JPH0318131B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良
に関する。

一般に電磁流量計は、流体の流れ方向に対して
垂直に磁界を与え、同時に流体流路中の電気的信
号の変化を検出し、これに基づいて流体の流量を
計測するように構成されている。最近の電磁流量
計は、交流励磁方式や直流励磁方式に比して零点
の安定性にすぐれている台形波励磁や方形波励磁
などと呼ばれている低周波励磁方式のものが多く
用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間
で周期的に切換えて、励磁電流が一定になつたと
き電極間に発生する誘起電圧をそれぞれ１回づつ
サンプリングした後降り合つたサンプリング信号
の差をとることにより、電気化学的な直流電圧や
回路に基づくオフセツト電圧による影響を除去
し、流体の流量に対応した信号を得ている。この
ような低周波励磁方式の電磁流量計においても、
励磁電流が一定値に達してから十分な時間が経過
した後サンプリングしないと零点がドリフトす
る。これは電極間に発生する誘起電圧に、流体の
流量に比例した信号成分と電気化学的な直流電圧
や回路によるオフセツト電圧の外に、励磁電流の
切換時に電極と電極リード間のループで生ずる電
磁結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と
電極の界面電気二重層容量とで形成される一次遅
れ回路によつて生ずる渦電流ノイズを含む励磁電
流の切換えに伴うノイズ成分が重畳されており、
電磁結合ノイズと渦電流ノイズとは励磁電流を切
換えるたびに極性が反転するので、隣り合うサン
プリング信号の差をとつても消去できず、しかも
電磁結合ノイズは短時間で零になるが、渦電流ノ
イズは十分に時間が経過しないと零にならないた
めである。よつて、零点の安定性の面から考える
と励磁周波数は低いほど有利であり、実用化され
ている電磁流量計には商用電源周波数の1/32に選
ばれているものもある。ところが励磁周波数をあ
まり低くすると応答性が遅くなつたり、制御ルー
プを組んだときハンチングを生じたりする。さら
に励磁周波数を低くすると、電気化学的な直流電
圧の変化が問題となり、この変化を補償するため
の手段が新たに必要になる。

本発明は、励磁コイルに供給する励磁電流を正
および負の定常値間で周期的に切換え、かつ励磁
電流が正および負の定常値の期間内に励磁電流の
切換えに伴うノイズ成分が充分に小さくなるよう
に切換周期を選んだ低周波数励磁方式の電磁流量
計において、励磁電流が正および負の定常値のと
きに電極間に誘起する電圧をそれぞれ２回以上サ
ンプリングして信号処理回路に取込み、これらサ
ンプリング信号を用いて演算を行い、オフセツト
電圧成分および励磁電流の切換えに伴うノイズ成
分を除去してサンプリング毎に流量に対応した信
号成分のみを出力することによつて、零点の安定
性および応答性にすぐれた低周波励磁方式の電磁
流量計を実現したものである。

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接
続図である。図において、１は励磁回路で、直流
定電流源１１と、定電流源１１からの電流を切換
えるスイツチ１２ａ，１２ｂとを有している。２
は電磁流量計発信器で、励磁コイル２１、流体が
流れるパイプ２２および電極２３ａ，２３ｂを備
えている。３は信号処理回路で、電磁流量計発信
器２の電極２３ａ，２３ｂ間に誘起する電圧e_aを
増幅する交流増幅器３１と、増幅器３１の出力e_b
をサンプリングするスイツチ３２と、スイツチ３
２でサンプリングされた増幅器出力e_bをデイジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器３３と、Ａ／Ｄ変
換器３３からのデイジタル信号に基づいて所望の
デイジタル演算を行うマイクロプロセツサ３４
と、マイクロプロセツサ３４の出力をアナログ信
号に変換するＤ／Ａ変換器３５と、Ｄ／Ａ変換器
３５の出力をサンプルホールドし出力電圧e_pを発
生するサンプルホールド回路３６とを有してい
る。マイクロプロセツサ３４はデイジタル演算を
行うとともに、励磁回路１のスイツチ１２ａ，１
２ｂを駆動するパルスP_1a，P_1b、サンプリングス
イツチ３２およびサンプルホールド回路３６を制
御するパルスP₂，P₃を発生する。

このように構成した本発明の動作を第２図の波
形図を参照して以下に説明する。まずスイツチ１
２ａ，１２ｂは第２図イ，ロに示す如き駆動パル
スP_1a，P_1bで制御され、P_1aがオンとなつている
期間T₁には定電流源１１から電流を正方向に、
P_1bがオンとなつている期間T₂には定電流源１１
からの電流Isを逆方向に切換えて励磁コイル２１
に流す。よつて励磁コイル２１には第２図ハに示
すように定常値が正の期間T₁負の期間T₂を有す
る励磁電流Iwが供給される。なお各期間T₁，T₂
はそれぞれ商用交流電源周期の整数倍に選ばれて
おり、また励磁電流Iwはスイツチ１２ａ，１２
ｂで切換えられたとき、励磁コイル２１のインダ
クタンスと抵抗による時定数で実際には立上り、
立下り部分で遅れら伴つたのち定常値となるが図
では省略してある。電磁流量計発信器２の電極２
３ａ，２３ｂ間には第２図ニに示すように励磁電
流Iwに応じた誘起電圧e_aが発生する。誘起電圧e_a
には、パイプ２２を流れる流体の流量Ｆに比例し
た信号成分Vsの外に、励磁電流の切換えに伴な
うノイズ成分Vn₁と、電気化学的な直流電位や回
路によるオフセツト電圧成分Vnoとが重畳されて
いる。ノイズ成分Vn₁は、励磁電流の切換時に電
極と電極リード間のループで生ずる電磁結合ノイ
ズと、流体中を流れる渦電流が液抵抗Ｒと電極の
界面電気二重層容量Ｃとで形成される一次遅れ回
路によつて生ずる渦電流ノイズを含んでいる。そ
して励磁電流Iwが正の定常値の期間T₁および負
の定常値の期間T₂内にそれぞれ励磁電流の切換
えに伴うノイズ成分がほとんど零となるように切
換周期τは、従来同様長く選ばれている。その結
果第２図ニに斜線で示すように誘起電圧e_aを各期
間２回づつサンプリングした電圧e_a1，e_a2，e_a3，
e_a4はそれぞれ次式で与えられる。

e_a1＝Vs＋Vn₁＋Vno e_a2＝Vs＋Vno e_a3＝−Vs−Vs₁＋Vno e_a4＝−Vs＋Vno …(1) 信号処理回路３は、電磁流量計発信器２からの
誘起電圧e_aを増幅器３１で増幅し、第２図ホに示
す如きタイミングで発生するサンプリングパルス
P₂で駆動されるサンプリングスイツチ３２によ
つて、第２図ニに斜線で示すe_aのサンプリング電
圧e_a1〜e_a4に相当する増幅器３１の出力を順次
Ａ／Ｄ変換器３３でデイジタル信号に変換してマ
イクロプロセツサ３４に与える。マイクロプロセ
ツサ３４は、まず正の定常値の期間T₁における
サンプリング電圧e_a1，e_a2に相当するデイジタル
信号が入力されると、e_a1とe_a2の差（e_a1−e_a2）
に相当するデイジタル演算を行い、励磁電流の切
換えに伴うノイズ成分Vn₁に相当する補償値e_o1
を算出する。この補償値e_o1およびe_a2を用いて負
の定常値の期間T₂におけるサンプリング電圧e_a3，
e_a4に相当するデイジタル信号が入力される毎に
(2)、(3)式に相当するデイジタル演算を順次行い、
オフセツト成分Vonおよびノイズ成分Vn₁を除去
し、流体の流量に比較した信号成分Vsに相当す
るデイジタル値を得る。

e_p1＝１／２（−e_a3＋e_a2）−１／２e_o1＝Vs …(2) e_p2＝１／２（−e_a4＋e_a2）＝Vs …(3) 信号成分Vsを得る演算が終ると、次のサイク
ルの誘起電圧e_aのサンプリングを行う前にe_a3，
e_a4に相当するデイジタル信号を用いてe_a4とe_a3の
差（e_a4−e_a3）に相当するデイジタル演算により
補償値e_o1の更新を行う。この更新した補償値e_o1
およびe_a4を用いて次のサイクルの正の定常値の
期間T₁におけるサンプリング電圧e_a1，e_a2に相当
するデイジタル信号が入力される毎に(4)、(5)式に
相当するデイジタル演算を行い、オフセツト成分
Vnoおよびノイズ成分Vn₁を除去し、流体の流量
に比例した信号成分Vsのみを得る。

e_p3＝１／２（e_a1−e_a4）−１／２e_o1＝Vs …(4) e_p4＝１／２（e_a2−e_a4）＝Vs …(5) このようにマイクロプロセツサ３４は正の定常
値の期間T₁および負の定常値の期間T₂のサンプ
リングが終る毎にノイズ成分Vn₁に相当する補償
値e_o1に更新しながら、サンプリング電圧e_a1〜e_a4
に相当するデイジタル信号が入力される毎に信号
成分Vsを得る演算を行う。なお補償値の更新は
過去からの値の移動平均等で行えばより演算精度
を上げることができる。マイクロプロセツサ３４
の出力はＤ／Ａ変換器３５でアナログ信号に変換
され、第２図ヘに示すタイミングで発生するパル
スP₃によつてサンプルホールド回路３６に順次
ホールドされる。その結果サンプルホールド回路
３６の出力には、流体の流量に比例した信号成分
Vsに相当する出力電圧e_pがサンプリングを行う
毎に得られる。

このように本発明においては、正の定常値の期
間と負の定常値の期間にそれぞれ２回づつ誘起電
圧e_aのサンプリングを行い、サンプリングを行う
毎に信号成分Vsを算出して出力しているので、
零点の安定性を犠牲にすることなく、従来方式の
ものに比して応答性を４倍よくできる。

なお上述では、オフセツト電圧成分Vnoが一定
の場合を例示したが、電気化学的直流電位の変動
によつてVnoが一次関数で変化し、各サンプリン
グ期間毎にΔVnoづつ増加する場合には、誘起電
圧e_aのサンプリング電圧e_a1〜e_a4は、 e_a1＝Vs＋Vn₁＋Vno e_a2＝Vs＋Vno＋ΔVno e_a3＝−Vs−Vn₁＋Vno＋2ΔVno e_a4＝−Vs＋Vno＋3ΔVno …(6) となるが、信号処理回路３で実質的に次式の演算
を行えば、ノイズ成分Vn₁およびオフセツト電圧
成分の変化分ΔVnoに相当する補償値e_o1，Δe_opを
算出できる。

e_o1＝e_a1−e_a2−e_a3＋e_a4／２ ΔVno＝−e_a1＋e_a2−e_a3＋e_a4／２ …(7) したがつて、これら補償値と(6)式のサンプリン
グ値e_a1，e_a2，e_a3，e_a4との間で次式の演算を行
えばノイズ成分およびオフセツト電圧成分を有効
に除去でき、流体の流量に比例した信号成分Vs
のみを得ることができる。

e_p1＝１／２（−e_a3＋e_a2）−１／２e_o1 ＋１／２Δe_op＝Vs e_p2＝１／２（−e_a4＋e_a2）＋Δe_op＝Vs e_p3＝１／２（e_a1−e_a4）−１／２e_o1 ＋３／２Δe_op＝Vs e_p4＝１／２（e_a2−e_a4）＋Δe_op＝Vs …(8) また上述では、増幅器３１の出力e_bを直接Ａ／
Ｄ変換器３３に与える場合を例示したが、第３図
に示すように増幅器出力e_bを積分器３７を介して
Ａ／Ｄ変換器３３に与えるようにしてもよい。こ
の場合積分時間Tsを商用電源周期のて整数倍に
選べば電源周波数ノイズの影響を除去できる。な
お第３においては、積分器３７として抵抗RIと、
演算増幅器OPと、OPの帰還回路に接続された積
分用コンデンサCIと、入力積分時間を制御する
タイミングスイツチTSおよび積分開始直前にそ
れ以前の積分値をリセツトするリセツトスイツチ
RSとを有するものが例示されており、タイミン
グスイツチTSとリセツトスイツチRSとはマイク
ロプロセツサ３４からのパルスP₄とP₅で駆動さ
れる。また上述では、各励磁期間に２回サンプリ
ングする場合を例示したが、２回以上であればよ
い。さらに上述では、正の励磁電流と負の励磁電
流を交互に切換える場合を例示したが、励磁電流
を正から負または負から正へ切換える途中に励磁
電流を流さない休止期間を設けてもよい。

以上説明したように本発明においては、励磁コ
イルに供給する励磁電流を正および負の定常期間
で周期的に切換え、かつ励磁電流が正および負の
定常値の期間内に励磁電流の切換えに伴うノイズ
成分が充分に小さくなるように切換周期を選んだ
低周波励磁方式の電磁流量計において、励磁電流
が正および負の定常値のときに電極間に誘起する
電圧をそれぞれ２回以上サンプリングして信号処
理回路に取込み、これらサンプリング信号を用い
て演算を行い、オフセツト電圧成分および励磁電
流の切換えに伴うノイズ成分を除去してサンプリ
ング毎に流量に対応した信号成分のみを出力する
ようにしているので、零点の安定性および応答性
にすぐれた低周波励磁方式の電磁流量計を実現し
たものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接
続図、第２図はその動作波形図、第３図は本発明
電磁流量計の他の実施例を示す接続図である。 １……励磁回路、２……電磁流量計発信器、２
１……励磁コイル、２３ａ，２３ｂ……電極、３
……信号処理回路、３１……増幅器、３２……サ
ンプリングスイツチ、３３……Ａ／Ｄ変換器、３
４……マイクロプロセツサ、３５……Ｄ／Ａ変換
器、３６……サンプルホールド回路、３７……積
分器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電磁流量計発振器の励磁コイルに供給する励
   磁電流を正および負の定常値間で周期的に切換
   え、かつ励磁電流が正および負の定常値の期間内
   に励磁電流の切換えに伴うノイズ成分が充分に小
   さくなるように切換周期を選んた低周波励磁方式
   の電磁流量計において、励磁電流が正および負の
   定常値のときに電磁流量計発信器の電極間に誘起
   する電圧をそれぞれ２回以上サンプリングして取
   込み、これらサンプリング信号を用いて演算を行
   いオフセツト電圧成分およびノイズ成分を除去し
   てサンプリング毎に流量に対応した信号成分のみ
   を出力する信号処理回路を備えたことを特徴とす
   る電磁流量計。