante de l'amplificateur opérationnel 17, c'est-à-dire la tension de sortie de l'amplificateur 8, au potentiel de référence adjacent à l'entrée non inversante, donc au potentiel de la masse. La sortie de la mémoire 18 de prélèvement reçoit donc, à chaque instant de compensation déterminé par la fermeture de l'interrupteur S4, une tension compensatrice qui est égale et opposée à la tension de signal simultanément adjacente à l'autre entrée du circuit additionneur 15 et fournie par la sortie de l'amplificateur différentiel 7, de sorte que la tension de sortie de l'amplificateur 8 est rendue nulle. Après l'ouverture de l'interrupteur S4, donc dans la phase de maintien de la mémoire de

prélèvement 18, la tension de compensation demeure pré-

sente à la sortie de la mémoire 18, et cette tension de compensation stockée vient s'ajouter dans le circuit additionneur 15 à la tension de sortie de l'amplificateur

différentiel 7 chaque fois adjacente.

L'allure dans le temps de la tension de sor-

tie de l'amplificateur différentiel 7 équivaut à celle du diagramme C de la figure 3. Par contre, le diagramme J de la figure 3 montre l'allure dans le temps, obtenue

par l'action du circuit 16 de compensation, de la ten-

sion de sortie de l'amplificateur 8 qui est soumise au prélèvement. Elle se distingue de l'allure de la tension du diagramme C par le fait que, dans chacun des intervalles de temps de compensation déterminé par la fermeture de l'interrupteur S4, elle est portée à la valeur zéro, dont elle s'écarte après l'ouverture de

l'interrupteur S4. La tension continue parasite conte-

nue dans la tension de sortie de l'amplificateur diffé-

rentiel 7 est compensée par la composante de tension continue parasite contenue dans la tension de compensation. La composante de tension utile contenue dans la tension de compensation s'ajoute à la composante de tension utile contenue dans le signal sortant de

l'amplificateur différentiel 7 de la demi-période sui-

vante à cause de la polarité inversée. A cette valeur double de la composante de tension utile, se superpose seulement la variation de tension parasite survenant

dans la demi-période. Le signal sortant de l'amplifica-

teur 8 ne s'écarte donc de la valeur zéro dans les deux sens que de la double valeur du signal utile et

de la variation superposée de la tension parasite.

L'amplificateur 8 peut ainsi avoir un gain élevé sans danger de saturation. Le facteur d'amplification de

l'amplificateur différentiel 7 est par contre si fai-

ble que, même pour une grande tension continue para-

site, il ne peut se saturer.

Comme on peut le voir sur le diagramme J de

la figure 3, la tension globale apparaissant à la sor-

tie de l'amplificateur 8, qui est soumise au prélève-

ment, contient encore la variation dans le temps de la tension parasite superposée, qui sera compensée par la sommation pondérée suivante de (p+l) valeurs de prélèvement. Toutefois, par la précompensation, on

obtient deux avantages supplémentaires.

1. Le polynôme parasite adjacent au point C apparait, par suite de la précompensation pour l'analyse au point J. Rapportée à la tension parasite existant au point C, donc à la sortie de l'amplificateur

7, on obtient donc, avec les (p+l) valeurs de prélève-

ment stockées et traitées, une compensation jusqu'au degré p. 2. Par la précompensation, la part de tension utile est doublée dans chaque valeur de prélèvement, de sortie que la tension de mesure UM, obtenue à la sortie de la mémoire 14 pour d'égales valeurs de champ magnétique, a la valeur double comme dans le cas de la

figure 1.

La figure 6 montre un autre traitement prépa-

ratoire possible du signal global soumis au prélèvement par un changement du dispositif de la figure 1. Cette modification réside en ce que, entre la sortie de

l'amplificateur 8 et l'entrée du circuit 10 de prélève-

ment et de stockage, est inséré un intégrateur 20 qui est formé d'un amplificateur opérationnel 21 dans la

boucle de réaction duquel se trouve un condensateur C5.

Entre la sortie de l'amplificateur 8 et l'entrée inver-

sante de l'amplificateur opérationnel 21, est introduit un interrupteur S5 dont le temps de fermeture détermine la durée d'intégration. Un autre interrupteur S6, qui est monté en parallèle au condensateur C5, sert à décharger ledit condensateur pour ajuster la condition initiale de l'intégration. Les interrupteurs S5 et S6 sont actionnés par des signaux de commande fournis par

d'autres sorties du circuit de commande 6.

La durée d'intégration définie par la ferme-

ture de l'interrupteur S5 peut s'étendre dans chaque

période de prélèvement depuis le début de l'état sta-

tionnaire (après la disparition du processus transi-

toire) jusqu'à l'instant de prélèvement. La tension globale prélevée n'est alors plus la tension de sortie de l'amplificateur 8 mais une valeur de tension obtenue par intégration de cette tension de sortie sur un

intervalle de temps défini. Dans le cas d'une modifica-

tion non linéaire de tension parasite à la sortie de

l'amplificateur 8, il y a aussi, dans les valeurs inté-

grées de tension, des modifications encore non linéaires de tension parasite qui, de la façon décrite,

sont éliminées par la sommation pondérée de (p+l) -

valeurs de prélèvement jusqu'au degré (p-l) du polynôme

à la sortie de l'amplificateur 8.

Le circuit intégrateur 20 de la figure 6 peut naturellement être aussi utilisé en liaison avec

la précompensation de la figure 5.

Naturellement aussi, l'invention n'est pas restreinte à l'emploi des dispositifs de circuits pour le traitement du signal,représentés comme exemple dans les figures 1, 5 et 6. Au contraire, tout dispositif approprié de circuit peut être utilisé s'il est en mesure de stocker (p+l) valeurs de prélèvement, de multiplier les valeurs stockées avec les facteurs de pondération indiqués, et d'additionner les valeurs prélevées pondérées. En particulier, on peut dans ce but, au lieu du circuit analogique décrit ci-dessus,

utiliser aussi des circuits numériques.

La figure 7 montre comme exemple un mode de réalisation du dispositif constituée par des circuits

numériques pour la mise en oeuvre du procédé décrit.

Ce dispositif se distingue de celui de la figure 1 en ce qu'à la sortie de l'amplificateur 8 est reliée une

mémoire analogique de prélèvement 30 ayant la struc-

ture déjà décrite avec un interrupteur S7, un conden-

sateur de stockage C7 et un amplificateur séparateur A7 à haute impédance. L'amplificateur S7 est actionné par les impulsions E de la sortie 6c du circuit de

commande 6, de sorte que le signal sortant de l'ampli-

ficateur 8 est prélevé de la même façon que dans le

dispositif de la figure 1.

A la sortie de la mémoire de prélèvement 30 se raccorde un transducteur analogique/numérique 31 qui convertit toute valeur analogique de prélèvement apparaissant à la sortie de la mémoire de prélèvement en une valeur numérique de prélèvement représentée

par un groupe d'éléments binaires. Les groupes d'élé-

ments binaires fournis par le transducteur analogique/ numérique 31 sont par exemple introduits parallèlement dans un registre numérique à décalage 32 qui contient (p+1) étages numériques de registre 320...32k... 32p,

dont chacun est prêt à recevoir l'un des groupes d'élé-

ments binaires représentant une valeur numérique de prélèvement. Les valeurs numériques de prélèvement sont décalées à travers le registre à décalage 32, à la cadence de prélèvement déterminée par les impulsions

de commande E. Les sorties d'étages du registre numéri-

que à décalage 32 sont reliées à un dispositif numéri-

que de pondération 33, qui multiplie chaque valeur numérique de prélèvement se tenant dans le registre numérique à décalage 32, par l'un des facteurs de pondération Go........Gp préalablement définis. Les valeurs numériques de prélèvement pondérées de cette façon sont additionnées dans un circuit numérique de

sommation 34.

On voit immédiatement que les circuits numé-

riques de la figure 7 travaillent de la même façon que les circuits analogiques de la figure 1, de sorte qu'une tension parasite non linéaire existant à la sortie de l'amplificateur 8 est éliminée dans le signal cumulé obtenu à la sortie du circuit numérique de sommation 34 jusqu'au degré (p-1), tandis que les signaux utiles sont maintenus de la façon décrite.' Comme dans le dispositif de la figure 1, à la sortie du circuit numérique de sommation 34, on peut raccorder un circuit inverseur actionnable 35 qui, dans

ce cas, est également de structure numérique.

Le fonctionnement des circuits numériques est synchronisé par des signaux de commande émis par le

circuit de commande 6.

La structure des circuits numériques 32, 33, 34, 35 n'a pas besoin d'être décrite plus en détail, car elle est évidente pour tout spécialiste. En particulier, ces circuits peuvent, selon la technologie moderne, être réalisés par un microprocesseur programmé de façon appropriée. La solution du microprocesseur procure notamment l'avantage que la quantité des valeurs de prélèvement stockées et traitées peut s'élever à volonté sans augmenter le coût du circuit. Naturellement, d'autres modifications des circuits décrits, évidentes pour le spécialiste, sont

aussi possibles. Par exemple, au lieu de la pondéra-

tion et de la sommation parallèles représentées dans les figures 1, 5 et 6, on peut réaliser un traitement série, o les valeurs de prélèvement sont intégrées

l'une après l'autre avec la pondération correspondante.

TABLEAU Coefficient Valeurs de fonction de la fonction F(t)bonomial n F1 =F(t 0+a) = a0t + a(t a.t + (-) F 1:=F(t0+t) = a +a(t+At) +...a+ ai (t+t) i +... a (t+t)n = ai(t+t) i () n i=0 2 i)n n F2 =F(t0+2A2àt = a+al(t+2t) + a2(t+2t) +....(t+2t+2At) +... an(t+2At) = Z ai(t+2At)i + (P 12 n i=O 2 F2a+(t2t+ aFc'tr 2 t k =F(tO+kAt) = a0+al(t+kAt) + a2(t+kAt)2t) n... ai(t+ kAt) +..X an(t+kt)n k.() 0 12 i n1= n iANt-,pt\nj(-I)P'(P) Fp =F(t+pAt) = a+al(t+pt) + a2(t+pt) al(t+p+Lt) + a: a)i (t1(P) p0012i=0

Claims (12)

REVENDICATIONS

1. Procédé pour la compensation au moins partielle d'un signal électrique variant de façon non linéaire dans le temps, caractérisé en ce que (p+1) valeurs d'échantillonnage (UAO jusqu'à UAp) qui, à intervalles de temps égaux (At) ont été prélevées du signal électrique (Us) ou d'un signal global (UG) contenant le signal électrique, sont multipliées par

des facteurs de pondération proportionnels aux coeffi-

cients binomiaux (P) k Gk = C. (P).(-1)k avec k = 0,1,...p; C= constante k k et sont additionnées pour former le signal cumulé p Gk. UAk k=o

2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le signal électrique à compenser est un signal parasite qui est superposé à un signal utile, qui prend

périodiquement en alternance au moins deux états diffé-

rents, caractérisé en ce que les valeurs d'échantillon-

nage sont prélevées de façon périodique alternée lors

de divers états du signal utile (UN).

3. Procédé selon la revendication 2, caracté-

risé en ce qu'il est mis en oeuvre lors d'une mesure magnéto-inductive de débit avec l'aide d'un champ magnétique se modifiant périodiquement entre au moins deux états pour compenser la tension parasite qui se superpose dans la tension d'électrodes à la tension

utile proportionnelle au débit.

4. Procédé selon la revendication 3, caracté-

risé en ce qu'à la tension d'électrodes on superpose

une tension de compensation qui, lors d'un état précé-

dent du champ magnétique, a été formée de sorte que la tension des électrodes dans cet état précédent a été compensée à zéro, et en ce que les valeurs prélevées sont extraites de la tension d'électrodes

compensée de cette manière.

5. Procédé selon l'une des revendications

précédentes, caractérisé en ce que le signal électri-

que à compenser ou encore le signal électrique global, est intégré dans chaque période de prélèvement sur un intervalle prédéfini de temps d'intégration, et en ce que les valeurs prélevées sont extraites du signal intégré.

6. Dispositif pour la mise en oeuvre du pro-

cédé selon l'unedes revendications précédentes, carac-

térisé par un circuit de prélèvement actionnable périodiquement (10p;30), à l'entrée duquel est appliqué le signal électrique à compenser ou respectivement le signal global, un dispositif de mémoire (10;32) pour

le stockage de (p+l) valeurs de prélèvement, un disposi-

tif de pondération (11;33) qui multiplie chacune des valeurs de prélèvement stockées dans le dispositif de mémoire (10;32) par un facteur de pondération affecté (G...G) et par un circuit additionneur (12;34) pour o p la totalisation des valeurs de prélèvement pondérées par

le dispositif de pondération (11;33).

7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le circuit de prélèvement (10p),

le dispositif de mémoire (10), le dispositif numéri-

que de pondération (11) et le circuit additionneur

(12) sont formés de circuits analogiques.

8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que le circuit de prélèvement (10p)

et le circuit de mémoire (10) sont formés par un regis-

tre analogique à décalage (10) dont l'étage d'entrée

du registre (10p) forme le circuit de prélèvement.

9. Dispositif sleon la revendication 7 ou 8, caractérisé en ce que le dispositif de pondération (11) contient, pour chaque valeur de prélèvement analogique stockée, un amplificateur (11...11p il) dont le gain o p

correspond au facteur de pondération (Go...Gp).

10. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'un transducteur analogique/ numérique (31) est relié en aval du circuit de prélève- ment (30), et en ce que le dispositif de mémoire (32), le dispositif de pondération (33) et le totalisateur

(34) sont formés de circuits numériques.

11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que le dispositif de mémoire (32) est

formé d'un registre numérique à décalage.

12. Dispositif selon la revendication 10, carac-

térisé en ce que le dispositif de mémoire (32), le dis-

positif de pondération (33) et le totalisateur (34) sont

réalisés par un microprocesseur programmé en conséquence.