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Die vorliegende Erfindung betrifft einen. Sender zur
Bereitstellung eines Ausgangssignals, das ein Sensorsignal, wie z.B.
ein Fluss-Signal von einem Magnetflussmesser, darstellt, und
insbesondere einen Schaltkreis zur Umwandlung des erfassten
Flusspotentials in eine Ausgabe.
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In gepulsten elektromagnetischen Gleichstrom-Flussmessern
liefert ein Sender einen Niedrigfrequenz- (typischerweise 3 bis
40 Hz) Rechteckstrom an Spulen auf einem Durchflussrohr, um
ein magnetisches Recheckfeld in dem leitenden Fluid zu
erzeugen, das durch das Durchflussrohr fließt. Das Magnetfeld
erzeugt eine Rechteckspannung mit einer Amplitude, die gemäß
dem Gesetz nach Faraday an den Elektroden auf dem
Durchflussrohr proportional zum Fluss ist. Das Potential ist über ein
Kabel an den Sender rückgekoppelt. Die Frequenz der
Rechteckerregung wird ausreichend hoch gewählt, um Störungen durch
Niedrigfrequenz-Rauschen zu vermeiden, das in dem strömenden
Fluid auftritt, andererseits aber auch ausreichend niedrig, so
dass kapazitive Last des Kabels und induktive Auswirkungen von
den Spulen die Amplitude der Rechteckspannung nicht wesentlich
verzerren. Der Fluss-Sender wandelt die Amplitude der
Rechteckspannung in ein Ausgangssignal um, das die Flussstärke wiedergibt.
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In der Vergangenheit wurde eine Vielzahl von Umwandlungs-
Schaltkreisen verwendet. Typischerweise wird die
Rechteckspannung demoduliert, wodurch eine Gleichstromspannung erzeugt
wird, die wiederum an einen spannungsgesteuerten Oszillator
(VCO) weitergeleitet wird, welcher eine den Durchfluss
wiedergebende VCO-Frequenz liefert. Da eine demodulierte
Gleichstromspannung zur Umwandlung in eine Frequenz an den
spannungsgesteuerten Oszillator VCO geliefert wird, hängt die
Umwandlungsgenauigkeit von der Nullstellenstabilität des VCO
ab. Es stellte sich als ein Problem heraus, die Genauigkeit
des VCO über einen langen Zeitraum bei Temperaturveränderungen
auf einem gewünschten Pegel zu halten (beispielsweise 0,1%
der Ablesung über eine Flussbereich von 50 : 1). Es ist daher
eine Anordnung erforderlich, die keinen hochgenauen VCO zur
Umwandlung benötigt.
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Es wurden auch unterschiedliche Schaltkreise verwendet, um die
VCO-Frequenz in ein elektrisch isoliertes, anpassbar
skaliertes analoges Ausgangssignal von 4-20 mA umzuwandeln.
Typischerweise ist der VCO-Frequenzausgang an einen Frequenzteiler
gekoppelt, der so angepasst ist, dass er eine Skalierung
liefert. Das Ausgangssignal des Teilers wird über einen optischen
Koppler einem Frequenz-Strom-Umwandlungsschaltkreis zugeführt,
der die skalierte Frequenz in einen Ausgangsstrom von 4-20 mA
umwandelt. Es ist darüber hinaus wünschenswert, dass zudem
eine Skalierungsanpassung mit einem großen Anpassungsbereich
erfolgt, während hingegen eine weiche, akkurate Umwandlung der
skalierten Frequenz in einen 4-20 mA-Ausgangsstrom geschaffen
wird.
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Die JP-A-58-1138I6 (Shimazu) offenbart einen Schaltkreis zur
Erregung eines elektromagnetischen Flussmessers. Es wird ein
Signal erzeugt, das proportional zur Flussgeschwindigkeit ist,
und es wird ein zweites Signal erzeugt, das proportional zum
Erregerstrom ist, welcher wiederum ein Magnetfeld in dem
Durchflussrohr erzeugt. Die beiden Signale machen eine
Spannungs-Frequenz-Umwandlung durch und die daraus resultierenden
Schwingungen werden zu ein Paar von Zählern durchgeschaltet.
Die Schwingungen werden während Abtastperioden zu den Zählern
durchgeschaltet, und die Frequenzen der beiden Signale werden
mit Hilfe eines Mikroprozessors voneinander subtrahiert.
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In dem Schaltkreis des US Patents Nr. 4,766,770 (Mannhertz et
al) wird ein Erregerstrom durch zwei Spulen geleitet und ein
Signal, das die Flussstärke im Rohr wiedergibt, wird an zwei
Elektroden aufgebaut. Das Signal wird verstärkt und über ein
Paar von Schaltern und Halteverstärkern an einen
Summier-Knotenpunkt geliefert. Ferner wird ein zweites Signal erzeugt,
das den durch einen Vergleichswiderstand fließenden
Erregerstrom wiedergibt. Die am Vergleichswiderstand erzeugte
Vergleichsspannung ist proportional zum Magnetfluss, der im
Durchflussrohr entsteht, und die Vergleichsspannung variiert
mit den Abweichungen bei Treiberstrom, Temperaturauswirkungen,
usw. Die Vergleichsspannung wird durch ein Paar von Schaltern
und Halteverstärkern sowie durch einen Ausgangsverstärker an
einen Rückkopplungs-Multiplikator angelegt. Der Ausgang des
Rückkopplungs-Multiplikators wird ebenfalls dem
Summier-Knotenpunkt zugeführt. Die Differenz zwischen dem Signal vom
Rückkopplungs-Multiplikator und vom Schalterpaar wird mit
Hilfe eines Spannungs-Frequenz-Verstärkers verstärkt. Die
Ausgangsfrequenz wird an einen Impulsfrequenzteiler und an einen
Frequenz-Strom-Umwandler angelegt.
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Entsprechend der vorliegenden Erfindung ist gemäß der
Definition von Anspruch 1 ein Sender vorgesehen, der ein ein
Sensorsignal darstellendes Ausgangssignal liefert, wobei der Sender
eine Erzeugungseinrichtung aufweist, die an das Sensorsignal
zur Erzeugung eines ersten Taktsignals mit einer ersten
Frequenz, die zu dem Sensorsignal invers ist, gekoppelt ist; eine
Empfangseinrichtung zum Empfangen des ersten Taktsignals, und
ferner einen ersten Verstärker zum Bereitstellen eines ersten
Stroms aufweist, der von einer Spannungsquelle als eine
Funktion der Spannung und der ersten Frequenz empfangen wird; und
einen Schaltkreis zur Schaffung der Spannungsquelle, um den
ersten Strom an den Verstärker zu liefern, und darüber hinaus
zur Lieferung eines Ausgangsstroms mit einer inversen
Beziehung zu dem ersten Strom, der, in Verbindung mit der inversen
Beziehung zwischen dem Fluss und der ersten Frequenz, eine
direkte Beziehung zwischen dem Ausgangsstrom und der Flussstärke
liefert, wobei die Erzeugereinrichtung eine Einrichtung zur
Umwandlung des Fluss-Signals in einen digitalen Wert, der
einen Teilungsfaktor darstellt, der proportional zu dem Fluss
ist, wiedergibt; ferner eine Einrichtung zur Erzeugung eines
zweiten Taktsignals mit einer zweiten Frequenz; und eine
Einrichtung zum Empfang des digitalen Werts und des zweiten
Taktsignals zum Erzeugen des ersten Taktsignals mit der ersten
Frequenz, die von der zweiten Frequenz gesteuert wird und
invers proportional zu dem Teilungsfaktor ist.
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Der magnetische Flussmesser erzeugt eine Wechselspannung, die
die Flussstärke darstellt. Eine Regeleinrichtung regelt einen
den Flussmesser abwechselnd mit unterschiedlichen ersten und
zweiten Stromamplituden erregenden Strom. Die
Steuereinrichtung liefert ein Korrektur-Ausgangssignal, das die ersten und
zweiten Amplituden darstellt.
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Die an das Korrektur-Ausgangssignal und die Wechselspannung
angeschlossene Oszillator-Einrichtung schwingt mit einer
Frequenz, welche die Wechselspannung wiedergibt, die aufgrund der
Abweichung der ersten und zweiten Amplituden korrigiert worden
ist. Eine Mess-Einrichtung misst eine erste Frequenz der
Schwingungen, nachdem der Strom zu der ersten Amplitude
gesteuert wird, und misst eine zweite Frequenz der Schwingungen,
nachdem der Strom zu der zweiten Amplitude gesteuert wird. Die
Ausgabe-Einrichtungen berechnen ein Ausgangssignal, das die
Flussstärke als eine Funktion einer Subtraktion der ersten und
zweiten gemessenen Frequenzen wiedergibt, so dass die
Auswirkung einer Abweichung bei der Wechselspannung durch die
Subtraktion reduziert wird.
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Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile ergeben sich aus
der nachfolgenden Kurzbeschreibung der Erfindung anhand der
Zeichnungen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Es zeigen:
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Fig. 1A und 1B zusammen ein vermischtes schematisches
Block- und Schaltkreisdiagramm eines Flussmessers, der
die vorliegende Erfindung verkörpert; und
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Fig. 2 ein Zeitdiagramm der elektrischen Signale von dem in
den Fig. 1A und 1B gezeigten Schaltkreis.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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In Fig. 1A erzeugt der Spulentreiber 15 einen Strom I&sub1;&sub2;, der
durch den Elektromagneten 12 fließt. Die an den Spulentreiber
15 gekoppelte Vergleichsspannung 15' steuert die Amplituden
des Stroms I&sub1;&sub2;. Der Strom I&sub1;&sub2; ist, wie es in Fig. 2 gezeigt
ist, im Wesentlichen eine Rechteckwelle mit einer niedrigen,
durch den Sequenzer 17 gesteuerten Wiederholungsfrequenz. Der
Sequenzer 17 ist von dem Benutzer auf eine ausgewählte
niedrige Frequenz voreingestellt. Der Elektromagnet 12 erzeugt ein
Magnetfeld B quer zu einem Fluss des Fluids 11 in dem
Durchflussrohr 10. Elektroden 13, 14 erfassen das
Fluss-Ausgangssignal V&sub1;&sub1;, eine Spannung, die gemäß dem Gesetz nach Faraday
in dem Fluid 11 erzeugt wird. Das Fluss-Ausgangssignal V&sub1;&sub1;
weist zwar eine Amplitude auf, die proportional zum
Rechteckstrom I12 ist, der mit der Geschwindigkeit des Fluids 11 durch
das Durchflussrohr 10 mulitpliziert wird, ist aber
andererseits unerwünschten Rauschsignalen und Abweichungsspannungen
ausgesetzt.
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Der Verstärkerschalkreis 18 empfängt das Fluss-Ausgangssignal
V&sub1;&sub1; und verstärkt es auf temperaturstabile Art und Weise,
filtert einige Rauschsignale aus, und wandelt es in ein
verstärktes Ausgangssignal V&sub1;&sub8; um, das zum gemeinsamen
Gleichstromleiter 15" weitergeleitet wird. Bei dem Filern im
Verstärkerschaltkreis kann es sich um verschiedene bekannte
analoge Filterverfahren handeln, oder um ein von dem Sequenzer 17
gesteuertes Filtern. Das verstärkte Ausgangssignal V&sub1;&sub8; gibt
die Flussstärke wieder, ist jedoch Rauschsignalen und
Abweichungen, die vom Verstärkerschaltkreis 18 nicht vollständig
beseitigt worden sind, ausgesetzt.
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Das verstärkte Ausgangssignal V&sub1;&sub8; ist an den Abtast- und
Halteschaltkreis 19 gekoppelt, der Haltekondensatoren 22, 23 und
Festkörper-Schalter 20A, 20B, 21A, 21B aufweist, die vom
Sequenzer 17 gesteuert werden. Der Sequenzer 17 schließt die
Schalter 20A, 20B, 21A, 21B durch Anlegen positiver Pegel der
Steuerausgangssignale V20A, V20B, V21A bzw. V21B jeweils in
Synchronisation mit dem Rechteckstrom I&sub1;&sub2;, wie es in Fig. 2
gezeigt ist. Der Schalter 20A ist während eines Zeitintervalls
nahe dem Ende einer positiven Halbperiode des Stroms I&sub1;&sub2;
geschlossen, wodurch das verstärkte Ausgangssignal V&sub1;&sub8; während,
einer positiven Halbperiode des Stroms I&sub1;&sub2; an den Kondensator
22 gekoppelt wird. Der Schalter 21A ist während eines
Zeitintervalls nahe dem Ende einer negativen Halbperiode des Stroms
I&sub1;&sub2; geschlossen, wodurch das verstärkte Ausgangssignal V&sub1;&sub8;
während einer negativen Halbperiode des Stroms I&sub1;&sub2; an den
Kondensator 23 gekoppelt wird. Die Schalter 20A, 21A sind
während ihrer jeweiligen Halbperioden lange genug geschlossen, um
die Aufladung der Haltekondensatoren 22, 23 zur Speicherung im
Wesentlichen der Spannung des verstärkten Ausgangssignals V&sub1;&sub8;
zu ermöglichen.
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Wie es in Fig. 2 gezeigt ist, ist der Schalter 20B
geschlossen, um die auf dem Kondensator 22 gespeicherte Spannung an
das Abtast- und Halte-Ausgangssignal V&sub1;&sub9; während einer Hälfte
einer Periodenzeit des Rechteckstroms I&sub1;&sub2; zu koppeln; während
der anderen Hälfte einer jeden Periodenzeit ist der Schalter
12B geschlossen, um eine auf dem Kondensator 23 gespeicherte
Spannung an das Abtast- und Halte-Ausgangssignal V&sub1;&sub9; zu
koppeln. Der Schalter 28A wird offen gehalten, wenn der Schalter
20B geschlossen ist; und der Schalter 21A wird offen gehalten,
wenn der Schalter 21B geschlossen ist, so dass
Rausch-Störeffekte nicht vom verstärkten Ausgangssignal V&sub1;&sub8; durch den
Abtast- und Halteschaltkreis 19 an das Abtast- und
Halte-Ausgangssignal V&sub1;&sub9; gekoppelt werden. Das Abast- und Halte-
Ausgangssignal V&sub1;&sub9; wechselt somit zwischen zwei Spannungen,
und die Differenz zwischen diesen beiden Spannungen stellt das
Fluss-Ausgangssignal V&sub1;&sub1; dar. Der Abtast- und Halteschaltkreis
19 moduliert das Abtast- und Halte-Ausgangssignal V&sub1;&sub9; mit
einer Niedrigfrequenz-Rechteckwelle, welche die gleiche
Frequenz wie die Rechteckwellen-Modulation des Spulenstroms I&sub1;&sub2;
aufweist. Das Abtast- und Halte-Ausgangssignal V&sub1;&sub9; wird somit
eher moduliert als demoduliert.
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Der Spulenantrieb 15 unterzieht den Strom I&sub1;&sub2; einer ganzen
Wellengleichrichtung, um einen gleichgerichteten Strom I&sub1;&sub2;'
durch den Stromerfassungs-Widerstand. 16 zu erzeugen. Der
Strom, der durch den Widerstand 15 fließt, ist somit im
Wesentlichen frei von Niedrig-Frequenzmodulation bei der
Erregerfrequenz. Der Stromerfassungs-Widerstand 16 entwickelt so
ein Ausgangssignal V&sub1;&sub6; mit einer einzigen Polarität, das die
Amplitude des Spulenstroms I&sub1;&sub2; wiedergibt. Das Ausgangssignal
V&sub1;&sub6; wird an ein Tiefpassfilter angeschlossen, das den Schalter
27, den Widerstand 28 und den Haltekondensator 29 aufweist,
der Amplitudenabweichungen innerhalb der Spulenantriebsperiode
ausfiltert. Der Sequenzer 17 liefert ein Steuerausgangssignal
V&sub2;&sub7;, das die Betätigung des Schalters 27 wie in Fig. 2 gezeigt
steuert. Der Schalter 27 tastet das gleichgerichtete (d.h.
demodulierte) Ausgangssignal vom Stromerfassungs-Widerstand 16
ab und speichert die abgetastete Spannung durch den Widerstand
28 auf dem Haltekondensator 29. Die auf dem Kondensator 29
gespeicherte Spannung stellt so die durchschnittliche Amplitude
des Stroms I&sub1;&sub2; dar, ist andererseits aber relativ frei von
Abweichungen, die innerhalb einer Erregerperiode auftreten,
wie z. B. Asymmetrie. Der Verstärker 30 verstärkt die auf dem
Haltekondensator 29 gespeicherte Spannung und koppelt ein
Ausgangssignal V&sub3;&sub0;, das die Stromamplitude darstellt, über den
Schalter 31 und den Widerstand 26 (Fig. 1B) zur
Stromversorgung an das Korrektur-Ausgangssignal I&sub2;&sub6;. Das Ausgangssignal
V&sub3;&sub0; ist ferner an einen Eins-Verstärker-Inverter gekoppelt,
der den Operationsverstärker 32 und die Widerstände 33, 34
aufweist. Das Ausgangssignal des Verstärkers 32, das auch die
Stromamplitude darstellt, jedoch eine gegensätzliche Polarität
zur Polarität des Ausgangssignals des Verstärkers 30 aufweist,
ist über den Schalter 35 und den Widerstand 26 (Fig. 1B) zur
Stromversorgung an das Korrektur-Ausgangssignal I&sub2;&sub6; gekoppelt.
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In Fig. 1B ist das Korrektur-Ausgangssignal I&sub2;&sub6; an einen
negativen oder invertierenden Eingang eines Integrators
gekoppelt, der einen Verstärker 24 und einen Kondensator 25
aufweist. Das Abtast- und Halte-Ausgangssignal V&sub1;&sub9; ist an einen
positiven Eingang des Integrators gekoppelt, der den
Verstärker 24 und den Kondensator 25 aufweist. Der Integrator erzeugt
ein Integrator-Ausgangssignal V&sub2;&sub4;, das eine integrierte
Differenz zwischen dem Abtast- und Halte-Ausgangssignal V&sub1;&sub9; und
dem Korrektur-Ausgangssignal I&sub2;&sub6; ist. Der Integrator-Ausgang
V&sub2;&sub4; koppelt an den Spannungserfassungs-Eingang des
spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 36. Der VCO 36 erzeugt ein
Oszillator-Ausgangssignal V&sub3;&sub6;, das eine Frequenz F aufweist, die
zunimmt, wenn die Spannung am Spannungserfassungs-Eingang zunimmt,
kann andererseits aber aufgrund von Alterung oder
Temperaturveränderungen driften.
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Das Oszillator-Ausgangssignal V&sub3;&sub6; ist in Fig. 2 dargestellt,
jedoch ist die Frequenz nicht im gleichen Maßstab wie die
anderen Abschnitte des Zeitdiagramms gezeigt. Die
Ausgangsfrequenz in voller Größe des VCO ist viel höher als die
Spulenantriebsfrequenz, typischerweise 100 bis 10000 Mal höher,
andererseits sind jedoch niedrigere Ausgangsfrequenzen in Fig. 2
lediglich zur Verdeutlichung der Abbildung gezeigt. Die Frequenz
des Oszillator-Ausgangssignals V&sub3;&sub6; ist durch die am
VCO-Eingang erfasste Rechteckspannung V&sub2;&sub4; frequenzmoduliert (FM), wie
es in Fig. 2 dargestellt ist. Die Frequenz des
Oszillator-Ausgangssignals weicht von oberen und unteren
Abweichungsfrequenzen entsprechend den beiden Pegeln des Rechteckwellen-Fluss-
Ausgangssignals ab. Die Differenz zwischen den oberen und den
unteren Abweichungsfrequenzen stellt die Flussstärke dar.
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Ein mit einem Mikroprozessorsystem 39 verbundener Taktgeber 40
liefert ein Taktausgangssignal V&sub4;&sub0;, das einen stabilen
Frequenzvergleich liefert, und vorzugsweise kristallgesteuert
ist.
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Der Oszillator-Ausgang V&sub3;&sub6; und der Taktgeber-Ausgang V&sub4;&sub0; sind
an den Frequenz-/Tastverhältnis-Wandlerschaltkreis 37
angeschlossen. Der Wandlerschaltkreis 37 liefert Tastverhältnis-
Steuerausgangssignale V&sub3;&sub7;&submin;&sub1; und V&sub3;&sub7;&submin;&sub2;, die logische
Ergänzungen zueinander sind. Das
Tastverhältnis-Steuerausgangssignal V&sub3;&sub7;&submin;&sub1; besitzt ein Tastverhältnis, das direkt mit der
Frequenz des Oszillator-Ausgangs V&sub3;&sub6; in Beziehung steht. Das
Tastverhältnis-Steuerausgangssignal V&sub3;&sub7;&submin;&sub2; besitzt ein
Tastverhältnis, das umgekehrt in Beziehung zu der Frequenz des
Oszillator-Ausgangs V&sub3;&sub6; steht. Eine derartige
Frequenz-/Tastverhältnis-Wandlerschaltkreisanordnung ist beispielsweise aus dem
US-Patent 4,309,909 Grebe, Jr. et al bekannt, auf das hierbei
Bezug genommen wird.
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Das Steuerausgangssignal V&sub3;&sub7;&submin;&sub1; steuert die Betätigung des
Schalters 31, so dass die Beendigungeszeit des
Tastverhältnisses des Schalters 31 direkt zur Frequenz des
Oszillator-Ausgangs V&sub3;&sub6; in Beziehung steht. Das Steuerausgangssignal V&sub3;&sub7;&submin;&sub2;
steuert die Betätigung des Schalters 35, so dass die
Beendigungszeit des Tastverhältnisses des Schalters 35 in
umgekehrter Beziehung zur Frequenz des Oszillator-Ausgangs V&sub3;&sub6; steht.
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Der Betrieb des Umwandlers 37, der Schalter 31, 35 und der
Verstärker 30, 32 vervollständigen eine Rückkopplungsschleife
vom Oszillator-Ausgang V&sub3;&sub6; zurück zum Spannungserfassungs-
Eingang des VCO 36, der die Frequenz des
Oszillator-Ausgangssignals V&sub3;&sub6; im Hinblick auf das integrierte Ausgangssignal V&sub2;&sub4;
und so auch im Hinblick auf das Fluss-Ausgangssignal V&sub3;&sub1;
linearisiert.
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Das Abtast- und Halte-Ausgangssignal V&sub1;&sub9; und das Korrektur-
Ausgangssignal I&sub2;&sub6; weisen beide Amplituden auf, die direkt
proportional zum Strom I&sub1;&sub2; sind. Der Integrator-Verstärker 24
subrahiert wirksam diese beiden Ausgangssignale voneinander,
so dass das Oszillator-Ausgangssignal V&sub3;&sub6; im Wesentlichen
unabhängig von der Abweichung der Amplitude des Stroms I&sub1;&sub2; ist.
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Das Ausgangspotential V&sub3;&sub6; des VCO, das Taktausgangssignal V&sub4;&sub0;
und ein Synchronisier-Ausgangssignal. V&sub1;&sub7; vom Sequenzer 17 sind
alle an den Zähler 38 angeschlossen. Der Zähler 38 zählt oder
sammelt die Anzahl der Schwingungen des
Oszillator-Ausgangssignals V&sub3;&sub6; während einem vorbestimmten Zeitintervall an, das
vom Taktausgangssignal gesteuert wird. Das
Synchronisiereinrichtungs-Ausgangssignal V&sub1;&sub7; synchronisiert die Zählung im
Zähler 38 mit dem Spulenantrieb und dem Abtast- und
Haltevorgang, so dass eine Zählung angesammelt wird, während das
Oszillator-Ausgangssignal V&sub3;&sub6; einen beständigen, höheren
Frequenzpegel aufweist (entsprechend einem positiven Wert des
Stroms I&sub1;&sub2;) und eine zweite Zählung angesammelt wird, während
das Oszillator-Ausgangssignal V&sub3;&sub6; einen beständigen, niedrigeren
Frequenzpegel aufweist (entsprechend einem negativen
Wert des Stroms I&sub1;&sub2;). Der Zähler 38 liefert den ersten und den
zweiten Zählwert an das Mikroprozessorsystem 39 als zwei
digitale Worte.
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Das Mikroprozessorsystem 39 subtrahiert den ersten Zählwert
von dem zweiten Zählwert, um eine Differenz zwischen den
beiden Zählwerten zu berechnen. Da beide Zählwerte durch
Gleichstrom-Abweichungen und Nullverschiebungen im erfassten,
verstärkten und abgetasteten Fluss-Signal im Wesentlichen auf die
selbe Art und Weise beinflusst werden, beseitigt die digitale
Subtraktion die Abweichungen. Da der Mikroprozessor 39 die
Subtraktion digital durchführt, kommen keine mit der analogen
Subtraktion verbundenen Abweichungen neu hinzu. Das
Mikroprozessorsystem 39 führt eine wirksame digitale Demodulation des
Fluss-Signals aus, d.h. es entfernt die
Rechteckwellen-Antriebskomponente von dem Fluss-Signal, chne eine zusätzliche
Abweichung zu bewirken. Die Genauigkeit der Messung hängt
nicht von der Nullpunkt-Stabilität im spannungsgesteuerten
Oszillator 36 oder im Integrator 24 ab.
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Das Mikroprozessor-System 39 speichert zudem die
Korrekturkonstanten im Speicher, um Nicht-Lineraritäten noch weiter zu
reduzieren. Der Mikroprozessor erzeugt ein ein digitales Wort
enthaltendes Ausgangssignal D&sub3;&sub9;, wobei das digitale Wort einen
Teilungsfaktor proportional zu dem erfassten Fluss, wie er aus
den beiden vom Zähler 38 gelieferten Zählwerten errechnet
wird, bestimmt. Der Teilungsfaktor ist vorzugsweise eine
hexadezimale Zahl mit einer ganzen Zahl und einem Bruchteil. Das
Ausgangssignal D&sub3;&sub9; koppelt an einen ersten Teiler 41, der ein
Ausgangssignal V&sub4;&sub1; liefert, das eine Frequenz hat, die
proportional zu oder gleich der Frequenz des durch den
Teilungsfaktor D&sub3;&sub9; geteilten Taktausgangssignals V&sub4;&sub0; ist. Die digitale
Frequenzteilung durch einen Divisor, der eine ganze Zahl und
einen Bruchteil aufweist, ist bekannt, wie es zum Beispiel im
US-Patent 4,306,461 von Grebe, Jr. gezeigt wurde, auf welches
hier Bezug genommen wird. Die Ausgangsfrequenz des ersten
Teilerausgangssignals V&sub4;&sub1; ist umgekehrt proportional zum Fluss
des Fluids 11.
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Das Ausgangssignal V&sub4;&sub1; des ersten Teilers 41 koppelt an einen
optischen Koppler 42, der die Schaltkreisanordnung galvanisch
trennt, oder isoliert, wobei die Schaltkreisanordnung zu dem
Vergleichspotential 15", das mit der Masse des Flussrohrs 10
verbunden ist, von einem anderen Vergleichspotential 60, das
mit einem isolierten Ausgangsschaltkreis verbunden ist,
weitergeleitet wird. Das isolierte Ausgangssignal V&sub4;&sub2; des
Kopplers 42 leitet die skalierte Frequenz von dem ersten
Frequenzteiler zu dem zweiten Teiler 43. Der zweite Frequenzteiler 43
ist ein Durch-Zwei-Teilungsschaltkreis, der Ausgangssignale
V&sub4;&sub4; und V&sub4;&sub5; liefert, die komplementäre
Flip-Flop-Ausgangssignale sind, wobei jedes ein 50%-iges Tastverhältnis besitzt.
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Die Ausgangssignale V&sub4;&sub4; und V&sub4;&sub5; betätigen die Schalter 44 und
45. Wenn der Schalter 45 geschlossen ist, lädt der Verstärker
47 den Kondensator 46 auf den Pegel der an den Verstärker 47
angeschlossenen Referenz V&sub6;&sub1;. Wenn der Schalter 45 geöffnet
und der Schalter 44 geschlossen ist, wird der Kondensator 46
durch einen des mit dem Schalter 44 in Reihe geschalteten
strombegrenzenden Widerstand vollständig entladen. Die
Frequenz oder Geschwindigkeit des Ladens und Entladens wird durch
die Frequenz am Ausgang des zweiten Teilers gesteuert, der
umgekehrt proportional zur Flussstärke ist. Der vom Verstärker
47 gelieferte Strom und die Ausgangsspannung V&sub4;&sub7; sind
umgekehrt proportional zur Flussstärke.
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Das Ausgangssignal V&sub4;&sub7; des Verstärkers 47 liefert einen Strom,
der umgekehrt proportional zum Fluss durch den Widerstand 52
zu einem Summier-Knotenpunkt an einem invertierenden Eingang
des Verstärkers 50 ist. Die Vergleichseinrichtung 61 liefert
eine Vergleichsspannung V&sub6;&sub2; an einen nicht-invertierenden
Eingang des Verstärkers 50.
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Die Ausgangsspannung V&sub5;&sub0; des Verstärkers 50 ist durch den
Widerstand 53 an eine Basis des Transistors 52 angeschlossen.
Der Transistor 52 steuert eine 4-20 mA-Zweidrahtschleife, die
an den Anschlüssen 54, 55 erregt wird. Der Widerstand 58
entwickelt eine Spannung proportional zum Strom in der 4-20 mA-
Schleife, und die Spannung wird durch einen Widerstand 59
zurück an den Summier-Knotenpunkt gekoppelt, um eine
geschlossene Schleifensteuerung des Stroms in der Schleife zu schaffen.
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Eine Gleichstrom-Energieversorgung ist an die Schleife an den
Anschlüssen 54, 55 gekoppelt. Ein durch einen Widerstand 56
dargestelltes Ladegerät in der Schleife empfängt den
Schleifenstrom zur Überwachung oder zur Steuerung.
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Obwohl die vorliegende Erfindung mit Bezug auf bevorzugte
Ausführungsformen beschrieben worden ist, ist es für Fachleute in
der Technik offensichtlich, dass Veränderungen vorgenommen
werden können, ohne von dem in den anliegenden Ansprüchen
definierten Schutzumfang abzuweichen.