JPS58118913A - 電磁流量計 - Google Patents
電磁流量計Info
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- JPS58118913A JPS58118913A JP132482A JP132482A JPS58118913A JP S58118913 A JPS58118913 A JP S58118913A JP 132482 A JP132482 A JP 132482A JP 132482 A JP132482 A JP 132482A JP S58118913 A JPS58118913 A JP S58118913A
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/56—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects
- G01F1/58—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects by electromagnetic flowmeters
- G01F1/60—Circuits therefor
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Fluid Mechanics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Volume Flow (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、低周波励磁方式の電磁流量１１の改良に関す
る。。
る。。
一般に電磁流量計は、流体の流れ方向にえ１して垂直に
磁界を与え、同時に流体流路中の電気的イに号の変化を
検出し、これに基づいて流体の流量を計測するように構
成されている。最近の電磁ｖＬｔ計は、交流励磁方式や
直流励磁方式に比して零点の安定性にすぐれている台形
波励磁や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式
のものが多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流
量針Ｃは 励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間
で周期的に切換えて、励磁電流が一定になりたとき電極
間に発生する誘起電圧をそれぞれ１回つつサン／リング
した後降り会ったサンプリング信号の差をとることによ
り、電気化学的な直［１圧や回路に基づくオフセット電
圧による影響を除去し、流体の流量に対応した信号を得
ている。このような低周波励磁方式の電磁流量針におり
ても、励磁電流が一定値に達してから十分な時間が経過
した後サンプリングしないと零点がトリアドする。これ
は電極間に発生する誘起電圧に、流体の流量に比例した
信号成分と電気化学的な直流電圧や回路によるオフセッ
ト電圧の外に、励磁電流の切換時Ｋｉｔ極と電極リード
間のループで生ずる電磁結合ノイズと流体中を流れる渦
電流が液抵抗と電極の電磁結合ノイズと渦電流ノイズと
は励磁電流を切換えるたびに極性が反転するので、隣り
合うサンプリング信号の差をとっても消去できず、しか
も電磁結合ノイズは短時間で零になるが、渦電流ノイズ
は十分に時間が経過しないと零にならないためである。
磁界を与え、同時に流体流路中の電気的イに号の変化を
検出し、これに基づいて流体の流量を計測するように構
成されている。最近の電磁ｖＬｔ計は、交流励磁方式や
直流励磁方式に比して零点の安定性にすぐれている台形
波励磁や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式
のものが多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流
量針Ｃは 励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間
で周期的に切換えて、励磁電流が一定になりたとき電極
間に発生する誘起電圧をそれぞれ１回つつサン／リング
した後降り会ったサンプリング信号の差をとることによ
り、電気化学的な直［１圧や回路に基づくオフセット電
圧による影響を除去し、流体の流量に対応した信号を得
ている。このような低周波励磁方式の電磁流量針におり
ても、励磁電流が一定値に達してから十分な時間が経過
した後サンプリングしないと零点がトリアドする。これ
は電極間に発生する誘起電圧に、流体の流量に比例した
信号成分と電気化学的な直流電圧や回路によるオフセッ
ト電圧の外に、励磁電流の切換時Ｋｉｔ極と電極リード
間のループで生ずる電磁結合ノイズと流体中を流れる渦
電流が液抵抗と電極の電磁結合ノイズと渦電流ノイズと
は励磁電流を切換えるたびに極性が反転するので、隣り
合うサンプリング信号の差をとっても消去できず、しか
も電磁結合ノイズは短時間で零になるが、渦電流ノイズ
は十分に時間が経過しないと零にならないためである。
よって、零点の安定性の面から考えると励磁周波数は低
いほど有利であや、実用化されている電磁流量計には商
用電源周波数の１／３２に選ばれているものもある。と
ころが励磁周波数をあｆシ低くすると応答性が遅くなっ
たり、制御ループを組んだときハンチングを生じたりす
る。さらに励磁周波数を低くすると、電気化・学的な直
流電圧の変化が問題となり、この変化を補償するための
手段が新たに必要となる。
いほど有利であや、実用化されている電磁流量計には商
用電源周波数の１／３２に選ばれているものもある。と
ころが励磁周波数をあｆシ低くすると応答性が遅くなっ
たり、制御ループを組んだときハンチングを生じたりす
る。さらに励磁周波数を低くすると、電気化・学的な直
流電圧の変化が問題となり、この変化を補償するための
手段が新たに必要となる。
本発明は、励磁コイルに供給する励磁電流を正および負
の定常値間で周期的に切換え、かつ励磁電流が正および
負の定常値の期間内に励磁電流の切換えに伴うノイズ成
分が充分に小さくなるように切換周期を選んだ低周波励
磁方式の電磁流量針において、励磁電流が正および負の
定常値のときに電極間に誘起する電圧をそれぞれ２口取
上すンフリングして信号処理回路に取込み、これらサン
７’ リング信号を用いて演算を行い、オフセｙ）電圧
成分および励磁電流の切換えに伴うノイズ成分を除去し
てサンプリング毎に流量に対応した信号成分のみを出力
することによって、零点の安定性および応答性にすぐれ
た低周波励磁方式の電磁流量針を実現したものである。
の定常値間で周期的に切換え、かつ励磁電流が正および
負の定常値の期間内に励磁電流の切換えに伴うノイズ成
分が充分に小さくなるように切換周期を選んだ低周波励
磁方式の電磁流量針において、励磁電流が正および負の
定常値のときに電極間に誘起する電圧をそれぞれ２口取
上すンフリングして信号処理回路に取込み、これらサン
７’ リング信号を用いて演算を行い、オフセｙ）電圧
成分および励磁電流の切換えに伴うノイズ成分を除去し
てサンプリング毎に流量に対応した信号成分のみを出力
することによって、零点の安定性および応答性にすぐれ
た低周波励磁方式の電磁流量針を実現したものである。
第１図は本発明電磁流量針の一実施例を示す接続図であ
る。図において、１は励磁回路で、直流定電流源１１と
、定電流源１１からの電流を切換えるスイッチ１２ａ、
１２ｂとを有している。２は電磁流量計発信器で、励
磁コイル２１．流体が流れるパイプ２２および電極２３
ａ、 ２３ｂを備えている。５は信号処理回路で、電磁
流量計発信器２の電極２３ａ、 ２３ｂ関に誘起する電
圧ｅを増幅する交流増幅器３１と、増幅器３１の出力ｅ
ｂをサンプリングするスイッチ３２と、スイッチ３２で
サンプリングされた増幅器出力ｅｂをディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ 儀換器３３と、Ａ／Ｄ変換器３３から
のディジタル信号ド基づいて所望のディジタル演算を行
うマイクロ二ロ七ツサ３４と、マイクロプロセッサ３４
の出力をフナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器３５と、
Ｄ／Ａ変換器３５の出力をサンプルホールドし出力電圧
ｅを狗、生するサンプルホールド回路３６とを有してい
る。ンイクログロ七、す３４はディジタル演算を行うと
ともＫ、励磁回路１のスイッチ１２ａ、 １２ｂを駆動
ｒるノゝルスＰｌａ’Ｐｌｂ ’ サンプリングスイッ
チ３２およびサンプルホールド回路３６を制御するパル
スｐ２．ｐ３を発生する。
る。図において、１は励磁回路で、直流定電流源１１と
、定電流源１１からの電流を切換えるスイッチ１２ａ、
１２ｂとを有している。２は電磁流量計発信器で、励
磁コイル２１．流体が流れるパイプ２２および電極２３
ａ、 ２３ｂを備えている。５は信号処理回路で、電磁
流量計発信器２の電極２３ａ、 ２３ｂ関に誘起する電
圧ｅを増幅する交流増幅器３１と、増幅器３１の出力ｅ
ｂをサンプリングするスイッチ３２と、スイッチ３２で
サンプリングされた増幅器出力ｅｂをディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ 儀換器３３と、Ａ／Ｄ変換器３３から
のディジタル信号ド基づいて所望のディジタル演算を行
うマイクロ二ロ七ツサ３４と、マイクロプロセッサ３４
の出力をフナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器３５と、
Ｄ／Ａ変換器３５の出力をサンプルホールドし出力電圧
ｅを狗、生するサンプルホールド回路３６とを有してい
る。ンイクログロ七、す３４はディジタル演算を行うと
ともＫ、励磁回路１のスイッチ１２ａ、 １２ｂを駆動
ｒるノゝルスＰｌａ’Ｐｌｂ ’ サンプリングスイッ
チ３２およびサンプルホールド回路３６を制御するパル
スｐ２．ｐ３を発生する。
このように構成した本発明の動作を第２図の波形図を参
照して以下に説明する。まずスイッチ１２ａＪ２ｂは第
２図（イ）、（ロ）Ｋ示す如き駆動パルスｐ ｌ−で
制御され、Ｐｌａがオンとなっている期ｌａ’ ｌ
ｂ 間Ｔ１には定電流源１１から電流を正方向に、ｐ□、が
オンとなっている期間Ｔ２には定電流源１１からの電流
Ｉｓを逆方向に切換えて励磁コイル２１に流す。よって
励磁コイル２１には第２図ｅつに示すように定常値が正
の期間Ｔ０負の期間Ｔ２を有する励磁電流Ｉｗが供給さ
れる。なお各期間’ｒ’１． Ｔ２はそれぞれ商用交流
電源周期の整数倍に選ばれており、また励磁電流Ｉｗは
スイッチ１２ａ、 １２ｂで切換えられたとき、励磁コ
イル２１のインダクタンスと抵抗による時定数で実際に
は立上り、立下り部分で遅れを伴ったのち定常値となる
が図では省略しである。電磁流量計発信器２の電極２３
ａ、 ２３ｂ間には第２図に）に示すように励磁電流Ｉ
ｗに応じた誘起電圧ｅａが発生する。
照して以下に説明する。まずスイッチ１２ａＪ２ｂは第
２図（イ）、（ロ）Ｋ示す如き駆動パルスｐ ｌ−で
制御され、Ｐｌａがオンとなっている期ｌａ’ ｌ
ｂ 間Ｔ１には定電流源１１から電流を正方向に、ｐ□、が
オンとなっている期間Ｔ２には定電流源１１からの電流
Ｉｓを逆方向に切換えて励磁コイル２１に流す。よって
励磁コイル２１には第２図ｅつに示すように定常値が正
の期間Ｔ０負の期間Ｔ２を有する励磁電流Ｉｗが供給さ
れる。なお各期間’ｒ’１． Ｔ２はそれぞれ商用交流
電源周期の整数倍に選ばれており、また励磁電流Ｉｗは
スイッチ１２ａ、 １２ｂで切換えられたとき、励磁コ
イル２１のインダクタンスと抵抗による時定数で実際に
は立上り、立下り部分で遅れを伴ったのち定常値となる
が図では省略しである。電磁流量計発信器２の電極２３
ａ、 ２３ｂ間には第２図に）に示すように励磁電流Ｉ
ｗに応じた誘起電圧ｅａが発生する。
誘起電圧ｅｌｃは、パイプ２２を流れる流体の流量Ｆに
比例した信号成分Ｖｓの外に１励磁電流の切換えに伴う
ノイズ成分Ｖｎ□と、電気化学的な直流電位や回路によ
るオフセット電圧成分ＶｎＯとが重畳されている。ノイ
ズ成分Ｖｎ□は、励磁電流の切換時に電極と電極リード
間のループで生ずる電磁結合ノイズと、流体中を流れる
渦電流が液抵抗Ｒと電極の界面電気二重層容量Ｃとで形
成される一次遅れ回路によって生ずる渦電流ノイズを含
んでいる、そして励磁電流Ｉｗが正の定常値の期間Ｔ□
および魚の定常値の期間Ｔ２内にそれぞれ励磁電流の切
換えに伴うノイズ成分がほとんど零となるように切換周
期τは、従来同様長く選ばれている０その結果第２図に
）に斜線で示すようＫｌｌ起電圧ｅ１を各期間２回づつ
サンプリングした電圧”ａｌ、”ａ２’ ”ｔ３＋ ”
ａ４はそれぞれ次式で与えられる□ ｅ、１゛Ｖｓ ＋ Ｖｎ１＋ Ｖｎ□ ％２ ｚ Ｖｓ ＋ Ｖｎｏ
ｔｌ）＠、３” −Ｖｓ −Ｖｎｌ ＋ ｖｎ□ｅａ
４■−Ｖｉｉ ＋ Ｖｎ□ 信号処理回路３は、電磁流置針発信器２からの誘起電圧
ｅ−を増幅器３１で増幅し、第２図に）Ｋ示す如きタイ
ミングで発生するサンプリングパルスｐ２で駆動される
サンプリングスイッチ３２によって、第２図に）Ｋ斜線
で示すｅ、Ｌのサンプリング電圧％１〜（１，４Ｋ相当
する増幅器３１の出力を順次Ａ／Ｄ変換器あでディジタ
ル信号に変換してマイクロプロセッサ３４に与える。マ
イクロブ冒セッサ３４は、まず正の定常値の期間Ｔ、
Ｋおけるサンプリング電圧ｅａ１．ｅａ２に相当するデ
ィジタル信号が人力されると−〇 とｅ の差”ｍｌ
−ｅａ□）に相当するディジａｌ ａ２ タル演算を行い、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分Ｖ
ｎ１に相当する補償値”ｎｌを算出する。この補償値ｅ
およびｅｌＬ□を用いて負の定常値の期間Ｉ Ｔ２におけるサンプリング電圧ｅｌＬ３’ ｃａ４ Ｋ
相当するディジタル信号が入力される毎Ｋ（２）、 （
！５）式に相当するディジタル演算を順次行い、オフ噸
、ト成分ＶｎＯおよびノイズ成分Ｖ。１を除去し、流体
の流量に比例した信号成分Ｖ８に相当するディジタル値
を得る。
比例した信号成分Ｖｓの外に１励磁電流の切換えに伴う
ノイズ成分Ｖｎ□と、電気化学的な直流電位や回路によ
るオフセット電圧成分ＶｎＯとが重畳されている。ノイ
ズ成分Ｖｎ□は、励磁電流の切換時に電極と電極リード
間のループで生ずる電磁結合ノイズと、流体中を流れる
渦電流が液抵抗Ｒと電極の界面電気二重層容量Ｃとで形
成される一次遅れ回路によって生ずる渦電流ノイズを含
んでいる、そして励磁電流Ｉｗが正の定常値の期間Ｔ□
および魚の定常値の期間Ｔ２内にそれぞれ励磁電流の切
換えに伴うノイズ成分がほとんど零となるように切換周
期τは、従来同様長く選ばれている０その結果第２図に
）に斜線で示すようＫｌｌ起電圧ｅ１を各期間２回づつ
サンプリングした電圧”ａｌ、”ａ２’ ”ｔ３＋ ”
ａ４はそれぞれ次式で与えられる□ ｅ、１゛Ｖｓ ＋ Ｖｎ１＋ Ｖｎ□ ％２ ｚ Ｖｓ ＋ Ｖｎｏ
ｔｌ）＠、３” −Ｖｓ −Ｖｎｌ ＋ ｖｎ□ｅａ
４■−Ｖｉｉ ＋ Ｖｎ□ 信号処理回路３は、電磁流置針発信器２からの誘起電圧
ｅ−を増幅器３１で増幅し、第２図に）Ｋ示す如きタイ
ミングで発生するサンプリングパルスｐ２で駆動される
サンプリングスイッチ３２によって、第２図に）Ｋ斜線
で示すｅ、Ｌのサンプリング電圧％１〜（１，４Ｋ相当
する増幅器３１の出力を順次Ａ／Ｄ変換器あでディジタ
ル信号に変換してマイクロプロセッサ３４に与える。マ
イクロブ冒セッサ３４は、まず正の定常値の期間Ｔ、
Ｋおけるサンプリング電圧ｅａ１．ｅａ２に相当するデ
ィジタル信号が人力されると−〇 とｅ の差”ｍｌ
−ｅａ□）に相当するディジａｌ ａ２ タル演算を行い、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分Ｖ
ｎ１に相当する補償値”ｎｌを算出する。この補償値ｅ
およびｅｌＬ□を用いて負の定常値の期間Ｉ Ｔ２におけるサンプリング電圧ｅｌＬ３’ ｃａ４ Ｋ
相当するディジタル信号が入力される毎Ｋ（２）、 （
！５）式に相当するディジタル演算を順次行い、オフ噸
、ト成分ＶｎＯおよびノイズ成分Ｖ。１を除去し、流体
の流量に比例した信号成分Ｖ８に相当するディジタル値
を得る。
ｅ０２−２ （−ｃａ４” ｅＩＬ２） −”
（３）信号成分ｖ８を得る演算が終ると、次
のサイクルの誘起電圧ｅのす／プリングを行う前にｅ＆
ａ ｒ ｅ！Ｌ４ Ｋ相当するディジタル信号を用いて
”＆４とｃａ３の差（ｃａ４−ｃａ３ ） Ｋ相当する
ディジタル演算により補償値ｅ の更新を行う。この更
新した補償値ｅｎ１お１ よび”ｔ４を用いて次のサイクルの正の定常値の期間Ｔ
におけるサンプリング電圧ｅａ□、 ｅｔＬ□に相当す
す るディジタル信号が入力される毎に（４）、 （５）弐
に相当するディジタル演算を行い、オフセット成分ｖｏ
ｏおよびノイズ成分Ｖｎ□を除去し、流体の流量に比例
した信号成分ｖ８のみを得る。
（３）信号成分ｖ８を得る演算が終ると、次
のサイクルの誘起電圧ｅのす／プリングを行う前にｅ＆
ａ ｒ ｅ！Ｌ４ Ｋ相当するディジタル信号を用いて
”＆４とｃａ３の差（ｃａ４−ｃａ３ ） Ｋ相当する
ディジタル演算により補償値ｅ の更新を行う。この更
新した補償値ｅｎ１お１ よび”ｔ４を用いて次のサイクルの正の定常値の期間Ｔ
におけるサンプリング電圧ｅａ□、 ｅｔＬ□に相当す
す るディジタル信号が入力される毎に（４）、 （５）弐
に相当するディジタル演算を行い、オフセット成分ｖｏ
ｏおよびノイズ成分Ｖｎ□を除去し、流体の流量に比例
した信号成分ｖ８のみを得る。
１（５）
ｅｏ４＝ ２ （ｃａ２−”ａ４）＝ ■８このように
マイクロプロセッサ３４は正の定常値の期間Ｔおよび負
の定常値の期間Ｔ２のサンプリングが終る毎にノイズ成
分Ｖｎ１に相当する補償値”ｎｌを更新しながら、サン
プリング電圧ｅ、Ｌ□〜ｅａ４に相当するディジタル信
号が人力される毎に信号成分ｖ８を得る演算を行う。な
お補償値の更新は過去からの値の移動子均等で行えばよ
シ演算精度を上げることができる。マイクロプロセ、す
３４の出力はＤ／Ａ変換器３５でアナログ信号に変換さ
れ、第２図（へ）に示すタイミングで発生するパルス橢
によってサンプルホールド回路３６に順次ホールドされ
る。
マイクロプロセッサ３４は正の定常値の期間Ｔおよび負
の定常値の期間Ｔ２のサンプリングが終る毎にノイズ成
分Ｖｎ１に相当する補償値”ｎｌを更新しながら、サン
プリング電圧ｅ、Ｌ□〜ｅａ４に相当するディジタル信
号が人力される毎に信号成分ｖ８を得る演算を行う。な
お補償値の更新は過去からの値の移動子均等で行えばよ
シ演算精度を上げることができる。マイクロプロセ、す
３４の出力はＤ／Ａ変換器３５でアナログ信号に変換さ
れ、第２図（へ）に示すタイミングで発生するパルス橢
によってサンプルホールド回路３６に順次ホールドされ
る。
その結果サンプルホールド回路３６の出力には、流体の
流１に比例した信号成分Ｖｓに相当する出力電圧ｅ。が
サンプリングを行う毎に得られる。
流１に比例した信号成分Ｖｓに相当する出力電圧ｅ。が
サンプリングを行う毎に得られる。
このように本発明においては、正の定常値の期間と負の
定常値の期間にそれぞれ２回づつ誘起電圧ｅ１のサンプ
リングを行い、サンプリングを行う毎に信号成分ｖ６を
算出して出力しているので、零点の安定性を犠牲にする
ことなく、従来方式のものに比して応答性を４倍よくで
籾る。
定常値の期間にそれぞれ２回づつ誘起電圧ｅ１のサンプ
リングを行い、サンプリングを行う毎に信号成分ｖ６を
算出して出力しているので、零点の安定性を犠牲にする
ことなく、従来方式のものに比して応答性を４倍よくで
籾る。
なお上述では、オフセット電圧成分ＶｎＯが一定の場合
を例示したが、電気化学的直流電位の変動によりてｖｎ
ｏが一次関数で変化し、各サンブリング期間毎にΔｖｎ
ｏづつ増加する場合には、誘起電圧ｅのす／プリング電
圧ｅａ１〜ｅＩＬ４は。
を例示したが、電気化学的直流電位の変動によりてｖｎ
ｏが一次関数で変化し、各サンブリング期間毎にΔｖｎ
ｏづつ増加する場合には、誘起電圧ｅのす／プリング電
圧ｅａ１〜ｅＩＬ４は。
ム
ｅａｌ ” Ｖｓ ” Ｖｌｌ ＋ｖｎ。
ｃａ２ ” Ｖｓ÷ＶｎＯ＋Δｖｎｏ
（６）ｅａ３ツーＶｓ −Ｖｙ１１＋ Ｖｌ□ ＋
２Δｖｎ。
（６）ｅａ３ツーＶｓ −Ｖｙ１１＋ Ｖｌ□ ＋
２Δｖｎ。
６ａ４ ｃａ −Ｖｓ ＋ Ｖｎｏ＋ ３ΔＶｎＯとな
るが 信号処理回路３で実質的に次式の演算を行えば、
ノイズ成分Ｖｎ１およびオフセット電圧成分の変化分Δ
ＶｎＯに相当する補償値ｅＤ１１ Δｅｎｏを算出でき
る。
るが 信号処理回路３で実質的に次式の演算を行えば、
ノイズ成分Ｖｎ１およびオフセット電圧成分の変化分Δ
ＶｎＯに相当する補償値ｅＤ１１ Δｅｎｏを算出でき
る。
１７たがって、これら補償値と（Ｉ）１式のサンプリン
グ値ｅａｌ’ ”ａ２’ ｅａ３’ ｅａ４との間で次
Ｉ、の演算を行えばノイズ成分およびオフセット電ＩＥ
成分を有効に除去でき、流体の流量に比例した信号成分
Ｖｓのみを得ることができる。
グ値ｅａｌ’ ”ａ２’ ｅａ３’ ｅａ４との間で次
Ｉ、の演算を行えばノイズ成分およびオフセット電ＩＥ
成分を有効に除去でき、流体の流量に比例した信号成分
Ｖｓのみを得ることができる。
ｅｏｌ ＝”２０ｅａ３ ＋ｅａ２）−２”ｎ／１ ”
−２Δ’ｎｏ ＝ Ｖｓｅｏ２ ” −２（−’ａ４
＋ｅａ２）＋Δｅｎｏ＝ｖｓ（８） −ｅ ＝Ｌ（ｅ −ｅ ）−’。＋ ！、！ｌ ｅ
、０ ＝ Ｖｓｏ３ ２ ａｌ ａ４ ２ｎｌ
、２ｅ ＝’（ｅ −ｅ ）＋Δｅｏｏ＝Ｖｓｏ
４ ２ ａ２ ａ４ また上述では、増幅器３１の出力ｅ、を直接Ａ／Ｄ変換
器３３に与える場合を例示したが、第５図に示すように
増幅器出力ｅ、を積分器３７を介してＡ／Ｄ変換器３３
に与えるようにしてもよい。この場合積分時間Ｔｓを商
用電源周期の整数倍に選ぺば電源周波数ノイズの影響を
除去できる。なお第５図においては、積分器３７として
抵抗ＲＩと、演算増幅器ＯＰと、Ｏｐの帰還回路に接続
された積分用コンデンサＣＩと、入力積分時間を制御す
るタイミングスイッチＴＳおよび積分開始直前にそれ以
前の積分値をリセットするリセットスイッチＲ８とを有
するものが例示されており、タイミングスイッチＴＳと
リセットスイッチＲ３とはマイクロプロセ、す３４から
のパルスｐとｐで駆動される。また上述では、各励磁期
間に２回サンプリングする場合を例示したが、２回以上
であればよい。さらに上述では、正の励磁電流と負の励
磁電流を交互に切換える場合を例示したが、励磁電流を
正から負または負から正へ切換える途中に励磁電流を流
さない休止期間を設けてもよい。
−２Δ’ｎｏ ＝ Ｖｓｅｏ２ ” −２（−’ａ４
＋ｅａ２）＋Δｅｎｏ＝ｖｓ（８） −ｅ ＝Ｌ（ｅ −ｅ ）−’。＋ ！、！ｌ ｅ
、０ ＝ Ｖｓｏ３ ２ ａｌ ａ４ ２ｎｌ
、２ｅ ＝’（ｅ −ｅ ）＋Δｅｏｏ＝Ｖｓｏ
４ ２ ａ２ ａ４ また上述では、増幅器３１の出力ｅ、を直接Ａ／Ｄ変換
器３３に与える場合を例示したが、第５図に示すように
増幅器出力ｅ、を積分器３７を介してＡ／Ｄ変換器３３
に与えるようにしてもよい。この場合積分時間Ｔｓを商
用電源周期の整数倍に選ぺば電源周波数ノイズの影響を
除去できる。なお第５図においては、積分器３７として
抵抗ＲＩと、演算増幅器ＯＰと、Ｏｐの帰還回路に接続
された積分用コンデンサＣＩと、入力積分時間を制御す
るタイミングスイッチＴＳおよび積分開始直前にそれ以
前の積分値をリセットするリセットスイッチＲ８とを有
するものが例示されており、タイミングスイッチＴＳと
リセットスイッチＲ３とはマイクロプロセ、す３４から
のパルスｐとｐで駆動される。また上述では、各励磁期
間に２回サンプリングする場合を例示したが、２回以上
であればよい。さらに上述では、正の励磁電流と負の励
磁電流を交互に切換える場合を例示したが、励磁電流を
正から負または負から正へ切換える途中に励磁電流を流
さない休止期間を設けてもよい。
以上説明したように本発明においては、励磁コイルに供
給する励磁電流を正および負の定常値間で周期的に切換
え、かつ励磁電流が正および員の定常値の期間内に゛励
磁電流の切換えに伴うノイズ成分が充分に小さくなるよ
うに切換周期を選んだ低周波励磁方式の電磁流量計にお
いて、励磁電流が正および員の定常値のときに電極間に
誘起する電圧をそれぞれ２同板上すンブリ／グして信号
処理回路に取込み これらサンプリング信号を用いて演
算を行い、オフセット電圧成分および励磁電流の切換え
に伴うノイズ成分を除去してサンプリング毎に流量に対
応した信号成分のみを出力するようＫしているので、零
点の安定性および応答性にすぐれた低周波励磁方式の電
磁流量計を実現したものである。
給する励磁電流を正および負の定常値間で周期的に切換
え、かつ励磁電流が正および員の定常値の期間内に゛励
磁電流の切換えに伴うノイズ成分が充分に小さくなるよ
うに切換周期を選んだ低周波励磁方式の電磁流量計にお
いて、励磁電流が正および員の定常値のときに電極間に
誘起する電圧をそれぞれ２同板上すンブリ／グして信号
処理回路に取込み これらサンプリング信号を用いて演
算を行い、オフセット電圧成分および励磁電流の切換え
に伴うノイズ成分を除去してサンプリング毎に流量に対
応した信号成分のみを出力するようＫしているので、零
点の安定性および応答性にすぐれた低周波励磁方式の電
磁流量計を実現したものである。
第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接続図、第
２図はその動作波形図 第３図は本発明電磁流量針の他
の実施例を示す接続図である。 １・・・励磁回路、２・・・電磁流量計発信器、２１・
・・励磁コイル、２３ａ、 ２３ｂ・・電極、３・・・
信号処理回路、３１・・・増幅器、３２・・・サンプリ
ングスイッチ、３３・・Ａ／Ｄ変換器、３４・・・マイ
クロプロセッサ、３５・・・Ｄ／Ａ変換器、３６・・サ
ンプルホールド回路 ３７・・・積分器。 代理人 弁理士 小 沢 信 助゛へ、、”）−
ノ
２図はその動作波形図 第３図は本発明電磁流量針の他
の実施例を示す接続図である。 １・・・励磁回路、２・・・電磁流量計発信器、２１・
・・励磁コイル、２３ａ、 ２３ｂ・・電極、３・・・
信号処理回路、３１・・・増幅器、３２・・・サンプリ
ングスイッチ、３３・・Ａ／Ｄ変換器、３４・・・マイ
クロプロセッサ、３５・・・Ｄ／Ａ変換器、３６・・サ
ンプルホールド回路 ３７・・・積分器。 代理人 弁理士 小 沢 信 助゛へ、、”）−
ノ
Claims (1)
- 電磁流せ１発信器の励磁コイＡに供給する励磁電流を正
および負の定常値間で周期的に切換え、かつ励磁′直流
が正および負の定＊値の期間内に励磁電流の切換えに伴
うノイズ成分が充分に小さくなるように切換周期を選ん
だ低周波励磁方式の電磁流儀針において、励磁電流が正
および負の定常値のときに電磁流量計発信器の電極間に
誘起する電圧をそれぞれ２回以上サンプリングして取込
みＣれらサンプリング信号を用い（演算を行いオフセッ
ト電圧成分およびノイズ成分を除去してサン／リング毎
に流量に対応した信号成分のみを出力す゛る信号処理回
路を備えたことを特徴とする電磁流量目１ｕ
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP132482A JPS58118913A (ja) | 1982-01-07 | 1982-01-07 | 電磁流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP132482A JPS58118913A (ja) | 1982-01-07 | 1982-01-07 | 電磁流量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58118913A true JPS58118913A (ja) | 1983-07-15 |
| JPH0318131B2 JPH0318131B2 (ja) | 1991-03-11 |
Family
ID=11498310
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP132482A Granted JPS58118913A (ja) | 1982-01-07 | 1982-01-07 | 電磁流量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58118913A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003329499A (ja) * | 2002-05-14 | 2003-11-19 | Krohne Messtech Gmbh & Co Kg | 測定周波数により動作する測定方法の不確実性を検出する方法 |
-
1982
- 1982-01-07 JP JP132482A patent/JPS58118913A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003329499A (ja) * | 2002-05-14 | 2003-11-19 | Krohne Messtech Gmbh & Co Kg | 測定周波数により動作する測定方法の不確実性を検出する方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0318131B2 (ja) | 1991-03-11 |
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