JPS5815122A - 電磁流量計 - Google Patents
電磁流量計Info
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- JPS5815122A JPS5815122A JP11406981A JP11406981A JPS5815122A JP S5815122 A JPS5815122 A JP S5815122A JP 11406981 A JP11406981 A JP 11406981A JP 11406981 A JP11406981 A JP 11406981A JP S5815122 A JPS5815122 A JP S5815122A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- period
- circuit
- signal
- excitation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/56—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects
- G01F1/58—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects by electromagnetic flowmeters
- G01F1/60—Circuits therefor
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Fluid Mechanics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Volume Flow (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良に関する
。
。
一般に電磁流量針は、流体の流れ方向に対して垂直に磁
界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検出
し、これに基づいて流体の流量を計測するように構成さ
れている。最近の電磁流量計は、交流励磁方式や直流励
磁方式に比して零点の安定性にすぐれている台形波励磁
や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のもの
が多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間で周期
的に切換えて、励磁電流が一定になったとき電極間に発
生する誘起電圧をそれぞれサンプリングした後隣り合っ
たサンプリング信号の差をとることにより、電気化学的
な直流電位や回路に基づくオフセット電圧による影響を
除去し、流体の流量に対応した信号を得ている。このよ
うな低同波励磁方式あ電磁流量計においても、励磁電流
が一定値に達してから十分な時間が経過した後サンプリ
ングしないと零点がドリフトする。これは電極間に発生
する誘起電圧に、流体の流量に比例した信号成分と電気
化学的な直流電位や回路によるオフセット成分の外に、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループで生ず
る電磁結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と電
極の界面電気二重層容量とで形成される一次遅れ回路に
よって生ずる一次連れノイズを含む励磁電流の切換えに
伴５ノイズ成分が重畳されており、このノイズ成分は励
磁２流を切換えるたびに極性が反転するので、隣り合う
サンプリング信号の差をとっても消去できず、しかも電
磁結合ノイズは短時間で零になるが、−次遅れノイズは
十分に時間が経過しないと零にならないためである。よ
って、零点の安定性の爾から考えると励磁周波数は低い
ほど有利であり、実用化されている電磁流量計には商用
電源周波数の１／！＄２ Ｋ選ばれているものもあるが
、励磁周波数をあまり低くすると応答性が遅くなったり
、制御ループを組んだときハンチングを生じたりする。
界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検出
し、これに基づいて流体の流量を計測するように構成さ
れている。最近の電磁流量計は、交流励磁方式や直流励
磁方式に比して零点の安定性にすぐれている台形波励磁
や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のもの
が多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間で周期
的に切換えて、励磁電流が一定になったとき電極間に発
生する誘起電圧をそれぞれサンプリングした後隣り合っ
たサンプリング信号の差をとることにより、電気化学的
な直流電位や回路に基づくオフセット電圧による影響を
除去し、流体の流量に対応した信号を得ている。このよ
うな低同波励磁方式あ電磁流量計においても、励磁電流
が一定値に達してから十分な時間が経過した後サンプリ
ングしないと零点がドリフトする。これは電極間に発生
する誘起電圧に、流体の流量に比例した信号成分と電気
化学的な直流電位や回路によるオフセット成分の外に、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループで生ず
る電磁結合ノイズと流体中を流れる渦電流が液抵抗と電
極の界面電気二重層容量とで形成される一次遅れ回路に
よって生ずる一次連れノイズを含む励磁電流の切換えに
伴５ノイズ成分が重畳されており、このノイズ成分は励
磁２流を切換えるたびに極性が反転するので、隣り合う
サンプリング信号の差をとっても消去できず、しかも電
磁結合ノイズは短時間で零になるが、−次遅れノイズは
十分に時間が経過しないと零にならないためである。よ
って、零点の安定性の爾から考えると励磁周波数は低い
ほど有利であり、実用化されている電磁流量計には商用
電源周波数の１／！＄２ Ｋ選ばれているものもあるが
、励磁周波数をあまり低くすると応答性が遅くなったり
、制御ループを組んだときハンチングを生じたりする。
さらに励磁周波数を低くすると、電気化学的な直流電位
の変化が問題となり、この変化を補償するための手厳が
新たに必要となる。
の変化が問題となり、この変化を補償するための手厳が
新たに必要となる。
本発明は、励磁コイルに正の励磁電流を流す期間Ｔ１と
負の励磁電流を流す期間Ｔ３との間にそれぞれ励磁電流
を流さない休止期間Ｔ２、Ｔ４を設け、信号処理回路に
正または負の励磁電流が流れている期間Ｔ１またはＴ５
に電極間に生ずる誘起電圧を増幅した後信号電圧ｖ１ま
たはＶＢとして取込むとともに、休止期間Ｔ２またはＴ
４に電極間に生ずる誘起電圧を増幅した後補償電圧ｖ２
またはｖ４として取込み、信号電圧ｖ１と補償電圧ｖ４
の差と、補償電圧ｖ２と信号電圧ｖ３との差を交互に出
力するようにして、零点の安定性および応答性にすぐれ
た低周波励磁方式の電磁流量計を実現したものである。
負の励磁電流を流す期間Ｔ３との間にそれぞれ励磁電流
を流さない休止期間Ｔ２、Ｔ４を設け、信号処理回路に
正または負の励磁電流が流れている期間Ｔ１またはＴ５
に電極間に生ずる誘起電圧を増幅した後信号電圧ｖ１ま
たはＶＢとして取込むとともに、休止期間Ｔ２またはＴ
４に電極間に生ずる誘起電圧を増幅した後補償電圧ｖ２
またはｖ４として取込み、信号電圧ｖ１と補償電圧ｖ４
の差と、補償電圧ｖ２と信号電圧ｖ３との差を交互に出
力するようにして、零点の安定性および応答性にすぐれ
た低周波励磁方式の電磁流量計を実現したものである。
第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接続図であ
る。図において、１は励磁回路で、直流定電流源１１と
この定電流源からの電流を切換えるスイッチ１２ｍ 、
１２ｂを有している。２は電磁流量計発信器で、励
磁コイル２１、流体が流れるパイプ２２および電％２５
ｍ 、 ２５．ｂを備えている。３は交流増幅器で、
電磁流量計発信器２の電極２５畠、２５ｂ間に誘起する
電圧ｅ８を増幅するものである。４は信号処理回路で、
増幅器３の出力ｅｂをサンプルホールドするサンプルホ
ールド回路４１鳳、４１ｂと、サンプルホールド回路４
１ｍ、４１ｂの出力Ｖａ％ｖｂの減算を行５演算回路４
２と、演算回路４２の出力Ｖｃをサンプルホールドする
サンプルホールド回路４３およびパルス発生器４４とか
らなっているサンプルホールド回路４１ｍ 、４１ｂは
サンプリングスイッチ８８ｍ。
る。図において、１は励磁回路で、直流定電流源１１と
この定電流源からの電流を切換えるスイッチ１２ｍ 、
１２ｂを有している。２は電磁流量計発信器で、励
磁コイル２１、流体が流れるパイプ２２および電％２５
ｍ 、 ２５．ｂを備えている。３は交流増幅器で、
電磁流量計発信器２の電極２５畠、２５ｂ間に誘起する
電圧ｅ８を増幅するものである。４は信号処理回路で、
増幅器３の出力ｅｂをサンプルホールドするサンプルホ
ールド回路４１鳳、４１ｂと、サンプルホールド回路４
１ｍ、４１ｂの出力Ｖａ％ｖｂの減算を行５演算回路４
２と、演算回路４２の出力Ｖｃをサンプルホールドする
サンプルホールド回路４３およびパルス発生器４４とか
らなっているサンプルホールド回路４１ｍ 、４１ｂは
サンプリングスイッチ８８ｍ。
ＳＳｂとホールド用コンデンサＯ鳳、Ｃｂとからなるも
のが示されており、サンプルホールド回路４３はサンプ
リングスイッチ８８ｃとホールド用プンデンサＯｃおよ
び演算増幅器ＯＰとからなるものが示されている。パル
ス発生器４４は、５０Ｈｚ または６０Ｈ！の部用交流
電源（図示せず）と同期し、スイッチ１２畠、１２ｂを
制御するパルスＰｌｉ、Ｐｌｂと、サンプリングスイッ
チ８８ｍ、ＳＳｂを制御するサンプリングパルスＰ２麿
、Ｐ２ｂ −Ｐ２ｅ ｓ Ｐ２ｄと、サンプリングスイ
ッチ８８ｃを制御するサンプリングパルスＰＳを発生す
る。なおＰ２ａとＰ２ｂはオアゲートＯＲ１を介して８
８ｍ Ｋ、 Ｐ２ｃとＰ２ｄはオアゲートＯＲ２を介し
て８８７、 Ｋそれぞれ加えられる。
のが示されており、サンプルホールド回路４３はサンプ
リングスイッチ８８ｃとホールド用プンデンサＯｃおよ
び演算増幅器ＯＰとからなるものが示されている。パル
ス発生器４４は、５０Ｈｚ または６０Ｈ！の部用交流
電源（図示せず）と同期し、スイッチ１２畠、１２ｂを
制御するパルスＰｌｉ、Ｐｌｂと、サンプリングスイッ
チ８８ｍ、ＳＳｂを制御するサンプリングパルスＰ２麿
、Ｐ２ｂ −Ｐ２ｅ ｓ Ｐ２ｄと、サンプリングスイ
ッチ８８ｃを制御するサンプリングパルスＰＳを発生す
る。なおＰ２ａとＰ２ｂはオアゲートＯＲ１を介して８
８ｍ Ｋ、 Ｐ２ｃとＰ２ｄはオアゲートＯＲ２を介し
て８８７、 Ｋそれぞれ加えられる。
とのよ５に構成した本発明の動作を第２図のタイムチャ
ートを参照して以下に説明する。まずスイッチ１２ｍ、
１２ｂは第２図（イ）、（ロ）に示す如き駆動パルスＰ
１ｍ、Ｐｌｂで制御され、Ｐ１□がオンとなっているＴ
１期間には定電流源１１から電流Ｘ３を正方−向に、
ｐｌｌ）がオンとなっているＴ３期間には逆方向に切換
えて励磁コイル２１に流し、Ｐｌｍ、Ｐｌｂがともにオ
フとなっているＴ２期間およびＴ４期間には励磁フィル
２１ Ｋ電流を流さない。よって励磁コイル２１には第
２図（→に示すように休止期間Ｔ２、Ｔ４を有する励磁
電流Ｉｔが供給される。なお励磁周期τは商用交流電源
周期Ｔの整数倍に選ばれている。励磁電流Ｉｗはスイッ
チ１２詭、１２ｂで切換えられたとき、励磁フィルのイ
ンダクタンスと抵抗による時定数で第２図（ハ）のよう
に立上り、立下り部分で遅れを伴ったのち定常値となる
。発信器２の電極２５１．２５ｂ間には第２図に）Ｋ示
すように励磁電流ＩｗＫ応じた誘起電圧ｅ１が発生する
。誘起電圧ｅｐｉｃは、パイプ２２を流れる流体の流量
ＰＫ比例した信号成分Ｖｓの外に、第３図の拡大波形図
忙斜線で示す如きノイズ成分Ｖｎ１〜Ｖｎ４と、電気化
学的な直流電位や回路によるオフセット電圧成分ＶｎＯ
とが重畳されている。ノイズ成分Ｖｎ１〜Ｖｚ＋４は、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループで生ず
る電磁結合ノイズと、流体中を流れる渦電流が液抵抗と
電極の昇天電気二重層容量とで形成される一次遅れ回路
によって生ずる一次遅れノイズを含んでいる。その結果
圧の励磁電流が流れている期間Ｔ１の誘起電圧ｅ１１は
流体の流量に比例した正の信号成分Ｖ−とオフセット成
分ＶｆｉＱとノイズ成分Ｖｎ１との和（Ｖａ ＋ＶｎＯ
＋Ｖ＋１ ）となり、休止期間Ｔ２の誘起電圧ｅｍ２は
オフセット電圧Ｖｎｏと負のノイズ成分−ｖｎ２との和
（ＶｎｏＶｎ２）となり、負の励磁電流が流れている期
間Ｔ３の誘起電圧ｅ８３は流体の流量に比例した負の信
号成分−ｖｓとオフセット成分ＶｎＱおよび負のノイズ
成分−Ｖａ５の和（ＶＨ）−Ｖａ３−Ｖｌ）となり、休
止期間Ｔ４の誘起電圧ｅｍ４はオフセット電圧ｖｎｏと
正のノイズ電圧Ｖｎ４との和（ＶｎＯ＋ Ｖａ４ ）と
なる。そして正または負の励磁電流が流れている期間’
ｒ１ 、Ｔ５の誘起電圧ｅ１．１、ｅｌｓが交流増幅器
３で増幅された後信号電圧ｖ１、■３として信号処理回
路４に与えられ、励磁電流が流れない休止期間Ｔ２、Ｔ
４の誘起電圧θ哀２、θ農４が交流増幅器３で増幅され
た後補償電圧ｖ２、ｖ４として信号処理回路４に与えら
れる。信号処理回路４においては、第２図（ホ）、（へ
）、（ト）、（イ）Ｋ示す如きタイミングで発生するサ
ンプリングパルスＰ２ｍ、Ｐ２ｂ 、 Ｐ２ｃ 、 Ｐ
２ｄ Ｋよって、サンプルホールド回路４１ｍには第２
図（ＩＪ） Ｋ示すように信号電圧ｖ１と補償電圧ｖ２
とが交互にホールドされ、サンプルホールド回路４１ｂ
には第２図０）に示すよ５に信号電圧ｖ３と補償電圧ｖ
４とが交互にホールドされる。サンプルホールド回路４
１思、４１ｂの出力電圧Ｖａ、ｖｂは演算回路４２に加
えられて（Ｖａ−ｖｂ）なる減算が行われ、演算回路４
２の出力端には第２図ＱＯに示す如き波形の電圧ｖｃが
得られる。その結果第２図ｐｔ＋のａの期間では信号電
圧ｖ１と補償電圧ｖ４との差Ｖｃ１が出力され、ｂの期
間では補償電圧■２と信号電圧ｖ３との差ＶＣ２が出力
される。よって、Ｖｃｌ、Ｖａ２はそれぞれ次式に示す
ように、 Ｖｃ１＝ＶＩ Ｖ４”ｋ（Ｖｓ＋Ｖｎ１−Ｖａ４）・
−・（１Ｖｃ２ ＝ Ｖ２ ｖｓ ＝ ｋ （Ｖｓ
−Ｖａ２ ＋Ｖｎ５） ・・・−・・（ｚ）ただし、
ｋは交流増幅Ｗｈ５のゲイン となり、オフセット成分ＶｎＯの影響は除去される。
ートを参照して以下に説明する。まずスイッチ１２ｍ、
１２ｂは第２図（イ）、（ロ）に示す如き駆動パルスＰ
１ｍ、Ｐｌｂで制御され、Ｐ１□がオンとなっているＴ
１期間には定電流源１１から電流Ｘ３を正方−向に、
ｐｌｌ）がオンとなっているＴ３期間には逆方向に切換
えて励磁コイル２１に流し、Ｐｌｍ、Ｐｌｂがともにオ
フとなっているＴ２期間およびＴ４期間には励磁フィル
２１ Ｋ電流を流さない。よって励磁コイル２１には第
２図（→に示すように休止期間Ｔ２、Ｔ４を有する励磁
電流Ｉｔが供給される。なお励磁周期τは商用交流電源
周期Ｔの整数倍に選ばれている。励磁電流Ｉｗはスイッ
チ１２詭、１２ｂで切換えられたとき、励磁フィルのイ
ンダクタンスと抵抗による時定数で第２図（ハ）のよう
に立上り、立下り部分で遅れを伴ったのち定常値となる
。発信器２の電極２５１．２５ｂ間には第２図に）Ｋ示
すように励磁電流ＩｗＫ応じた誘起電圧ｅ１が発生する
。誘起電圧ｅｐｉｃは、パイプ２２を流れる流体の流量
ＰＫ比例した信号成分Ｖｓの外に、第３図の拡大波形図
忙斜線で示す如きノイズ成分Ｖｎ１〜Ｖｎ４と、電気化
学的な直流電位や回路によるオフセット電圧成分ＶｎＯ
とが重畳されている。ノイズ成分Ｖｎ１〜Ｖｚ＋４は、
励磁電流の切換時に電極と電極リード間のループで生ず
る電磁結合ノイズと、流体中を流れる渦電流が液抵抗と
電極の昇天電気二重層容量とで形成される一次遅れ回路
によって生ずる一次遅れノイズを含んでいる。その結果
圧の励磁電流が流れている期間Ｔ１の誘起電圧ｅ１１は
流体の流量に比例した正の信号成分Ｖ−とオフセット成
分ＶｆｉＱとノイズ成分Ｖｎ１との和（Ｖａ ＋ＶｎＯ
＋Ｖ＋１ ）となり、休止期間Ｔ２の誘起電圧ｅｍ２は
オフセット電圧Ｖｎｏと負のノイズ成分−ｖｎ２との和
（ＶｎｏＶｎ２）となり、負の励磁電流が流れている期
間Ｔ３の誘起電圧ｅ８３は流体の流量に比例した負の信
号成分−ｖｓとオフセット成分ＶｎＱおよび負のノイズ
成分−Ｖａ５の和（ＶＨ）−Ｖａ３−Ｖｌ）となり、休
止期間Ｔ４の誘起電圧ｅｍ４はオフセット電圧ｖｎｏと
正のノイズ電圧Ｖｎ４との和（ＶｎＯ＋ Ｖａ４ ）と
なる。そして正または負の励磁電流が流れている期間’
ｒ１ 、Ｔ５の誘起電圧ｅ１．１、ｅｌｓが交流増幅器
３で増幅された後信号電圧ｖ１、■３として信号処理回
路４に与えられ、励磁電流が流れない休止期間Ｔ２、Ｔ
４の誘起電圧θ哀２、θ農４が交流増幅器３で増幅され
た後補償電圧ｖ２、ｖ４として信号処理回路４に与えら
れる。信号処理回路４においては、第２図（ホ）、（へ
）、（ト）、（イ）Ｋ示す如きタイミングで発生するサ
ンプリングパルスＰ２ｍ、Ｐ２ｂ 、 Ｐ２ｃ 、 Ｐ
２ｄ Ｋよって、サンプルホールド回路４１ｍには第２
図（ＩＪ） Ｋ示すように信号電圧ｖ１と補償電圧ｖ２
とが交互にホールドされ、サンプルホールド回路４１ｂ
には第２図０）に示すよ５に信号電圧ｖ３と補償電圧ｖ
４とが交互にホールドされる。サンプルホールド回路４
１思、４１ｂの出力電圧Ｖａ、ｖｂは演算回路４２に加
えられて（Ｖａ−ｖｂ）なる減算が行われ、演算回路４
２の出力端には第２図ＱＯに示す如き波形の電圧ｖｃが
得られる。その結果第２図ｐｔ＋のａの期間では信号電
圧ｖ１と補償電圧ｖ４との差Ｖｃ１が出力され、ｂの期
間では補償電圧■２と信号電圧ｖ３との差ＶＣ２が出力
される。よって、Ｖｃｌ、Ｖａ２はそれぞれ次式に示す
ように、 Ｖｃ１＝ＶＩ Ｖ４”ｋ（Ｖｓ＋Ｖｎ１−Ｖａ４）・
−・（１Ｖｃ２ ＝ Ｖ２ ｖｓ ＝ ｋ （Ｖｓ
−Ｖａ２ ＋Ｖｎ５） ・・・−・・（ｚ）ただし、
ｋは交流増幅Ｗｈ５のゲイン となり、オフセット成分ＶｎＯの影響は除去される。
そして、励磁電流の立上り、立下り時間を一定に保ち、
励磁電流が流れている期間ＴＩ、Ｔ！ｌと休止期間Ｔ２
、Ｔ４をＴＩ ＝π＝’ｒ５−７４に、またサンプリン
グパルスＰ２麿、ｐ２ｂ 、 Ｐ２ｃ 、Ｐ２ｄを発生
するタイミング時間Ｔｓ１、Ｖｓ２、Ｖｓ３、Ｖｓ４を
Ｔ＊１＝ Ｔ＊２＝’ｆ＠５−ＴＩ４ Ｋ選んでやれば
、はぼＶｎｌ−Ｖａ２ ””Ｖａ３−Ｖａ４となるので
、Ｖｃｌ ＋ ｋ’ｓ 、 Ｖａ２ ＋ ｋ’ｓとなり
、ノイズ電圧Ｖｎ１〜Ｖｎ４の影響も除去され、流体の
流量に比例した信号成分Ｖｓのみとなる。この演算回路
４２の出力Ｖｃ１ 、ＶＯ２が第２図（４）Ｋ示す如き
タイミングで発生するサンプリングツくルスＰ３によっ
てサンプルホールド回路４３に交互にホールドされ、そ
の出力端に流体の流量に比例した信号成分Ｖｓ Ｋ関連
した出力電圧Ｖｏが取り出される。
励磁電流が流れている期間ＴＩ、Ｔ！ｌと休止期間Ｔ２
、Ｔ４をＴＩ ＝π＝’ｒ５−７４に、またサンプリン
グパルスＰ２麿、ｐ２ｂ 、 Ｐ２ｃ 、Ｐ２ｄを発生
するタイミング時間Ｔｓ１、Ｖｓ２、Ｖｓ３、Ｖｓ４を
Ｔ＊１＝ Ｔ＊２＝’ｆ＠５−ＴＩ４ Ｋ選んでやれば
、はぼＶｎｌ−Ｖａ２ ””Ｖａ３−Ｖａ４となるので
、Ｖｃｌ ＋ ｋ’ｓ 、 Ｖａ２ ＋ ｋ’ｓとなり
、ノイズ電圧Ｖｎ１〜Ｖｎ４の影響も除去され、流体の
流量に比例した信号成分Ｖｓのみとなる。この演算回路
４２の出力Ｖｃ１ 、ＶＯ２が第２図（４）Ｋ示す如き
タイミングで発生するサンプリングツくルスＰ３によっ
てサンプルホールド回路４３に交互にホールドされ、そ
の出力端に流体の流量に比例した信号成分Ｖｓ Ｋ関連
した出力電圧Ｖｏが取り出される。
このように本発明においては、零点のドリフトの原因と
なるノイズ成分を有効に除去して〜るので、励磁周波数
を低くすることなくすなわち応答性を犠牲にすることな
く零点の安定性が得られる。
なるノイズ成分を有効に除去して〜るので、励磁周波数
を低くすることなくすなわち応答性を犠牲にすることな
く零点の安定性が得られる。
しかもＶｃｌとＶａ２を交互に出力しているので、信号
電圧ｖ１とｖｓの差をとる従来の方式のものに比して同
じ励磁周波数の場合でも応答性は２倍になる。
電圧ｖ１とｖｓの差をとる従来の方式のものに比して同
じ励磁周波数の場合でも応答性は２倍になる。
また本発明では、励磁電流を流さない休止期間を設けて
いるので、消費電力を少なくできる利点がある。さらに
本発明では、励磁電流を流す期間Ｔ１、Ｔ５および励磁
電流を流さない期間Ｔ２、Ｔ４をそれぞれ商用交流電源
周期Ｔの整数倍１Ｔに選ぶことにより、第４図に示すよ
５に商用電源周波数ノイズの影響なり１〜ｖ４が同様に
受け、サンプリングパルスＰ２ａ〜Ｐ２ｄを発生するタ
イミングＴｓ１〜Ｔｓ４が等しく選んで、（Ｖｌ−Ｖ４
）および（ｖ２−’ｖ３）なる演算を行っているので、
その影響は除去される。
いるので、消費電力を少なくできる利点がある。さらに
本発明では、励磁電流を流す期間Ｔ１、Ｔ５および励磁
電流を流さない期間Ｔ２、Ｔ４をそれぞれ商用交流電源
周期Ｔの整数倍１Ｔに選ぶことにより、第４図に示すよ
５に商用電源周波数ノイズの影響なり１〜ｖ４が同様に
受け、サンプリングパルスＰ２ａ〜Ｐ２ｄを発生するタ
イミングＴｓ１〜Ｔｓ４が等しく選んで、（Ｖｌ−Ｖ４
）および（ｖ２−’ｖ３）なる演算を行っているので、
その影響は除去される。
第５図は本発明電磁流量計の他の実施例を示す接続図で
、第１図の実施例と異るところは、信号処理回路４のサ
ンプルホールド回路４１１．４１ｂの代りに積分回路４
５ｍ、４５１）を用いた点である。積分回路４５ｍ（４
５、ｂ）は、抵抗−１（Ｒｈ）、演算増幅器０２１厘（
ＯＰｌｂ）、ＯＦ２厳（ＯＰｌｂ） の帰還回路に接
続された積分用コンデンサ０１ｍ（０＋ｂ）、入力積分
時間を制御するタイミングスイッチＴｅａ （’ｒｓｂ
）および積分値をリセットするリセットスイッチＲ８ａ
（Ｒ８ｂ）を有している。そしてサンプリングパルス
Ｐ２ａ。
、第１図の実施例と異るところは、信号処理回路４のサ
ンプルホールド回路４１１．４１ｂの代りに積分回路４
５ｍ、４５１）を用いた点である。積分回路４５ｍ（４
５、ｂ）は、抵抗−１（Ｒｈ）、演算増幅器０２１厘（
ＯＰｌｂ）、ＯＦ２厳（ＯＰｌｂ） の帰還回路に接
続された積分用コンデンサ０１ｍ（０＋ｂ）、入力積分
時間を制御するタイミングスイッチＴｅａ （’ｒｓｂ
）および積分値をリセットするリセットスイッチＲ８ａ
（Ｒ８ｂ）を有している。そしてサンプリングパルス
Ｐ２ａ。
Ｐ２ｂが加わる毎にオンとなるタイミングスイッチＴ８
ａ Ｋよって、積分回路４ＳＳには信号電圧ｖ１と補償
電圧ｖ２とが交互に一定時間ｔｓづつ積分され、サンプ
リングパルスＰ２ｃ 、 ｐ２ｄが加わる毎にオンとな
るタイミングスイッチＴａｂによって、積分回路４５ｂ
には補償電圧ｖ２と信号電圧ｖ５とが交互に一定時間ｔ
ｓづつ積分される。なお積分回路４５１．４５ｂはリセ
ットパルスＰ４ｍ、Ｐ４ｂ Ｋよって、ｖｌ、ｖ２、ｖ
３、ｖ４を積分する前にはリセットされる。積分回路４
５ａ１４５ｂの出力Ｖａ 、 Ｗｂは演算回路４２に加
えられて（Ｖｂ −Ｖａ ） Ｋな減算が行われ、演算
回路４２の出力端にはｖｃが得られる。その結果信号電
圧ｖ１の積分電圧Ｖ１ｍと補償電圧ｖ４の積分電圧Ｖ４
ｍとの差Ｖｃ１ｍと、電圧ｖ２の積分電圧ｖ２ｍと信号
電圧ｖ３の積分電圧Ｖｉｍとの差Ｖｃ２ｍとが交互に出
力される。よって、Ｖｃｌａ、Ｖｃ２ｍはそれぞれ次式
に示すようＫ、 Ｖｃｌａ ＝Ｖ１ａ −Ｖ４ｍ ＝ （Ｖｉ ＋
Ｖｎ１−Ｖｎ４ ） ・・・（３）Ｖｃ２ａ ＝ Ｖ２
ｍ Ｖ５ｍ ＝ １「（Ｖｓ −Ｖａ２ ＋ Ｖａ３
） −−（４まただし、Ｏ＝ ０１ｍ ＝ ０１ｂ 几 ＝ Ｒａ ＝ Ｒｂ ｔｓ：積分時間 となり、しかもＶｒ＋ｌ ＝ Ｖａ２ ＝ Ｖａ５ ＝
Ｖａ４にできるノテ、Ｖｅ４ｍ＝＝ヤＸ Ｖａ 、Ｖ
ｃ２ａ ：８：”ｃａ Ｖｓ トナッ””−ｔ ７セツ
ト電圧ＶｎＯおよびノイズ電圧Ｖｎ１〜Ｖｎ４の影響は
除去される。この電圧Ｖｃ１ｍ、ｖｃ２ａがサンプリン
グパルスＰ５によってサンプルホールド回路４３に交互
にホールドされ、その出力端に流体の流量に比例した信
号成分Ｖｓのみ釦関連した出力電圧Ｖｎを得ることがで
きる。この実施例においては積分時間ｔｓを商用交流電
源周期Ｔの整数倍に選ぶことＫよって′商用電源周波数
ノイズの影響を除去できる。また励磁電流Ｉｗの立上り
、立下り時間を一定に保ち、Ｔ１＝ Ｔ２ ＝ ’ｒ５
− ’ｌ’４およびＴｓｌ ＝ Ｔａ２ ＝Ｔｓ５ ＝
Ｔａ２ Ｋ選び、Ｖｎｌ ＝ Ｖｒ＋２ ＝ Ｖａ５
＝ Ｖａ４としてノイズ電圧Ｖｎ１〜Ｖｎ４の影響を
除去する場合な例示したが、励磁電流１ｗの立上り、立
下り時間の差などによってＶｎｌ ＝ Ｖａ２− Ｗａ
ｇ ＝ Ｖａ４の関係を満足しない場合には、Ｔｓｌ
、 Ｔａ２、Ｔａ２、Ｔａ２を調整することによってＶ
＋１ ＝ Ｖａ２− Ｖａ５ ＝ Ｖａ４ ）関係を満
足させることができる。例えばＴａ２を短かくすればＶ
ａ２が増加し、長くすれば’Ｖｎ２が減少する。この場
合は特Ｋ Ｔ１＝ Ｔ２ ＝ Ｔ５ ＝ Ｔ４でなくて
もよい。さらに第６図に示すように、積分回路４５の前
段に、切換スイッチ４６および反転増幅器４７を設けて
、スイッチ４６がａ側のとき信号電圧ｖ１と補償電圧ｖ
２とを反転増幅器４７で反転した後積分回路４５に加え
、スイッチ４６がｂ側のとき信号電圧Ｖ５と補償電圧ｖ
４とを積分回路４５に加え、第７図に示すようＫ（Ｖ４
−ｖｌ）と（Ｖ５−Ｖ２）を交互忙積分するよう圧して
もよい。この場合演算回路４２は省略できる。
ａ Ｋよって、積分回路４ＳＳには信号電圧ｖ１と補償
電圧ｖ２とが交互に一定時間ｔｓづつ積分され、サンプ
リングパルスＰ２ｃ 、 ｐ２ｄが加わる毎にオンとな
るタイミングスイッチＴａｂによって、積分回路４５ｂ
には補償電圧ｖ２と信号電圧ｖ５とが交互に一定時間ｔ
ｓづつ積分される。なお積分回路４５１．４５ｂはリセ
ットパルスＰ４ｍ、Ｐ４ｂ Ｋよって、ｖｌ、ｖ２、ｖ
３、ｖ４を積分する前にはリセットされる。積分回路４
５ａ１４５ｂの出力Ｖａ 、 Ｗｂは演算回路４２に加
えられて（Ｖｂ −Ｖａ ） Ｋな減算が行われ、演算
回路４２の出力端にはｖｃが得られる。その結果信号電
圧ｖ１の積分電圧Ｖ１ｍと補償電圧ｖ４の積分電圧Ｖ４
ｍとの差Ｖｃ１ｍと、電圧ｖ２の積分電圧ｖ２ｍと信号
電圧ｖ３の積分電圧Ｖｉｍとの差Ｖｃ２ｍとが交互に出
力される。よって、Ｖｃｌａ、Ｖｃ２ｍはそれぞれ次式
に示すようＫ、 Ｖｃｌａ ＝Ｖ１ａ −Ｖ４ｍ ＝ （Ｖｉ ＋
Ｖｎ１−Ｖｎ４ ） ・・・（３）Ｖｃ２ａ ＝ Ｖ２
ｍ Ｖ５ｍ ＝ １「（Ｖｓ −Ｖａ２ ＋ Ｖａ３
） −−（４まただし、Ｏ＝ ０１ｍ ＝ ０１ｂ 几 ＝ Ｒａ ＝ Ｒｂ ｔｓ：積分時間 となり、しかもＶｒ＋ｌ ＝ Ｖａ２ ＝ Ｖａ５ ＝
Ｖａ４にできるノテ、Ｖｅ４ｍ＝＝ヤＸ Ｖａ 、Ｖ
ｃ２ａ ：８：”ｃａ Ｖｓ トナッ””−ｔ ７セツ
ト電圧ＶｎＯおよびノイズ電圧Ｖｎ１〜Ｖｎ４の影響は
除去される。この電圧Ｖｃ１ｍ、ｖｃ２ａがサンプリン
グパルスＰ５によってサンプルホールド回路４３に交互
にホールドされ、その出力端に流体の流量に比例した信
号成分Ｖｓのみ釦関連した出力電圧Ｖｎを得ることがで
きる。この実施例においては積分時間ｔｓを商用交流電
源周期Ｔの整数倍に選ぶことＫよって′商用電源周波数
ノイズの影響を除去できる。また励磁電流Ｉｗの立上り
、立下り時間を一定に保ち、Ｔ１＝ Ｔ２ ＝ ’ｒ５
− ’ｌ’４およびＴｓｌ ＝ Ｔａ２ ＝Ｔｓ５ ＝
Ｔａ２ Ｋ選び、Ｖｎｌ ＝ Ｖｒ＋２ ＝ Ｖａ５
＝ Ｖａ４としてノイズ電圧Ｖｎ１〜Ｖｎ４の影響を
除去する場合な例示したが、励磁電流１ｗの立上り、立
下り時間の差などによってＶｎｌ ＝ Ｖａ２− Ｗａ
ｇ ＝ Ｖａ４の関係を満足しない場合には、Ｔｓｌ
、 Ｔａ２、Ｔａ２、Ｔａ２を調整することによってＶ
＋１ ＝ Ｖａ２− Ｖａ５ ＝ Ｖａ４ ）関係を満
足させることができる。例えばＴａ２を短かくすればＶ
ａ２が増加し、長くすれば’Ｖｎ２が減少する。この場
合は特Ｋ Ｔ１＝ Ｔ２ ＝ Ｔ５ ＝ Ｔ４でなくて
もよい。さらに第６図に示すように、積分回路４５の前
段に、切換スイッチ４６および反転増幅器４７を設けて
、スイッチ４６がａ側のとき信号電圧ｖ１と補償電圧ｖ
２とを反転増幅器４７で反転した後積分回路４５に加え
、スイッチ４６がｂ側のとき信号電圧Ｖ５と補償電圧ｖ
４とを積分回路４５に加え、第７図に示すようＫ（Ｖ４
−ｖｌ）と（Ｖ５−Ｖ２）を交互忙積分するよう圧して
もよい。この場合演算回路４２は省略できる。
なお上述の実施例では、信号処理回路４の出力段にサン
プルホールド回路４３を用いる場合を例示したが、第８
図に示すようにマイクロプロセッサ４８を用いてもよい
。第８図においては、積分回路４５の出力ＶａがＡ／Ｄ
変換器４９履でディジタル信号に変換されてマイクロプ
ロセッサ４８に与えられ、マイクロプロセッサ４Ｂで所
望の処理を行った後アナジグの出力電圧ｖｏが必要な場
合はＤ／Ａ変換器４９ｂを介して出力される。この場合
、マイクロプロセッサ４８には、第６図と同様ＫＶ１〜
ｖ４を積分回路４５で加算積分した結果（Ｖｌａ−Ｖ４
ｍ）と（Ｖ２ａ −Ｖ５ａ ）を交互にＡ／Ｄ変換器４
９ｍでディジタル信号に変換して与えてもよいが、第９
図のタイムチャートに示すように、■１、ｖ２、ｖ３、
ｖ４を個々に積分回路４４で積分した値をそれぞれＡ／
Ｄ変換器４９ａでディジタル信号に変換して与え、マイ
クロプロセッサ４８で実質的に（Ｖｌａ −１４ｍ ）
と（Ｖ２ａ −Ｖ５ａ ）を交互にディジタル演算を行
い ｔｓｋ ｖ、 を求めても０１′ＥＬ１ よい。このとき積分回路４５に基準電圧Ｖ「をパルスＰ
虻・で駆動されるスイッチＴ８’を介して第９図に示す
ように一定時間Ｂ’・だけ積分した値もＡ／Ｄ変換器４
？、を介してマイクロプロセッサ４日に与え、ｔｓｋ
Ｖ、／ ｔｓ’ ｙｒなるディジタル演算を行うよ０
１ Ｒ１０１Ｒ１ うにすれば、積分回路４５の特性の影響を除去で弾る。
プルホールド回路４３を用いる場合を例示したが、第８
図に示すようにマイクロプロセッサ４８を用いてもよい
。第８図においては、積分回路４５の出力ＶａがＡ／Ｄ
変換器４９履でディジタル信号に変換されてマイクロプ
ロセッサ４８に与えられ、マイクロプロセッサ４Ｂで所
望の処理を行った後アナジグの出力電圧ｖｏが必要な場
合はＤ／Ａ変換器４９ｂを介して出力される。この場合
、マイクロプロセッサ４８には、第６図と同様ＫＶ１〜
ｖ４を積分回路４５で加算積分した結果（Ｖｌａ−Ｖ４
ｍ）と（Ｖ２ａ −Ｖ５ａ ）を交互にＡ／Ｄ変換器４
９ｍでディジタル信号に変換して与えてもよいが、第９
図のタイムチャートに示すように、■１、ｖ２、ｖ３、
ｖ４を個々に積分回路４４で積分した値をそれぞれＡ／
Ｄ変換器４９ａでディジタル信号に変換して与え、マイ
クロプロセッサ４８で実質的に（Ｖｌａ −１４ｍ ）
と（Ｖ２ａ −Ｖ５ａ ）を交互にディジタル演算を行
い ｔｓｋ ｖ、 を求めても０１′ＥＬ１ よい。このとき積分回路４５に基準電圧Ｖ「をパルスＰ
虻・で駆動されるスイッチＴ８’を介して第９図に示す
ように一定時間Ｂ’・だけ積分した値もＡ／Ｄ変換器４
？、を介してマイクロプロセッサ４日に与え、ｔｓｋ
Ｖ、／ ｔｓ’ ｙｒなるディジタル演算を行うよ０
１ Ｒ１０１Ｒ１ うにすれば、積分回路４５の特性の影響を除去で弾る。
なお第８図においては、積分回路４５と人／Ｄ変換器４
９ｍとを用いてマイクロプロセッサ４Ｂに信号を与える
場合を例示しであるが、積分回路４５０代りに電圧、周
波数変換器を用い、人／Ｄ変換器４９゜０代りにカウン
タを用いてマイクロプロセッサ４８に与えてもよく、積
分回路４５０代りに電圧パルス幅変換回路を用い、Ａ／
Ｄ変換器４９ｍの代りに基準クロックおよびカウンタを
用いてもよく、さら忙積分回路４５と入／Ｄ変換器４９
の代りに二重積分形人／Ｄ変換器を利用してマイクロプ
ロセッサ４８に信号を与えてもよい。
９ｍとを用いてマイクロプロセッサ４Ｂに信号を与える
場合を例示しであるが、積分回路４５０代りに電圧、周
波数変換器を用い、人／Ｄ変換器４９゜０代りにカウン
タを用いてマイクロプロセッサ４８に与えてもよく、積
分回路４５０代りに電圧パルス幅変換回路を用い、Ａ／
Ｄ変換器４９ｍの代りに基準クロックおよびカウンタを
用いてもよく、さら忙積分回路４５と入／Ｄ変換器４９
の代りに二重積分形人／Ｄ変換器を利用してマイクロプ
ロセッサ４８に信号を与えてもよい。
また第８図においては、励磁回路１として励磁電流Ｉｗ
Ｋ関連した電圧ｍｌと設定電圧Ｂｒとの差を誤差増幅善
人で増幅した電圧１ｉｉｃと、三角波電圧発生回路ＯＳ
の出力Ｂｓとを比較器ＣＰで比較し、その比較結果Ｅｐ
を一方の入力釦駆動パルスＰ１ｍまたはＰｌｂが加えら
れているアントゲ−） Ｇ１ 、 Ｇ２の他方の入力に
共通に与え、Ｇ１、Ｇ２ の出力に応じて励磁電流の方
向を切換えるスイッチ１２ＪＩ’ 、 １２ｂ’をオン
オフ制御し、励磁電流の定常値を一定値に保つようにし
て、励磁回路の電力損失を小さクシて効率をよくしたも
のである。なおダイオードＤ１〜Ｄ４はスイッチ１２麿
−１１２ｂ’がオフのとき励磁コイル２１に蓄積された
磁気的エネルギを放出し励磁電流Ｔｗを流し続けるため
のものである。
Ｋ関連した電圧ｍｌと設定電圧Ｂｒとの差を誤差増幅善
人で増幅した電圧１ｉｉｃと、三角波電圧発生回路ＯＳ
の出力Ｂｓとを比較器ＣＰで比較し、その比較結果Ｅｐ
を一方の入力釦駆動パルスＰ１ｍまたはＰｌｂが加えら
れているアントゲ−） Ｇ１ 、 Ｇ２の他方の入力に
共通に与え、Ｇ１、Ｇ２ の出力に応じて励磁電流の方
向を切換えるスイッチ１２ＪＩ’ 、 １２ｂ’をオン
オフ制御し、励磁電流の定常値を一定値に保つようにし
て、励磁回路の電力損失を小さクシて効率をよくしたも
のである。なおダイオードＤ１〜Ｄ４はスイッチ１２麿
−１１２ｂ’がオフのとき励磁コイル２１に蓄積された
磁気的エネルギを放出し励磁電流Ｔｗを流し続けるため
のものである。
なお上述では、励磁回路１として矩形波で励磁する場合
を例示したが、台形波や商用交流電源を周波数変換した
後整流して得た波形のもの等必要に応じて種々の波形の
ものを用いることができる。
を例示したが、台形波や商用交流電源を周波数変換した
後整流して得た波形のもの等必要に応じて種々の波形の
ものを用いることができる。
以上説明したように本発明においては、励磁コイル忙正
の励磁電流を流す期間と負の励磁電流を流す期間との間
に励磁電流を流さない休止期間を設；す、正または負の
励磁電流が流れている期間忙電極間に生ずる誘起電圧を
増幅した後信号電圧ｖ１、ｖ３として信号処理回路に与
え、休止期間に生ずる誘起電圧を増幅した後補償電圧ｖ
２、ｖ４として信号処理回路に与えて、（ｖｌ −ｖ４
）と（Ｖ２−Ｖｓ ） ｔｘ ル演算結果を交互に出
力するよさにして、零点の安鷺性にすぐれた低周波励磁
方式の電磁流量計を実現したものである。よって本発明
の電磁流量計を用いて制御ループを構成すれば、制御ル
ープはノ〜ンチングを生ずることは安定化する。
の励磁電流を流す期間と負の励磁電流を流す期間との間
に励磁電流を流さない休止期間を設；す、正または負の
励磁電流が流れている期間忙電極間に生ずる誘起電圧を
増幅した後信号電圧ｖ１、ｖ３として信号処理回路に与
え、休止期間に生ずる誘起電圧を増幅した後補償電圧ｖ
２、ｖ４として信号処理回路に与えて、（ｖｌ −ｖ４
）と（Ｖ２−Ｖｓ ） ｔｘ ル演算結果を交互に出
力するよさにして、零点の安鷺性にすぐれた低周波励磁
方式の電磁流量計を実現したものである。よって本発明
の電磁流量計を用いて制御ループを構成すれば、制御ル
ープはノ〜ンチングを生ずることは安定化する。
第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接続図、第
２図〜第４図はその動作説明図、第５図３・・・交流増
幅器、４・・・信号処理回路。 第 Ｊ 川 Ｆｚｔｔ
２図〜第４図はその動作説明図、第５図３・・・交流増
幅器、４・・・信号処理回路。 第 Ｊ 川 Ｆｚｔｔ
Claims (1)
- 励磁コイルに正の励磁電流と負の励磁電流とを周期的に
切換えて流し、かつ正の励磁電流を流す期間Ｔ１と負の
励磁電流を流す期間Ｔ６の間に励磁電流を流さない休止
期間Ｔ２、Ｔ４が設けられている電磁流置針発信器と、
この発信器からの正の励磁電流が流れている期間Ｔ１に
おける誘起電圧を信号電圧ｖ１とし、休止期間７２にお
ける誘起電圧を補償電圧ｖ２とし、負の励磁電流が流れ
ている期間ＴｓＫおける誘起電圧を信号電圧ｖ３とし、
休止期間Ｔ４における誘起電圧を補償電圧ｖ４としてそ
れぞれ取込み、信号電圧ｖ１と補償電圧ｖ４との差と、
補償電圧ｖ２と信号電圧ｖ３との差を交互に出力する信
号処理回路とを備えたことを特徴とする電磁流量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11406981A JPS5815122A (ja) | 1981-07-21 | 1981-07-21 | 電磁流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11406981A JPS5815122A (ja) | 1981-07-21 | 1981-07-21 | 電磁流量計 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5815122A true JPS5815122A (ja) | 1983-01-28 |
Family
ID=14628251
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11406981A Pending JPS5815122A (ja) | 1981-07-21 | 1981-07-21 | 電磁流量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5815122A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0791806A2 (en) * | 1996-02-26 | 1997-08-27 | Aichi Tokei Denki Co., Ltd. | Electromagnetic flow meter removing influence of fluctuation in direct-current offset voltage |
| DE102016124976A1 (de) * | 2016-12-20 | 2018-06-21 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum Betreiben eines magnetisch-induktiven Durchflussmessgeräts und ein solches Durchflussmessgerät |
| DE102017107417A1 (de) * | 2017-04-06 | 2018-10-11 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum Regeln eines in einer Spulenanordnung fließenden Spulenstroms und eine Schaltungsanordnung |
| CN111397676A (zh) * | 2020-04-23 | 2020-07-10 | 上海市计量测试技术研究院 | 一种智能电磁流量计信号处理方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5375966A (en) * | 1976-12-15 | 1978-07-05 | Hokushin Electric Works | Electromagnetic flow meter |
-
1981
- 1981-07-21 JP JP11406981A patent/JPS5815122A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5375966A (en) * | 1976-12-15 | 1978-07-05 | Hokushin Electric Works | Electromagnetic flow meter |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0791806A2 (en) * | 1996-02-26 | 1997-08-27 | Aichi Tokei Denki Co., Ltd. | Electromagnetic flow meter removing influence of fluctuation in direct-current offset voltage |
| EP0791806A3 (en) * | 1996-02-26 | 1998-02-04 | Aichi Tokei Denki Co., Ltd. | Electromagnetic flow meter removing influence of fluctuation in direct-current offset voltage |
| DE102016124976A1 (de) * | 2016-12-20 | 2018-06-21 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum Betreiben eines magnetisch-induktiven Durchflussmessgeräts und ein solches Durchflussmessgerät |
| US11085802B2 (en) | 2016-12-20 | 2021-08-10 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Method of operating a magnetic-inductive flow meter for determining and correcting a fault of electrode voltage during feed phase |
| DE102017107417A1 (de) * | 2017-04-06 | 2018-10-11 | Endress+Hauser Flowtec Ag | Verfahren zum Regeln eines in einer Spulenanordnung fließenden Spulenstroms und eine Schaltungsanordnung |
| CN111397676A (zh) * | 2020-04-23 | 2020-07-10 | 上海市计量测试技术研究院 | 一种智能电磁流量计信号处理方法 |
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