JP3120660B2 - 電磁流量計 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、励磁電源のスイッチン
グに起因して生じるゼロ点の変化を小さくするように改
良された電磁流量計に係り、特に、励磁周波数が商用周
波数程度より高くなったときに生じるゼロ点の変化を省
電力を維持しながら小さくするように改良した電磁流量
計に関する。

【０００２】

【従来の技術】電磁流量計の励磁電流を制御する制御回
路のパワーロスを減少させるために制御回路にスイッチ
ング電源を用いることが行われる。図３はこの種の従来
の電磁流量計の構成を示す構成図である。

【０００３】励磁回路１０は、励磁コイル１１、基準抵
抗１２、基準電圧源１３、偏差デューテイサイクル変換
回路１４、タイミング信号発生回路１５、半導体スイッ
チＱ ₁〜Ｑ₄、ダイオードＤ₁〜Ｄ₄、コンデンサＣ₁〜Ｃ₂
などから構成されている。

【０００４】電源回路１６は、商用電源１７、両波整流
回路１８、レギュレータ１９などから構成され、レギュ
レータ１９は励磁回路１０に正負両極性の直流電圧
Ｅ⁺、Ｅ^-を供給する。

【０００５】一方、信号処理回路２０は、測定管２１、
検出電極２２、２３、前置増幅器２４、加算回路２５、
減算回路２６、増幅器２７、同期整流回路２８、電圧／
周波数変換回路２９、周波数／電流変換回路３０、レー
トマルチプライヤ３１、３２、スパン設定回路３３、基
準発振器３４、及び乗算器３５、３６などから構成され
ている。

【０００６】励磁コイル１１から印加された矩形波状の
磁場は測定管２１に印加され、測定流体が測定管２１に
流れることにより検出電極２２、２３の両端に測定流体
の流量に比例する信号電圧が発生する。

【０００７】この信号電圧は前置増幅器２４でインピー
ダンス変換がなされてその出力端に信号電圧Ｖ_Sとして
出力される。加算回路２５はこの信号電圧Ｖ_Sに乗算器
３６から出力されるゼロ調電圧Ｖ_Zと加算演算し、減算
回路２６に出力する。

【０００８】減算回路２６は加算回路２５から出力され
る加算信号と乗算器３５から出力される帰還信号Ｖ_fと
の偏差を演算して増幅器２７に出力する。増幅器２７の
出力信号は、タイミング信号発生回路１５から出力され
る参照電圧Ｖ_Cを用いる同期整流回路２８により同期整
流されて直流電圧に変換される。

【０００９】この直流電圧は、電圧／周波数変換回路２
９に出力されて周波数信号ｆ_Sに変換され、周波数／電
流変換回路３０を介して測定流量を示す電流信号として
出力されると共にレートマルチプライヤ３１にも出力さ
れる。

【００１０】スパン設定回路３３により設定された所定
のスパン値Ｓがレートマルチプライヤ３１に設定されて
おり、スパン値Ｓに対応するように周波数信号ｆ_Sを構
成するパルス数を間引きして周波数信号ｆ_rとして乗算
器３５に出力する。

【００１１】乗算器３５は、励磁電流Ｉ_exに比例する参
照電圧Ｖ_r1が印加され、参照電圧Ｖ _r1とレートマルチプ
ライヤ３１から出力された周波数信号ｆ_rとを乗算して
帰還信号Ｖ_fとして減算回路２６に負帰還する。

【００１２】この乗算器３５は、例えばスイッチ素子な
どで構成され、参照電圧Ｖ_r1を周波数信号ｆ_rによりオ
ン／オフした結果を帰還信号Ｖ_fとして出力することに
より乗算が実行される。

【００１３】また、レートマルチプライヤ３２は、タイ
ミング信号発生回路１５から励磁のタイミングに同期し
たタイミング信号を受けると共に基準発振器３４から一
定周波数ｆ₀の基準信号を受け、スパン値Ｓに対応して
パルスが間引かれた周波数信号（Ｓ・ｆ₀）を乗算器３
６に出力する。

【００１４】乗算器３６は、参照電圧Ｖ_r1が印加され、
参照電圧Ｖ_r1とレートマルチプライヤ３２から出力され
た周波数信号（Ｓ・ｆ₀）とを乗算してゼロ調電圧Ｖ_Zと
して加算回路２５に出力する。乗算器３６の構成は乗算
器３５と同様である。

【００１５】信号処理回路２０は、信号電圧Ｖ_Sにゼロ
調電圧Ｖ_Zが加算された信号と、帰還信号Ｖ_fとが等しく
なるように動作し、系が安定したときには、スパン値Ｓ
に対応する流量信号が周波数／電流変換回路３０から出
力される。

【００１６】次に、励磁回路１０の動作について図４に
示す波形図と図５に示す状態図をもちいて説明する。タ
イミング信号発生回路１５は商用電源１７から電源電圧
Ｖ_PS（図４（ａ））が入力され、これに同期して各種タ
イミング信号が生成される。

【００１７】励磁コイル１１には、レギュレータ１９で
作られる正負両極性の励磁電圧（Ｅ ⁺、Ｅ^-）から、半導
体スイッチＱ₁〜Ｑ₄、基準抵抗１２を通して商用電源１
７の周波数の１／８の周波数を持つ励磁電流Ｉ_ex（図４
（ｇ））が供給される。

【００１８】この結果、基準抵抗１２の両端には参照電
圧Ｖ_r1が発生し、この参照電圧Ｖ_r1と基準電圧Ｅ_r1との
偏差が偏差デューテイサイクル変換回路１４に入力さ
れ、デュテイ信号Ｖ_du（図４（ｃ））に変換される。

【００１９】半導体スイッチＱ₁〜Ｑ₄は、基本的にはタ
イミング信号発生回路１５により商用周波数の１／８の
周波数ごとに正励磁状態と負励磁状態に図４（ｂ）に示
すようにオンオフ状に制御される。

【００２０】一方、タイミング信号発生回路１５にはデ
ュテイ信号Ｖ_duが入力されており、このデュテイ信号Ｖ
_duが図４（ｂ）に示すオンオフ制御を受けて、半導体ス
イッチＱ₁は正励磁において図４（ｄ）に示す高周波の
駆動信号で開閉される。半導体スイッチＱ₃は負励磁で
同様な制御を受ける。

【００２１】半導体スイッチＱ₂は図４（ｂ）に示す励
磁状態に対応した図４（ｅ）に示す１／８の周波数ごと
にオンオフ制御される駆動信号により制御される。半導
体スイッチＱ₄も同様な制御を受ける。

【００２２】つぎに、半導体スイッチＱ₃とＱ₄がオフ、
Ｑ₂がオン、Ｑ₁が制御状態にある図５（ａ）に示す正励
磁の期間について説明する。偏差デューテイサイクル変
換回路１４は参照電圧Ｖ_r1と基準電圧Ｅ_r1との偏差が一
致するように半導体スイッチＱ₁を高周波でオンオフ制
御するので、Ｒ_r1を基準抵抗１２の抵抗値とすると定常
状態での励磁電流Ｉ_ex（図４（ｇ））はＥ_r1／Ｒ_r1の一
定値に制御される。

【００２３】この高周波の制御状態において、半導体ス
イッチＱ₁がオフのときは、励磁コイル１１に生じる逆
起電力により励磁コイル１１に並列接続された半導体ス
イッチＱ₂を介して励磁電流Ｉ_exが流れ、半導体スイッ
チＱ₁の高周波制御に伴うリップル分は励磁コイル１１
のインダクタンスで平滑される。

【００２４】次に、図５（ｂ）に示す正→０の過渡期間
について説明する。この場合は、各半導体スイッチＱ₁
〜Ｑ₄は全てオフの期間である。このときは、励磁コイ
ル１１の逆起電力によるエネルギはコンデンサＣ₂を充
電してゼロに減衰する。

【００２５】この後は、図５（ｃ）に示す負励磁の期間
に移行する。この場合は半導体スイッチＱ₁とＱ₂がオ
フ、Ｑ₄がオン、Ｑ₃が制御状態にある。この移行の当初
の制御状態では参照電圧Ｖ_r1と基準電圧Ｅ_r1との偏差が
大きいので、図４（ｃ）に示すようにデュテイ信号Ｖ_du
の立上り時のデュテイ比が大きくなり、短時間で定常状
態になる。以後の図５（ｄ）の動作は、逆極性ではある
が、図５（ｂ）の状態とほぼ同様な動作をする。

【００２６】以上を総合すると、、励磁コイル１１に印
加される励磁電圧Ｅ_exとしては、図５（ｆ）に示すよう
になるが、励磁電流Ｉ_exは図５（ｇ）に示すように急峻
に立ち上がり直ちに一定の励磁電流値±Ｉ_exとなる波形
となる。

【００２７】なお、図５に示す正励磁から負励磁の状態
に移行するときに、励磁コイル１１に蓄えられたエネル
ギ（１／２）・Ｌ・Ｉ_ex ²は、ダイオードＤ₃を通して負
電圧Ｅ^-側のコンデンサＣ₂に移り、負励磁状態での立ち
上げのために再利用されるので、消費電力を大幅に低減
することができる。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ような電磁流量計、特に、その励磁回路には次に説明す
るような問題がある。図３に示す励磁回路１１に流れる
励磁電流Ｉ_exの周波数は１０Ｈｚ程度以下の低周波であ
り、これに対してスイッチＱ₁とＱ₃を制御する高周波の
デュテイ信号Ｖ_duの周波数は数ＫＨｚ〜１０ＫＨｚの周
波数である。このため、励磁電流Ｉ_exのリップルを充分
に小さくすることができる。

【００２９】一方、流体が流れることによって生じるフ
ローノイズの周波数特性は、１／ｆ（ｆは周波数）特性
を有しているので、高周波になるほどこの種のノイズの
大きさが減少することとなる。

【００３０】このため、４〜２０ｍＡの電流信号として
伝送する２線式の電磁流量計などのローパワー形では、
励磁周波数を１００Ｈｚ程度以上にしてＳ／Ｎを改善す
る試みがなされている。

【００３１】このような高周波励磁の電磁流量計では、
ローパワーという制約から励磁回路としてはスイッチン
グ方式を用いる方が有利であるが、従来と同じスイッチ
ング周波数で制御すると信号のサンプリング周期（励磁
周期と同じ）と励磁電流のリップル周期（スイッチング
周期と同じ）のビートが大きくなり、ゼロ点がビート周
波数で揺動する。

【００３２】この点について図６に示す波形図を用いて
さらに詳しく説明する。図６（ａ）は低周波励磁の場合
を、図６（ｂ）は高周波励磁の場合をそれぞれ示してい
るが、この場合は、説明の便宜上、図６（ａ）に対して
図６（ｂ）は２倍の励磁周波数として示してある。横軸
は時間ｔを、縦軸は励磁電流（或いは信号電圧）の瞬時
値ｉ_ex（或いはｅ_S）を示している。ただし、スイッチ
ング周波数は同一としてある。

【００３３】ここで、Ｓ_Lは低周波励磁におけるデュー
テイサイクル５０％のときの信号のサンプリング量を、
Ｓ_Hは高周波励磁におけるデューテイサイクル５０％の
ときの信号のサンプリング量を、Ｓ´は励磁電流のリッ
プル分による影響量をそれぞれ示している。

【００３４】したがって、低周波励磁における出力揺動
の割合は（Ｓ´／Ｓ_L）であり、高周波励磁における出
力揺動の割合は（Ｓ´／Ｓ_H）である。したがって、図
から判るように（Ｓ´／Ｓ_L）＜（Ｓ´／Ｓ_H）となり、
高周波励磁になるほど出力揺動の影響が大きくなるとい
う問題がある。

【００３５】そこで、高周波励磁にしたときは、励磁電
流のスイッチング周波数を高速化すれば良いが、低周波
励磁に見合う周波数にするためには、数１００ＫＨｚ〜
１ＭＨｚ以上のスイッチング周波数になる。このため、
電流制御回路でのパワーロスが増大し、スイッチング素
子も高速のものを選定しなければならないなどの問題が
発生する。

【００３６】

【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するための構成として、商用周波数以上の周波数を
持つ励磁電流で励磁コイルが励磁される電磁流量計にお
いて、先の励磁コイルに直列に接続され制御信号により
制御されて先の励磁電流をオン／オフするスイッチング
手段と、基準周波数を分周してスイッチング周波数を生
成すると共にこのスイッチング周波数を分周して分周信
号を生成する分周手段と、先の励磁電流に比例する参照
電圧と所定の基準電圧との偏差に関連する信号を含んで
先の分周信号の周期で切り換えられて先の制御信号を生
成する駆動手段と、先の分周信号のトリガにより先のス
イッチング周波数を所定数カウントして次のトリガの開
始前の所定時間幅でサンプリング信号を出力するタイミ
ング手段と、信号電圧を先のサンプリング信号によりサ
ンプリングするサンプリング手段とを具備し、先のサン
プリング手段の出力から流量信号を得るようにしたもの
である。

【００３７】

【作 用】スイッチング手段は商用周波数以上の周波数
を持つ励磁電流で励磁される励磁コイルに直列に接続さ
れ制御信号により制御されて先の励磁電流をオン／オフ
する。

【００３８】分周手段は基準周波数を分周してスイッチ
ング周波数を生成すると共にこのスイッチング周波数を
分周して分周信号を生成する。駆動手段は、先の励磁電
流に比例する参照電圧と所定の基準電圧との偏差に関連
する信号を含んで先の分周信号の周期で切り換えられて
先の制御信号を生成する。

【００３９】タイミング手段は、先の分周信号のトリガ
により先のスイッチング周波数を所定数カウントして次
のトリガの開始前の所定時間幅でサンプリング信号を出
力する。

【００４０】サンプリング手段は、信号電圧を先のサン
プリング信号によりサンプリングし、その出力から流量
信号を得る。このようにして、サンプリングされた信号
電圧に含まれる励磁のリップルの影響を除去する。

【００４１】

【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示すブロック
図である。なお、図３に示す従来の電磁流量計と同一の
機能を有する部分には同一の符号を付して適宜にその説
明を省略する。

【００４２】４０は共通電位点ＣＯＭに対して電源電圧
Ｅ_X ⁺を持つ電源であり、４１は同じく共通電位点ＣＯＭ
に対して電源電圧Ｅ_X ^-を持つ電源である。電源４０の正
電極はスイッチＳＷ₁とＳＷ₂を介して電源４１の負電極
に直列に接続されている。

【００４３】また、スイッチＳＷ₁とＳＷ₂との接続点Ｃ
と共通電位点ＣＯＭとの間には、基準抵抗１２と励磁コ
イル１１とが直列に接続されている。さらに、スイッチ
ＳＷ ₁の両端には接続点Ｃ側がアノードになるようにダ
イオードＤ₅が接続され、またスイッチＳＷ₂の両端には
接続点Ｃ側がカソードになるようにダイオードＤ₆が接
続されている。

【００４４】測定管２１に固定された一対の検出電極２
２、２３は前置増幅器２４の入力端に接続され、前置増
幅器２４の出力端はサンプリング回路４２の入力端に接
続されている。

【００４５】このサンプリング回路４２でサンプリング
された信号電圧は、信号処理回路４３でスパン調整など
の信号処理がなされて、出力回路４４を介して出力端４
５に出力される。

【００４６】４６は一定の矩形波状の周波数ｆ₁を発振
する発振回路であり、この周波数ｆ₁は分周回路４７に
出力される。分周回路４７は周波数ｆ₁を適宜に分周し
た矩形波状の周波数の高い制御信号ｆ₂と、この制御信
号ｆ₂をさらに１／ｎ（ｎは整数）に分周した低周波の
分周信号ｆ_nとを出力する。

【００４７】非反転入力端（＋）が共通電位点ＣＯＭに
接続された演算増幅器Ｑ₅の反転入力端（−）は、制御
信号ｆ₂が抵抗Ｒ₁を介して印加されると共に出力端との
間にコンデンサＣ₃が接続され、これらにより積分器４
８が構成されている。

【００４８】一方、基準抵抗１２と共通電位点ＣＯＭと
の間に発生した励磁電流Ｉ_fに比例する参照電圧Ｖ_r2は
偏差増幅器４９の反転入力端（−）側に印加される。こ
の偏差増幅器４９の非反転入力端（＋）は、励磁電流Ｉ
_fの正負の大きさを決定する基準電圧＋Ｅ_S1、−Ｅ_S1を
共通電位点ＣＯＭに対して切り換えるスイッチＳＷ₃の
共通切換端が接続されている。

【００４９】５０はコンパレータであり、この入力端は
積分器４８の出力端と偏差増幅器４９の出力端にそれぞ
れ接続され、その出力端はスイッチＳＷ₄の共通切換端
に接続されている。スイッチＳＷ₄の各切換端に現れる
制御信号Ｓ₁、Ｓ₂によりそれぞれスイッチＳＷ₁とＳＷ₂
の開閉を制御する。

【００５０】また、スイッチＳＷ₃とスイッチＳＷ₄はい
ずれも分周信号ｆ_nの制御により切り換えられる。さら
に、分周信号ｆ_nと制御信号ｆ₂はタイミング回路５１に
出力され流量信号をサンプリングするサンプリング信号
Ｓ_MPを出力する。

【００５１】次に、以上のように構成された実施例の動
作について、図２に示す波形図を用いて説明する。発振
回路４６は一定の周波数ｆ₁を発振しており、分周回路
４７はこの周波数ｆ₁を入力し、周波数の高い矩形波状
の制御信号ｆ₂（図２（ａ））と、この制御信号ｆ₂をさ
らに１／ｎ（ｎは整数）に分周した低周波の分周信号ｆ
_n（図２（ｃ））とを出力する。この分周信号ｆ_nは励磁
電流Ｉ_fの切換周期を決定する。

【００５２】積分器４８には分周回路４７から制御信号
ｆ₂が入力され、積分器４８はこの制御信号ｆ₂（図２
（ａ））を積分して、その出力端に図２（ｂ）に示すよ
うな三角波信号Ｖ_Tを出力する。

【００５３】一方、偏差増幅器４９の反転入力端（＋）
には、スイッチＳＷ₃の共通切換端を介して励磁電流Ｉ_f
の正負の大きさを決定する基準電圧＋Ｅ_S1、−Ｅ_S1が分
周信号ｆ_n（図２（ｃ））により切り換えられて印加さ
れ、非反転入力端（＋）に印加される参照電圧Ｖ_r2との
偏差を演算してその出力端に偏差信号Ｖ_Dを出力する。

【００５４】コンパレータ５０は、これらの三角波信号
Ｖ_Tと偏差信号Ｖ_Dとを比較してスイッチＳＷ₄の共通切
換端にスイッチＳＷ₁或いはＳＷ₂の開閉を制御する制御
信号Ｖ_SCを出力する。

【００５５】いま、分周信号ｆ_nが高レベルにあるとき
は、スイッチＳＷ₃は基準電圧＋Ｅ_S1側に、スイッチＳ
Ｗ₄はスイッチＳＷ₁側に切り換えられ、図２（ｄ）に示
す制御信号Ｓ₁でスイッチＳＷ₁の開閉を制御し、電源電
圧Ｅ_X ⁺からスイッチＳＷ₁を介して励磁コイル１１に励
磁電流Ｉ_f（図２（ｆ））が流される。このときスイッ
チＳＷ₂は図２（ｅ）に示すようにオフに保持される。

【００５６】切り換えの当初は、励磁電流Ｉ_fの値が小
さいので、基準電圧＋Ｅ_S1と参照電圧Ｖ_r2との偏差が大
きく、このため図２（ｄ）に示すように、スイッチＳＷ
₁のオンの期間がオフの期間より大きくなり、早期に励
磁電流が立ち上がる。そして、偏差信号Ｖ_Dが三角波信
号Ｖ_Tと比較されて、安定状態での励磁電流Ｉ_fの正の励
磁電流値＋Ｉ_fは、基準電圧＋Ｅ_S1に対応する値に三角
波信号Ｖ_Tの周期に対応して制御される。

【００５７】この結果、励磁回路が安定した状態では、
励磁電流Ｉ_fは図２（ｆ）に示すように三角波信号Ｖ_Tの
周期、つまり制御信号ｆ₂（図２（ａ））の周期に対応
して変動するリップルを持つ一定値＋Ｉ_fに制御され
る。

【００５８】次に、分周信号ｆ_nが低レベルにあるとき
は、スイッチＳＷ₃は基準電圧−Ｅ_S1側に、スイッチＳ
Ｗ₄はスイッチＳＷ₂側に切り換えられ、図２（ｄ）に示
す制御信号Ｓ₂でスイッチＳＷ₂の開閉を制御し、電源電
圧Ｅ_X ^-からスイッチＳＷ₂を介して励磁コイル１１に励
磁電流Ｉ_f（図２（ｆ））が流される。このときスイッ
チＳＷ₁は図２（ｅ）に示すようにオフに保持される。

【００５９】このときも切り換えの当初は、励磁電流Ｉ
_fの値が小さいので、基準電圧−Ｅ_{S 1}と参照電圧Ｖ_r2と
の偏差が大きく、このため図２（ｄ）に示すように、ス
イッチＳＷ₂のオンの期間がオフの期間より大きくな
り、早期に励磁電流が立ち上がる。

【００６０】そして、偏差信号Ｖ_Dが三角波信号Ｖ_Tと比
較されて、安定状態での励磁電流Ｉ _fの負の励磁電流値
−Ｉ_fは、基準電圧−Ｅ_S1に対応する値に三角波信号Ｖ_T
の周期に対応して制御される。

【００６１】この結果、励磁回路が安定した状態では、
励磁電流Ｉ_fは図２（ｆ）に示すように三角波信号Ｖ_Tの
周期、つまり制御信号ｆ₂（図２（ａ））の周期に対応
して変動するリップルを持つ一定値−Ｉ_fに制御され
る。

【００６２】また、タイミング回路５１には、分周信号
ｆ_n（図２（ｃ））と制御信号ｆ₂（図２（ａ））がそれ
ぞれ入力され、この分周信号ｆ_n（図２（ｃ））の立ち
上がり、立ち下がりのタイミングを検出し、これから所
定の制御信号ｆ₂（図２（ａ））のカウントをして、次
のタイミングの前の制御信号ｆ₂の所定周期、図２
（ｃ）に示す場合は２周期に同期したサンプリング幅を
持つサンプリング信号Ｓ_MPをサンプリング回路４２に出
力して流量信号をサンプリングする。

【００６３】このようなサンプリング信号Ｓ_MPによりサ
ンプリングすると、図２（ｇ）と（ｆ）を見れば判るよ
うに、励磁電流Ｉ_fのスイッチングによるリップル分は
スイッチング周期の整数倍の周期に亘ってサンプリング
されるのでキャンセルされ、この結果として出力揺動が
低減される。

【００６４】しかも、信号のサンプリングの位相と時間
が固定しているので、励磁周波数と同じ周波数を持つ分
周信号ｆ_nと制御信号ｆ₂のビートが発生せず、出力が安
定する。

【００６５】つまり、分周信号ｆ_nに対応して制御信号
ｆ₂の周波数を高くすることなく、励磁電流Ｉ_fの制御に
伴って生じるリップルの影響を低減させることができ
る。換言すれば、励磁周波数を高くしても、制御信号ｆ
₂の周波数を高くするすることなく、省電力に寄与しな
がら、リップルの影響を低減させることができる。

【００６６】

【発明の効果】以上、実施例と共に具体的に説明したよ
うに本発明によれば、励磁電流の周波数と同じ周波数を
持つ分周信号のトリガに同期して制御信号の所定数をカ
ウントして次のトリガの開始前に所定時間幅を持つサン
プリング信号を用いて信号電圧をサンプリングするよう
にしたので、励磁周波数を高くしても制御信号を高くす
ることなく、信号電圧に含まれるリップルの影響を除去
することができ、省電力に寄与しながら出力の揺動を低
減させることができる。また、励磁電流に含まれるリッ
プル分の微分成分によって測定流体の中に発生する渦電
流に起因してゼロ点の変動を引き起こすが、このような
サンプリング方式を採用することにより、これに起因す
る流量信号の不安定性を除去することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の１実施例の構成を示すブロック図であ
る。

【図２】図１に示す実施例の動作を説明する波形図であ
る。

【図３】従来の電磁流量計の構成を示すブロック図であ
る。

【図４】図３に示す電磁流量計の動作を説明する波形図
である。

【図５】図３に示す電磁流量計の動作を説明する状態図
である。

【図６】図３に示す電磁流量計の問題点を説明する波形
図である。

【符号の説明】

１０ 励磁回路 １１ 励磁コイル １２ 基準抵抗 １３ 基準電圧源 １４ 偏差デューテイサイクル変換回路 １５ タイミング信号発生回路 １６ 電源回路 １９ レギュレータ ２０ 信号処理回路 ３１、３２ レートマルチプライヤ ３３ スパン設定回路 ３４ 基準発振器 ３５、３６ 乗算器 ４０、４１ 電源 ４２ サンプリング回路 ４３ 信号処理回路 ４６ 発振回路 ４７ 分周回路 ４８ 積分器 ４９ 偏差増幅器 ５０ コンパレータ ５１ タイミング回路 Ｓ_MP サンプリング信号 Ｖ_T 三角波信号 Ｉ_f 励磁電流 ｆ₂ 制御信号 ｆ_n 分周信号 Ｓ₁、Ｓ₂ 制御信号

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01F 1/58 - 1/60

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】商用周波数以上の周波数を持つ励磁電流で
   励磁コイルが励磁される電磁流量計において、前記励磁
   コイルに直列に接続され制御信号により制御されて前記
   励磁電流をオン／オフするスイッチング手段と、基準周
   波数を分周してスイッチング周波数を生成すると共にこ
   のスイッチング周波数を分周して分周信号を生成する分
   周手段と、前記励磁電流に比例する参照電圧と所定の基
   準電圧との偏差に関連する信号を含んで前記分周信号の
   周期で切り換えられて前記制御信号を生成する駆動手段
   と、前記分周信号のトリガにより前記スイッチング周波
   数を所定数カウントして次のトリガの開始前の所定時間
   幅でサンプリング信号を出力するタイミング手段と、信
   号電圧を前記サンプリング信号によりサンプリングする
   サンプリング手段とを具備し、前記サンプリング手段の
   出力から流量信号を得ることを特徴とする電磁流量計。