JPH05500566A - 電磁式流量トランスミッタ用変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の名称 電磁式流量トランスミッタ用変換回路 発明の詳細な説明 発明の背景 １、発明の分野 本発明は、電磁式流量計に関し、特に、検出した流量電位を出力に変換するため の変換回路に関する。

２、従来技術の説明 パルス直流電磁流量計のトランスミッタは、低い周波数（代表的には３〜４０Ｈ ２）の矩形波電流を流体管上のコイルに供給し、流体管を通って流れる導電性流 体中に矩形波磁界を発生させる。前記磁界は、ファラデーの法則に従い、流量に 比例した振幅を有する矩形波電圧を流体管上の電極間に発生する。前記電圧はケ ーブルを介してトランスミッタに結合される。矩形波励起の周波数は、流れる流 体中に存在する低周波ノイズによる障害を回避できるよう十分に高く、かつケー ブルの容量性負荷やコイルの誘導作用による影響が実質的に矩形波電圧の振幅を 歪ませることがない程度に低く選択される。流量トランスミッタは、矩形波電圧 の振幅を、流量を表す出力に変換する。

過去において、多様な変換回路が使用されていた。代表的には、直流電圧を得る ために矩形波電圧が復調され、さらにこれが、流量を示す７００周波数を与える 電圧制御発振器（Ｖ　ＣＯ）に供給される。復調された直流電圧が周波数変換の ためにｖＣＯへ供給されるので、変換精度はＶＣＯのゼロ点の安定性に依存する 。温度変化を伴なう長期間にわたって、ＶＣＯの精度を所望レベル（例えば、流 量範囲５０：１にわたって読みの精度が０．１％）に維持することが難問であっ た。したがって、変換のための、高いＶＣｏ精度を必要としない構成が必要とさ れている。

また、７００周波数を、電気的に絶縁され、かつ調節可能にスケーリングされた ４〜２０ミリアンペアのアナログ出力に変換する種々の回路が使用されている。

代表的には、７００周波数の出力が、スケーリングを付与する調節可能な分周器 に接続される。分周器の出力は、スケーリングされた周波数を４〜２０ミリアン ペアの出力電流に変換する周波数／電流変換器へ、光カブラを介して供給される 。また、広い調整幅のスケーリング調整を与え、かつスケーリングされた周波数 から４〜２０ミリアンペアの出力電流へ、滑らかで精度のよい変換を行うことが 望まれている。

発明の概要 本発明においては、電磁流量トランスミッタは、２段階の流量出力を表す２つの 周波数間の差を計算し、アナログ式減算法に固有のオフセット誤差を回避してい る。

電磁流量計は、流量を表す交番電圧を発生する。制御手段は、異なった第１およ び第２の電流振幅で交互に流量計を励起する電流を制御する。制御手段は、第１ および第２の振幅を表す補正出力を供給する。

発振器手段が、補正出力および交番電位に接続され、第１および第２の振幅の変 化に対して補正された交番電圧を表す周波数で発振する。測定手段は、第１の振 幅に電流が制御された後の、第１の発振周波数を測定し、また第２の振幅に電流 が制御された後の、第２の発振周波数を測定する。出力手段は、測定された第１ および第２の周波数の減算結果の関数として流量を表す出力を計算するので、交 番電位内のオフセットの影響は減算によって低減される。

図面の簡単な説明 図ＩＡおよびＩＢは、本発明を具体化した流量計のブロック回路図である。

図２は、図ＩＡおよび図ＩＢに示した回路における電気信号のタイミングチャー トである。

実施例の詳細な説明 図ＩＡにおいて、コイルドライバ１５は、電磁石１２を通って流れる電流１１２ を発生する。コイルドライバ１５に結合された基準電位１５゛は、電流■１゜の 振幅を制御する。電流’１２は、図２に示すように実質的に矩形波であって、シ ーケンサ１７によって制御された反復低周波数を有している。シーケンサ１７は 使用者によってあらかじめ低い周波数に設定される。電磁石１２は、流体管１０ の中の流体の流れを横切る磁界Ｂを発生する。電極１３および１４は、流量出力 Ｖ１□すなわちフチラブ−の法則に従って流体１１の中に発生した電圧を検出す る。流量出力Ｖ１□は、流体管１０を通る流体の速度および矩形波電流工１□の 積に比例した振幅を有するが、不所望なノイズやオフセット電位を有しやすい。

増幅回路１８は流量出力Ｖ１１を受取り、それを温度に対して安定化された手法 によって増幅し、そこからノイズのフィルタリングを行い、そして、それを直流 共通導線１５゛を基準とする増幅出力ｖ１８に変換する。増幅回路１８における フィルタリングは、シーケンサ１７で制御される周知のアナログフィルタリング 、またはデジタルフィルタリングの種々の形式をとることができる。増幅出力” １ｇは流量を示すが、増幅回路１８では完全には除去できないノイズおよびオフ セットを有しやすい。

増幅出力Ｖ１８は、保持コンデンサ２２．２３およびシーケンサ１７によって制 御される固体スイッチ２０Ａ、２０Ｂ。

２１Ａ、２１Ｂからなるサンプルホールド回路１９に結合される。シーケンサ１ ７は、図２に示したように、矩形波電流１１２と同期して、正レベルの制御出力 Ｖ２ＯＡ　”　２０Ｂ　”　２１Ａ”２□Ｂをそれぞれに供給することにより、 スイッチ２０Ａ、２０Ｂ、２１Ａ、、２１Ｂを閉じる。スイッチ２０Ａは電流工 １□の正方向半サイクルの終端付近における時間間隔中間じられ、それによって 電流１１゜の正方向半サイクルの間、増幅出力Ｖ１８はコンデンサ２２に結合さ れる。スイッチ２１Ａは、電流工１゜の負方向半サイクルの終端付近における時 間間隔中間じられ、それによって電流工１２の負方向半サイクルの間、増幅出力 Ｖ１８はコンデンサ２３に結合される。スイッチ２０Ａおよび２１Ａは、前記そ れぞれの半サイクルの間、保持コンデンサ２２．２３を充電して実質的に増幅出 力Ｖ１８の電位を記憶できるだけの十分に長い時間閉じられる。

図２に示したように、スイッチ２０Ｂが閉じられると、コンデンサ２２に記憶さ れている電位は、矩形波電流１１２の半サイクルの間、サンプルホールド出力Ｖ １９に結合され、他の各半サイクルの間は、スイッチ２１Ｂが閉じられ、コンデ ンサ２３に記憶されている電位がサンプルホールド出力Ｖ１９に結合される。ス イッチ２０Ｂが閉じているとき、スイッチ２０Ａは開いた状態に保持され、スイ ッチ２１Ｂが閉じているときはスイッチ２１Ａが開いた状態に保持される。

したがって、スパイクノイズは、増幅出力ｖ１８からサンプルホールド回路１９ を通ってサンプルホールド出力ｖ１９には結合されない。こうして、サンプルホ ールド回路出力Ｖ１９は２つの電圧間で交互に変化し、これら２つの電位の差は 流量出力ｖ１、を表している。サンプルホールド回路１９は、サンプルホールド 出力ｖ１９を、コイル電流”１２の矩形波変調と同じ周波数を有する低周波数の 矩形波で変調する。このように、サンプルホールド出力ｖ１９はむしろ復調では なく変調される。

コイルドライバ１５は、電流工１２を全波整流し、整流され・　た電流１１゜” を電流検出抵抗１６に供給する。したがって、抵抗１６を通って流れる電流は、 励起周波数の低周波変調を実質的に受けていない。電流検出抵抗１６はこうして 、コイル電流工１゜の振幅を表す単極性出力Ｖ１６を発生する。出力ｖ１６は、 スイッチ２７．抵抗２８．および保持コンデンサ２９からなり、コイル付勢サイ クル内での振幅変動を濾波して出力するローパスフィルタに結合される。シーケ ンサ１７は、図２に示すように、スイッチ２７の駆動を制御する制御出力Ｖ２□ を供給する。スイッチ２７は、電流検出抵抗１６から整流された（すなわち復調 された）出力を抽出し、抽出された電位を抵抗器２８を介して保持コンデンサ２ ９に蓄積する。

コンデンサ２９に蓄積された電位は、それゆえに、電流１１゜の平均振幅を表す 値であるが、励起サイクル内で発生する非対称などの変動分はあまり含んでいな い。増幅器３０はコンデンサ２９に蓄積されている電位を増幅し、電流の振幅を 表す出力ｖ３ｏを、電流供給用のスイッチ３１および抵抗２６（図ＩＢ）を介し て補正出力’２６に結合する。出力Ｖ３゜はまた、演算増幅器３２および抵抗器 ３３．３４からなる単ゲインインバータに接続される。さらに、電流の振幅を表 してはいるが、増幅器３０の出力とは異なった極性を有する増幅器３２の出力は 、スイッチ３５および電流供給用の抵抗２６（図ＩＢ）を介して補正出力１２６ に結合される。

図ＩＢにおいて、補正圧力ニ。６は増幅器２４およびコンデンサ２５からなる積 分器の正側すなわち非反転出力に結合される。サンプルホールド出力Ｖ１９は増 幅器２４およびコンデンサ２５からなる積分器の負側入力に結合される。前記積 分器は、サンプルホールド出力Ｖ　および補正出力１２６間の差の積分である積 分出力Ｖ　を発生する。積分出力ｖ２４は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３６の電 圧検知入力に結合される。

ＶＣ０３６は、電圧検知入力の電位が増大したときに増大するが、エージングま たは温度変化によるドリフトを受けやすい周波数Ｆを有する発振器出力Ｖ３６を 発生する。

発振器出力Ｖ３６は、図２に記載されている。しかし、その周波数はタイミング チャートの他の部分と同じ（時間）目盛りでは示されていない。ｖＣＯのフルス ケール出力周波数はコイルのドライブ周波数より非常に高く、代表的には１００ から１０，０００倍高いが、図２では単に図示を明確にするために、より低い出 力周波数で示されている。発振器出力Ｖ３６の周波数は、図２に示されているよ うに、ＶＣＯの入力で検出された矩形波電位ｖ２４によって周波数変調（ＦＭ） される。発振器出力の周波数は、矩形波流量出力の２つのレベルに対応する上方 および下方の偏倚周波数へ偏倚する。上方および下方偏倚周波数の差は流量を代 表する値である。

マイクロプロセッサシステム３９に関連するクロック４０は、安定した周波数基 準を与えるクロック出力Ｖ４ｏを供給するものであり、水晶制御型が好ましい。

発振器出力Ｖ　およびクロック出力ｖ４ｏは周波数／デユーティサイクル変換回 路３７に接続される。変換回路３７は、互いに論理補数であるデユーティサイク ル制御出力Ｖ３７−１およびＶ　を供給する。デユーティサイクル制御出力Ｖ３ ７−１は、発振器出力ｖ３６の周波数に対して正に関連するデユーティサイクル を有している。デユーティサイクル制御出力ｖ３７−２は、発振器出力ｖ３６の 周波数に対して逆に関連するデユーティサイクルを有している。このような周波 数／デユーティサイクル変換回路は、例えば、ここに参照によって統合されてい るブレーベ　ジュニア（Ｇｒｅｂｅ、Ｊｒ、）その他による米国特許第４．３０ ９，９０９号から知られる。

制御出力Ｖ３７−１は、スイッチ３１の閉成時間すなわちデユーティサイクルが 発振器出力ｖ３６の周波数に対して正に関連するようにスイッチ３１の駆動を制 御する。制御出力Ｖ３□−２は、スイッチ３５の閉成時間すなわちデユーティサ イクルが発振器出力Ｖ３６の周波数に対して逆に関連するようにスイッチ３５の 駆動を制御する。

変換器３７、スイッチ３１．３５、ならびに増幅器３０゜３２は、発振器出力ｖ ３６からＶＣＯ３６の電圧検出入力に戻る帰還ループを完結する。前記帰還ルー プは、積分出力Ｖ２４に関連し、したがって流量出力ｖ１□にも関連している発 振器出力Ｖ３６の周波数を直線化する。

サンプルホールド出力Ｖ　および補正出力１２Ｂは、共に電流１１゜に正比例す る振幅を有する。積分増幅器２４は、発振器出力Ｖ３６が実質的に電流臂。の振 幅の変動に関係なくなるように、前記２出力を効果的に減算する。

ＶＣＯの出力電位Ｖ　クロック出力ｖ４０’およびシーヶ３６ゝ ンサ１７からの同期信号出力ｖ１７はすべてカウンタ３８に結合される。カウン タ３８は、クロック出力によって制御される予定時間間隔のあいだ、発振器出力 Ｖ３６の発振回数を計数すなわち累算する。同期出力ｖ１７は、発振器出力Ｖ３ ６が安定的に高い方の周波数レベル（電流１１２の正値に対応する）にある間に 第１カウントが累算され、発振器出力Ｖ３６が安定的に低い方の周波数レベル（ 電流工１２の負の値に対応する）にある間に第２のカウントが累算されるように 、カウンタ３８による計数を、コイル付勢（ドライブ）およびサンプルホールド 動作に同期させる。カウンタ３８は、前記第１および第２のカウント値を２つの デジタル語としてマイクロプロセッサシステム３９に供給する。

マイクロプロセッサシステム３９は、２つのカウント値の差を計算するため、第 ２のカウント値から第１のカウント値を減算する。両方のカウント値は、検出さ れ、増幅され、かつ抽出された流量信号内の直流オフセットすなわちゼロシフト によって実質的に同様に影響を受けているので、デジタル減算によってオフセッ トが相殺される。マイクロプロセッサ３９が減算をデジタル的に実行するので、 アナログ式減算に関連するオフセットは導入されない。マイクロプロセッサシス テム３９は、流量信号を効果的にデジタル的に復調する。

すなわち、付加的オフセットをもたらすことなく、流量信号から矩形波ドライブ 成分が除去される。測定の精度は、電圧制御発振器３６または積分器２４のゼロ 点の安定性に依存しない。

マイクロプロセッサシステム３９はまた、非直線性をさらに低減するため、補正 定数をメモリ内に記憶する。マイクロプロセッサは、カウンタ３８によって供給 される２つのカウント値から計算された測定流量に比例する分周（分割）係数を 定義するデジタル語からなる出力Ｄ３９を発生する。前記分周係数は、好ましく は整数および分数部分を持つ１６進数である。出力Ｄ３９は、第１の分周器４１ に結合される。この第１の分周器４１は、分周係数Ｄ３９によって分周されたク ロック出力Ｖ４ｏの周波数と比例するか、またはこれと同一の周波数を有する出 力ｖ４□を供給する。整数および分数部分を有する分周係数（除数）によるデジ タル的周波数分周は、例えば、ここに参照によって統合されているブレーベ　ジ ュニアによる米国特許第４．３０６，４６１号から知られる。第１の分周器の出 力Ｖ４、の出力周波数は流体１１の流量と反比例する。

第１の分周器４１の出力ｖ４□は、光学カブラ４２に結合される。前記光学カブ ラは、流体管１０の接地に関する基準電位１５′°を基準とする回路を、絶縁分 離された出力回路に関する異なった基準電位６０からガルバニ的に（Ｇａｌｖａ ｎｌｃａｌ　Ｉｙ）分離、または絶縁する。カブラ４２の絶縁された出力ｖ４゜ は、第１の分周器からのスケーリングされた（Ｓｃａｌｅｄ）周波数を第２の分 周器４３へ供給する。第２の分周器４３は、それぞれが５０％デユーティを有す る相補関係にあるフリップフロップ出力である出力Ｖ　およびＶ４．を供給する ２分周回路である。

出力Ｖ　およびｖ４５はスイッチ４４および４５を駆動する。

スイッチ４５が閉じられたとき、増幅器４７は、増幅器４７に結合された基準値 Ｖ６１のレベルまでコンデンサ４６を充電する。スイッチ４５が開かれ、スイッ チ４４が閉じられたとき、コンデンサ４６は、スイッチ４４と直列接続された電 流制限抵抗を通って完全に放電する。その周波数すなわち充放電の速さは、流量 と反比例する第２の分周器の出力の周波数によって制御される。増幅器４７の出 力電位Ｖ４□によって与えられる電流は、流量に反比例する。

増幅器４７の出力ｖ４□は、抵抗器５１を介して、流れに反比例する電流を増幅 器５０の反転入力の加算点へ供給する。

基準（設定器）６１は増幅器５０の非反転入力に基準電位Ｖ６゜を供給する。

増幅器５０の出力電位Ｖ５ｏは、抵抗器５３を介してトランジスタ５２のベース に結合される。トランジスタ５２は、端子５４．５５で励起される２線式４〜２ ０ミリアンペアループの電流を制御する。抵抗５８は４〜２０ミリアンペアルー プ内の電流に比例した電圧を作り、この電圧は抵抗５９を通って加算点に結合さ れ、ループ内で電流の閉ループ制御を提供する。

直流電源が端子５４．５５からループに接続される。抵抗５６によって代表され るループ内の負荷装置は監視または制御のためにループ電流を受入れる。

本発明は、好ましい実施例を参照して説明されたが、この技術に精通した技術者 によれば、本発明の精神および範囲から逸脱しないで、外形および詳細の変更が できることは認識されるべきである。

国際調査報告

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. １．流量を表す交番電圧を発生する電磁流量計に使用されるトランスミッタであ って、 互いに相異なる第１および第２の電流振幅で流量計を交互に励起する電流を制御 し、第１および第２の振幅を表す補正出力を供給する手段と、 補正出力および交番電圧に接続され、第１および第２の振幅の変化に対して補正 された交番電圧を表す周波数を発振する手段と、 第１の振幅に電流が制御された後における第１の発振周波数、および第２の振幅 に前記電流が制御された後における第２の発振周波数を測定する手段と、 交番電圧に含まれるオフセットの影響を減算によって低減するため、測定された 第１および第２の周波数の減算の関数として流量を表す出力を計算する手段とを 具備したことを特徴とするトランスミッタ。
2. ２．周波数がより良く交番電圧を表す値となるように、補正出力供給手段に前記 発振がフィードバックされていることを特徴とする請求項１記載のトランスミッ タ。
3. ３．流量計を通過する流体の流量変化および流量計を励起する交番電流の両者に 応答して交番レベルを供給する流量計出力に結合された回路であって、前記回路 は、流体の変化する流量を表す出力を供給し、 　レベル抽出出力を供給するように、流量計出力に結合可能なレベル抽出入力を 有し、交番レベルの少なくとも一部分を表す選択サンプルの秩序立った（ｏｒｄ ｅｒｅｄ）数列を連続的に発生するレベル抽出手段と、 レベル抽出出力に結合され、前記サンプルに対応した周波数の、秩序だった一連 の発振を与える発振出力を供給するための変換手段と、 発振出力に結合されて前記一連の発振を抽出し、周波数を表す一連の数からなる 数値出力を供給する周波数抽出手段と、数値出力に結合され、算出された数値間 の差の関数として流体の流量を表す出力を算出する計算手段とを具備したことを 特徴とする回路。
4. ４．前記レベル抽出手段は、レベル抽出入力およびレベル抽出出力間に直列に結 合された第１組の制御切換手段と、前記第１組の切換手段を共に結合している接 続点に接続されたコンデンサとをさらに具備したことを特徴とする請求項３記載 の装置。
5. ５．前記変換手段が、交番電流の大きさを検出する電流入力と、レベル抽出出力 および交番電流の大きさの比を表す周波数を有する発振出力とを備えていること を特徴とする請求項３記載の装置。
6. ６．前記変換手段が、発振出力の周波数を制御する電圧入力を有する電圧制御発 振器と、前記発振出力に結合され、周波数を表すアナログ値を有するフィードバ ック出力を発生するフィードバック手段と、レベル抽出出力およびフィードバッ ク出力を結合して電圧入力を供給する結合手段とをさらに具備していることを特 徴とする請求項３記載の装置。
7. ７．前記周波数抽出手段が、発振出力における秩序立った一連の周波数を計数す るように制御されることによって、秩序立った一連のカウンタ出力語を数値出力 に供給する制御カウンタ手段をさらに具備していることを特徴とする請求項３記 載の装置。
8. ８．前記計算手段がマイクロプロセッサからなることを特徴とする請求項３記載 の装置。
9. ９．前記レベル抽出手段が、第１抽出手段の入力および出力間に互いに直列に接 続された第２組の制御切換手段と、第２組の制御切換手段のそれぞれをつなぐ接 続点に接続された第　２のコンデンサとをさらに具備したことを特徴とする請求 項４記載の装置。
10. １０．第１組の制御切換手段の第２のものが「オン」となるように制御されたと き、前記制御切換手段の第１のものが「オフ」となるように制御され、前記組の 制御切換手段を通過するノイズの伝達が低減するように第１組の切換手段を制御 するための、電流の交番と同期した電気信号源をさらに具備したことを特徴とす る請求項４記載の装置。
11. １１．前記変換手段が、交番の連続した組における電流振幅の変化の発振出力に 対する影響が低減されるように、電流の交番振幅を平均化することを特徴とする 請求項５記載の装置。
12. １２．前記結合手段が、差動積分手段からなることを特徴とする請求項６記載の 装置。
13. １３．流量信号を発生する電磁流量計に使用されるトランスミッタにおいて、 流量信号に結合され、流量に反比例する、スケーリングされた周波数を有するス ケーリングされたクロックを発生する手段と、 スケーリングされたクロックを受入れる手段であって、電圧およびスケーリング された周波数の積として、電圧源から受入れられた第１の電流を弱めるための回 路ノードを有する手段と、 前記回路ノードへ第１の電流を分配する電圧源を提供する回路であって、さらに 第１電流とは逆の関係を有し、かつ流量およびスケーリングされた周波数の間で 逆の関係で結合された出力電流を供給し、出力電流および流量の間で正の関係を 供給する回路とを具備しことを特徴とするトランスミッタ。
14. １４．前記スケーリングされたクロックの発生手段が、流量信号を、流量と比例 する分周係数を表す流量ワード（語）に変換する手段と、 クロック周波数を有するクロック出力を発生する手段と、流量ワードおよびクロ ックを供給されて、クロック周波数で制御され、かつ分周係数に反比例するスケ ーリングされた周波数を有するスケーリングされたクロックを発生する手段とか らなることを特徴とする請求項１３記載のトランスミッタ。
15. １５．センサ信号を表す出力を供給するトランスミッタにおいて、 前記センサ信号に結合され、センサ出力とは逆関係のスケーリングされた周波数 を有するスケーリングされたクロックを発生する手段と、 スケーリングされたクロックを受入れる手段であって、電圧およびスケーリング された周波数の積として電圧源から受入れられた第１の電流を弱めるための回路 ノードを有する手段と、 前記回路ノードへ第１電流を供給する電圧源を提供する回路であって、さらに第 １電流とは逆の関係を有し、かつセンサ信号およびスケーリングされた周波数の 間で逆の関係で結合された出力電流を供給し、出力電流およびセンサ信号間で正 の関係を供給する回路とを具備したことを特徴とするトランスミッタ。
16. １６．第１入力に供給されたデジタル値の数列形態による量を表す値を、その出 力に発生される、対応したアナログ信号値に変換するためのデジタル／アナログ 変換器において、出力、および変換器入力として供給される第１入力を有するデ ジタル制御された信号発生手段であって、その第１入力として供給されたデジタ ル値の中の、対応しているものに依存した可変周波数値を有する発振出力信号を その出力に供給できるデジタル制御信号発生手段と、 デジタル制御信号発生手段の出力に電気的に結合された制御入力を有し、かつ電 流パス入力を有する切換手段であって、制御入力に印加された信号の方向（指示 ）にしたがって電流バス入力を通して、選択された電流を取出すことができる切 換手段と、 制御入力および出力を有する電流制御信号発生手段であって、その制御入力にお いて取出された電流値に依存する値を有する出力信号をその出力に供給できる電 流制御信号発生手段とを具備したことを特徴とするデジタル／アナログ変換器。