JP2802545B2 - 電磁式流量トランスミッタ用変換回路 - Google Patents

電磁式流量トランスミッタ用変換回路

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JP2802545B2
JP2802545B2 JP2513759A JP51375990A JP2802545B2 JP 2802545 B2 JP2802545 B2 JP 2802545B2 JP 2513759 A JP2513759 A JP 2513759A JP 51375990 A JP51375990 A JP 51375990A JP 2802545 B2 JP2802545 B2 JP 2802545B2
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Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 1.発明の分野 本発明は、電磁式流量計に関し、特に、検出した流量
電位を出力に変換するための変換回路に関する。
2.従来技術の説明 パルス直流電磁流量計のトランスミッタは、低い周波
数（代表的には３〜40Hz）の矩形波電流を流体管上のコ
イルに供給し、流体管を通って流れる導電性流体中に矩
形波磁界を発生させる。前記磁界は、ファラデーの法則
に従い、流量に比例した振幅を有する矩形波電圧を流体
管上の電極間に発生する。前記電圧はケーブルを介して
トランスミッタに結合される。矩形波励起の周波数は、
流れる流体中に存在する低周波ノイズによる障害を回避
できるよう十分に高く、かつケーブルの容量性負荷やコ
イルの誘導作用による影響が実質的に矩形波電圧の振幅
を歪ませることがない程度に低く選択される。流量トラ
ンスミッタは、矩形波電圧の振幅を、流量を表す出力に
変換する。
過去において、多様な変換回路が使用されていた。代
表的には、直流電圧を得るために矩形波電圧が復調さ
れ、さらにこれが、流量を示すVCO周波数を与える電圧
制御発振器（VCO）に供給される。復調された直流電圧
が周波数変換のためにVCOへ供給されるので、変換精度
はVCOのゼロ点の安定性に依存する。温度変化を伴なう
長期間にわたって、VCOの精度を所望レベル（例えば、
流量範囲50:1にわたって読みの精度が0.1％）に維持す
ることが離問であった。したがって、変換のための、高
いVCO精度を必要としない構成が必要とされている。
また、VCO周波数を、電気的に絶縁され、かつ調節可
能にスケーリングされた４〜20ミリアンペアのアナログ
出力に変換する種々の回路が使用されている。代表的に
は、VCO周波数の出力が、スケーリングを付与する調節
可能な分周器に接続される。分周器の出力は、スケーリ
ングされた周波数を４〜20ミリアンペアの出力電流に変
換する周波数／電流変換器へ、光カプラを介して供給さ
れる。また、広い調整幅のスケーリング調整を与え、か
つスケーリングされた周波数から４〜20ミリアンペアの
出力電流へ、滑らかで精度のよい変換を行うことが望ま
れている。
発明の概要 本発明においては、電磁流量トランスミッタは、２段
階の流量出力を表す２つの周波数間の差を計算し、アナ
ログ式減算法に固有のオフセット誤差を回避している。
電磁流量計は、流量を表す交番電圧を発生する。制御
手段は、異なった第１および第２の電流振幅で交互に流
量計を励起する電流を制御する。制御手段は、第１およ
び第２の振幅を表す補正出力を供給する。
発振器手段が、補正出力および交番電位に接続され、
第１および第２の振幅の変化に対して補正された交番電
圧を表す周波数で発振する。測定手段は、第１の振幅に
電流が制御された後の、第１の発振周波数を測定し、ま
た第２の振幅に電流が制御された後の、第２の発振周波
数を測定する。出力手段は、測定された第１および第２
の周波数の減算結果の関数として流量を表す出力を計算
するので、交番電位内のオフセットの影響は減算によっ
て低減される。
図面の簡単な説明 図1Aおよび1Bは、本発明を具体化した流量計のブロッ
ク回路図である。
図２は、図1Aおよび図1Bに示した回路における電気信
号のタイミングチャートである。
実施例の詳細な説明 図1Aにおいて、コイルドライバ15は、電磁石12を通っ
て流れる電流I12を発生する。コイルドライバ15に結合
された基準電位15′は、電流I12の振幅を制御する。電
流I12は、図２に示すように実質的に矩形波であって、
シーケンサ17によって制御された反復低周波数を有して
いる。シーケンサ17は使用者によってあらかじめ低い周
波数に設定される。電磁石12は、流体管10の中の流体の
流れを横切る磁界Ｂを発生する。電極13および14は、流
量出力V11すなわちファラデーの法則に従って流体11の
中に発生した電圧を検出する。流量検出V11は、流体管1
0を通る流体の速度および矩形波電流I12の積に比例した
振幅を有するが、不所望なノイズやオフセット電位を有
しやすい。
増幅回路18は流量出力V11を受取り、それを温度に対
して安定化された手法によって増幅し、そこからノイズ
のフィルタリングを行い、そして、それを直流共通導線
15″を基準とする増幅出力V18に変換する。増幅回路18
におけるフィルタリングは、シーケンサ17で制御される
周知のアナログフィルタリング、またはデジタルフィル
リングの種々の形式をとることができる。増幅出力V18
は流量を示すが、増幅回路18では完全には除去できない
ノイズおよびオフセットを有しやすい。
増幅出力V18は、保持コンデンサ22,23およびシーケン
サ17によって制御される固体スイッチ20A,20B,21A,21B
からなるシンプルホールド回路19に結合される。シーケ
ンサ17は、図２に示したように、矩形波電流I12と同期
して、正レベルの制御出力V20A,V20B,V21A,V21Bをそれ
ぞれに供給することにより、スイッチ20A,20B,21A,21B
を閉じる。スイッチ20Aは電流I12の正方向半サイクルの
終端付近における時間間隔中閉じられ、それによって電
流I12の正方向半サイクルの間、増幅出力V18はコンデン
サ22に結合される。スイッチ21Aは、電流I12の負方向半
サイクルの終端付近における時間間隔中閉じられ、それ
によって電流I12の負方向半サイクルの間、増幅出力V18
はコンデンサ23に結合される。スイッチ20Aおよび21A
は、前記それぞれの半サイクルの間、保持コンデンサ2
2,23を充電して実質的に増幅出力V18の電位を記憶でき
るだけの十分に長い時間閉じられる。
図２に示したように、スイッチ20Bが閉じられると、
コンデンサ22に記憶されている電位は、矩形波電流I12
の半サイクルの間、サンプルホールド出力V19に結合さ
れ、他の各半サイクルの間は、スイッチ21Bが閉じら
れ、コンデンサ23に記憶されている電位がサンプルホー
ルド出力V19に結合される。スイッチ20Bが閉じていると
き、スイッチ20Aは開いた状態に保持され、スイッチ21B
が閉じているときはスイッチ21Aが開いた状態に保持さ
れる。
したがって、スパイクノイズは、増幅出力V18からサ
ンプルホールド回路19を通ってサンプルホールド出力V
19には結合されない。こうして、サンプルホールド回路
出力V19は２つの電圧間で交互に変化し、これら２つの
電位の差は流量出力V11を表している。サンプルホール
ド回路19は、サンプルホールド出力V19を、コイル電流I
12の矩形波変調と同じ周波数を有する低周波数の矩形波
で変調する。このように、サンプルホールド出力V19は
むしろ復調ではなく変調される。
コイルドライバ15は、電流I12を全波整流し、整流さ
れた電流I12′を電流検出抵抗16に供給する。したがっ
て、抵抗16を通って流れる電流は、励起周波数の低周波
変調を実質的に受けていない。電流検出抵抗16はこうし
て、コイル電流I12の増幅を表す単極性出力V16を発生す
る。出力V16は、スイッチ27,抵抗28,および保持コンデ
ンサ29からなり、コイル付勢サイクル内での増幅変動を
濾波して出力するローパスフィルタに結合される。シー
ケンサ17は、図２に示すように、スイッチ27の駆動を制
御する制御出力V27を供給する。スイッチ27は、電流検
出抵抗16から整流された（すなわち復調された）出力を
抽出し、抽出された電位を抵抗器28を介して保持コンデ
ンサ29に蓄積する。
コンデンサ29に蓄積された電位は、それゆえに、電流
I12の平均振幅を表す値であるが、励起サイクル内で発
生する非対称などの変動分はあまり含んでいない。増幅
器30はコンデンサ29に蓄積されている電位を増幅し、電
流の振幅を表す出力V30を、電流供給用のスイッチ31お
よび抵抗26（図1B）を介して補正出力I26に結合する。
出力V30はまた、演算増幅器32および抵抗器33,34からな
る単ゲインインバータに接続される。さらに、電流の振
幅を表してはいるが、増幅器30の出力とは異なった極性
を有する増幅器32の出力は、スイッチ35および電流供給
用の抵抗26（図1B）を介して補正出力I26に結合され
る。
図1Bにおいて、補正出力I26は増幅器24およびコンデ
ンサ25からなる積分器の正側すなわち非反転出力に結合
される。サンプルホールド出力V19は増幅器24およびコ
ンデンサ25からなる積分器の負側入力に結合される。前
記積分器は、サンプルホールド出力V19および補正出力I
26間の差の積分である積分出力V24を発生する。積分出
力V24は、電圧制御発振器（VCO）36の電圧検知入力に結
合される。VCO36は、電圧検知入力の電位が増大したと
きに増大するが、エージングまたは温度変化によるドリ
フトを受けやすい周波数Ｆを有する発振器出力V36を発
生する。
発振器出力V36は、図２に記載されている。しかし、
その周波数はタイミングチャートの他の部分と同じ（時
間）目盛りでは示されていない。VCOのフルスケール出
力周波数はコイルのドライブ周波数より非常に高く、代
表的には100から10,000倍高いが、図２では単に図示を
明確にするために、より低い出力周波数で示されてい
る。発振器出力V36の周波数は、図２に示されているよ
うに、VCOの入力で検出された矩形波電位V24によって周
波数変調（FM）される。発振器出力の周波数は、矩形波
流量出力の２つのレベルに対応する上方および下方の偏
倚周波数へ偏倚する。上方および下方偏倚周波数の差は
流量を代表する値である。
マイクロプロセッサシステム39に関連するクロック40
は、安定した周波数基準を与えるクロック出力V40を供
給するものであり、水晶制御型が好ましい。
発振器出力V36およびクロック出力V40は周波数／デュ
ーティサイクル変換回路37に接続される。変換回路37
は、互いに論理補数であるデューティサイクル制御出力
V37-1およびV37-2を供給する。デューティサイクル制御
出力V37-1は、発振器出力V36の周波数に対して正に関連
するデューティサイクルを有している。デューティサイ
クル制御出力V37-2は、発振器出力V36の周波数に対して
逆に関連するデューティサイクルを有している。このよ
うな周波数／デューティサイクル変換回路は、例えば、
ここに参照によって統合されているグレーベ ジュニア
（Grebe,Jr.）その他による米国特許第4,309,909号から
知られる。
制御出力V37-1は、スイッチ31の閉成時間すなわちデ
ューティサイクルが発振器出力V36の周波数に対して正
に関連するようにスイッチ31の駆動を制御する。制御出
力V37-2は、スイッチ35の閉成時間すなわちデューティ
サイクルが発振器出力V36の周波数に対して逆に関連す
るようにスイッチ35の駆動を制御する。
変換器37、スイッチ31,35、ならびに増幅器30,32は、
発振器出力V36からVCO36の電圧検出入力に戻る帰還ルー
プを完結する。前記帰還ループは、積分出力V24に関連
し、したがって流量出力V11にも関連している発振器出
力V36の周波数を直線化する。
サンプルホールド出力V19および補正出力I26は、共に
電流I12に正比例する振幅を有する。積分増幅器24は、
発振器出力V36が実質的に電流I12の振幅の変動に関係な
くなるように、前記２出力を効果的に減算する。
VCOの出力電位V36、クロック出力V40、およびシーケ
ンサ17からの同期信号出力V17はすべてカウンタ38に結
合される。カウンタ38は、クロック出力によって制御さ
れる予定時間間隔のあいだ、発振器出力V36の発振回数
を計数すなわち累算する。同期出力V17は、発振器出力V
36が安定的に高い方の周波数レベル（電流I12の正値に
対応する）にある間に第１カウントが累算され、発振器
出力V36が安定的に低い方の周波数レベル（電流I12の負
の値に対応する）にある間に第２のカウントが累算され
るように、カウンタ38による計数を、コイル付勢（ドラ
イブ）およびサンプルホールド動作に同期させる。カウ
ンタ38は、前記第１および第２のカウント値を２つのデ
ジタル語としてマイクロプロセッサシステム39に供給す
る。
マイクロプロセッサシステム39は、２つのカウント値
の差を計算するため、第２のカウント値から第１のカウ
ント値を減算する。両方のカウント値は、検出され、増
幅され、かつ抽出された流量信号内の直流オフセットす
なわちゼロシフトによって実質的に同様に影響を受けて
いるので、デジタル減算によってオフセットが相殺され
る。マイクロプロセッサ39が減算をデジタル的に実行す
るので、アナログ式減算に関連するオフセットは導入さ
れない。マイクロプロセッサシステム39は、流量信号を
効果的にデジタル的に復調する。すなわち、付加的オフ
セットをもたらすことなく、流量信号から矩形波ドライ
ブ成分が除去される。測定の精度は、電圧制御発振器36
または積分器24のゼロ点の安定性に依存しない。
マイクロプロセッサシステム39はまた、非直線性をさ
らに低減するため、補正定数をメモリ内に記憶する。マ
イクロプロセッサは、カウンタ38によって供給される２
つのカウント値から計算された測定流量に比例する分周
（分割）係数を定義するデジタル語からなる出力D39を
発生する。前記分周係数は、好ましくは整数および分数
部分を持つ16進数である。出力D39は、第１の分周器41
に結合される。この第１の分周器41は、分周係数D39に
よって分周されたクロック出力V40の周波数と比例する
か、またはこれと同一の周波数を有する出力V41を供給
する。整数および分数部分を有する分周係数（除数）に
よるデジタル的周波数分周は、例えば、ここに参照によ
って統合されているグレーベ ジュニアによる米国特許
第4,306,461号から知られる。第１の分周器の出力V41の
出力周波数は流体11の流量と反比例する。
第１の分周器41の出力V41は、光学カプラ42に結合さ
れる。前記光学カプラは、流体管10の接地に関する基準
電位15″を基準とする回路を、絶縁分離された出力回路
に関する異なった基準電位60からガルバニ的に（Galvan
ically）分離、または絶縁する。カプラ42の絶縁された
出力V42は、第１の分周器からのスケーリングされた（S
caled）周波数を第２の分周器43へ供給する。第２の分
周器43は、それぞれが50％デューティを有する相補関係
にあるフリップフロップ出力である出力V44およびV45を
供給する２分周回路である。
出力V44およびV45はスイッチ44および45を駆動する。
スイッチ45が閉じられたとき、増幅器47は、増幅器47に
結合された基準値V61のレベルまでコンデンサ46を充電
する。スイッチ45が開かれ、スイッチ44が閉じられたと
き、コンデンサ46は、スイッチ44と直列接続された電流
制限抵抗を通って完全に放電する。その周波数すなわち
充放電の速さは、流量と反比例する第２の分周器の出力
の周波数によって制御される。増幅器47の出力電位V47
によって与えられる電流は、流量に反比例する。
増幅器47の出力V47は、抵抗器51を介して、流れに反
比例する電流を増幅器50の反転入力の加算点へ供給す
る。基準（設定器）61は増幅器50の非反転入力に基準電
位V62を供給する。
増幅器50の出力電位V50は、抵抗器53を介してトラン
ジスタ52のベースに結合される。トランジスタ52は、端
子54,55で励起される２線式４〜20ミリアンペアループ
の電流を制御する。抵抗58は４〜20ミリアンペアループ
内の電流に比例した電圧を作り、この電圧は抵抗59を通
って加算点に結合され、ループ内で電流の閉ループ制御
を提供する。
直流電源が端子54,55からループに接続される。抵抗5
6によって代表されるループ内の負荷装置は監視または
制御のためにループ電流を受入れる。
本発明は、好ましい実施例を参照して説明されたが、
この技術に精通した技術者によれば、本発明の精神およ
び範囲から逸脱しないで、外形および詳細の変更ができ
ることは認識されるべきである。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01F 1/60

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】流量を表す交番電圧を発生する電磁流量計
    に使用されるトランスミッタであって、 互いに相異なる第１および第２の電流振幅で流量計を交
    番励起する電流を制御し、第１および第２の振幅を表す
    補正出力を供給する手段と、 補正出力および交番電圧に接続され、第１および第２の
    振幅の変化に対して補正された交番電圧を表す周波数を
    発振する手段と、 第１の振幅に電流が制御された後における第１の発振周
    波数、および第２の振幅に前記電流が制御された後にお
    ける第２の発振周波数を測定する手段と、 交番電圧に含まれるオフセットの影響を減算によって低
    減するため、測定された第１および第２の周波数の減算
    の関数として流量を表す出力を計算する手段とを具備し
    たことを特徴とするトランスミッタ。
  2. 【請求項２】周波数がより良く交番電圧を表す値となる
    ように、補正出力供給手段に前記発振がフィードバック
    されていることを特徴とする請求項１記載のトランスミ
    ッタ。
  3. 【請求項３】流量計を通過する流体の流量および流量計
    を励起する交番電流の両者に応答して交番レベルを供給
    する流量計出力に結合されており、変化する流体流量を
    表わす出力を供給する回路であって、 レベル抽出出力を供給するように、流量計出力に結合可
    能なレベル抽出入力を有し、交番レベルの少なくとも一
    部を表わす選択サンプルの順序付けられた数列を連続的
    に発生するレベル抽出手段と、 レベル抽出出力に結合され、前記サンプルに対応した周
    波数の、順序付けられた一連の発振を与える発振出力を
    供給するための変換手段と、 発振出力に結合されて前記一連の発振を抽出し、周波数
    を表わす一連の数からなる数値出力を供給する周波数抽
    出手段と、 数値出力に結合され、前記数値間の算出された差の関数
    として流体の流量を表わす出力を算出する計算手段とを
    具備したことを特徴とする回路。
  4. 【請求項４】前記レベル抽出手段は、レベル抽出入力お
    よびレベル抽出出力間に直列に結合された第１組の制御
    切換手段と、前記第１組の切換手段の接続点に接続され
    たコンデンサとをさらに具備したことを特徴とする請求
    項３記載の装置。
  5. 【請求項５】前記組の制御切換手段を通過するノイズの
    伝達が低減するために、第１組の制御切換手段の第２の
    ものが「オン」となるように制御されたとき、前記制御
    切換手段の第１のものが「オフ」となるように、第１組
    の切換手段を制御するための、電流の交番と同期した電
    気信号源をさらに具備したことを特徴とする請求項４記
    載の装置。
  6. 【請求項６】前記変換手段が、交番電流の大きさを検出
    する電流入力と、レベル抽出出力および交番電流の大き
    さの比を表わす周波数を有する発振出力とを備え、さら
    に前記変換手段は、交番の連続した組における電流振幅
    の変化の、発振出力に対する影響が低減されるように、
    電流の交番振幅を平均化することを特徴とする請求項３
    記載の装置。
  7. 【請求項７】前記変換手段が、発振出力の周波数を制御
    する電圧入力を有する電圧制御発振器と、前記発振出力
    に結合され、周波数を表わすアナログ値を有するフィー
    ドバック出力を発生するフィードバック手段と、レベル
    抽出出力およびフィードバック出力を結合して電圧入力
    を供給する結合手段とをさらに具備していることを特徴
    とする請求項３記載の装置。
  8. 【請求項８】前記周波数抽出手段が、発振出力における
    順序付けられた一連の周波数を計数するように制御され
    ることによって、順序付けられた一連のカウンタ出力語
    を数値出力に供給する制御カウンタ手段をさらに具備し
    ていることを特徴とする請求項３記載の装置。
  9. 【請求項９】流量信号を発生する電磁流量計に使用され
    るトランスミッタにおいて、 流量信号に結合され、流量に反比例した周波数を有す
    る、スケーリングされたクロックを発生する手段と、 スケーリングされた前記クロックを受入れる手段であっ
    て、電圧源から供給されて内部の回路ノードに引き抜か
    れる第１の電流の大きさを、前記電圧源の電圧およびス
    ケーリングされたクロック周波数の積に依存するように
    制御する手段と、 前記第１の電流を前記回路ノードへ分配する電圧源を提
    供する回路であって、さらに第１の電流とは逆の関係を
    有する出力電流を供給し、その結果、流量およびスケー
    リングされたクロック周波数の間の逆関係、スケーリン
    グされたクロック周波数および第１の電流の間の比例関
    係、ならびに第１の電流および出力電流の間の逆関係が
    流量および出力電流の間の比例関係をもたらすような回
    路とを具備したことを特徴とするトランスミッタ。
  10. 【請求項１０】センサ信号を表わす出力を供給するトラ
    ンスミッタにおいて、 センサ信号に結合され、センサ信号に反比例した周波数
    を有する、スケーリングされたクロックを発生する手段
    と、 スケーリングされた前記クロックを受入れる手段であっ
    て、電圧源から供給されて内部の回路ノードに引き抜か
    れる第１の電流の大きさを、前記電圧源の電圧およびス
    ケーリングされたクロック周波数の積に依存するように
    制御する手段と、 前記第１の電流を前記回路ノードへ分配する電圧源を提
    供する回路であって、さらに第１の電流とは逆の関係を
    有する出力電流を供給し、その結果、センサ信号および
    スケーリングされたクロック周波数の間の逆関係、スケ
    ーリングされたクロック周波数および第１の電流の間の
    比例関係、ならびに第１の電流および出力電流の間の逆
    関係がセンサ信号および出力電流の間の比例関係をもた
    らすような回路とを具備したことを特徴とするトランス
    ミッタ。
JP2513759A 1989-09-20 1990-09-13 電磁式流量トランスミッタ用変換回路 Expired - Lifetime JP2802545B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US409,935 1989-09-20
US07/409,935 US5079957A (en) 1989-09-20 1989-09-20 Conversion circuit for an electromagnetic flow transmitter

Publications (2)

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