JPH04342272A - 電圧発生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電子写真方式の複写機
，プリンタの現像バイアス回路等に用いられる電圧発生
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、一成分現像方式であるジャンピン
グ現像方式の現像バイアス回路としては、交流の昇圧ト
ランスとＤＣ−ＤＣインバータから構成され、２００Ｈ
ｚ〜２ＫＨｚの周波数で５００ＶＰ−Ｐ　〜２ＫＶＰ−
Ｐ程度の振幅を持つ交流に０〜５００Ｖの直流電圧を重
畳したバイアス波形が用いられている。この方式におい
ては、低周波の交流出力を得るために、トランスが大型
化し、装置全体が大型化したり、コストアップをまねく
などの問題があった。これに対し最近、小型でローコス
トの高周波トランスを用い、前記トランスの駆動をマイ
コン制御し、平滑用コンデンサに充電し、またマイコン
制御可能な放電手段を設けて放電を制御し、これら充放
電の制御により所望の出力を得ようとする方式が提案さ
れている。

【０００３】この方式においては、従来、所望の出力電
圧，電流に対して過電圧状態，過電流状態が発生するこ
とを懸念して、下記のａ，ｂの制御を出力電圧の１回の
測定ごとに行っていた。 ａ．測定出力電圧が時分割の所望電圧より高い　　→　
　放電 ｂ．測定出力電圧が時分割の所望電圧より低い　　→　
　充電 前記制御において、放電量，充電量は、それぞれ測定出
力電圧と時分割所望電圧との差に比例した放電時間もし
くは充電トランスのＰＷＭ（パルス幅変調）デューティ
比で決定する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記従
来例においては、電圧，電流測定のためのＡ／Ｄ（アナ
ログ−ディジタル）変換時間，放電時間及びＰＷＭデュ
ーティ比演算等の処理にかかる時間が所望の交流出力波
形の１周期（５００Ｈｚでは２００ｍｓ）の５％〜１０
％程度と大きく、１周期における制御回数が少ないため
、充電，放電を繰り返して所望の出力に合せ込む制御で
は、出力が大き過ぎたり、小さ過ぎたりを繰り返してし
まい波形が安定せず、所望の波形とはほど遠い出力にな
ってしまう場合があった。また、出力電圧は負荷変動に
よってもわずかに変わるため、これによって充電か放電
かへ制御が変わり、結果として出力される波形は大幅に
変ってしまうなどの問題もあった。

【０００５】本発明は、このような問題に鑑みてなされ
たもので、装置の小型化，コストダウンが可能で、安定
した正確な値の出力電圧波形を得ることのできる電圧発
生装置を提供することを目的とするものである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明では、前記目的を
達成するため、出力電圧の増加期間中は、負荷に直列接
続されるコンデンサへの電圧供給量を制御し、出力電圧
の減少期間中は、前記コンデンサの放電量を制御して所
望の出力電圧波形が得られるようにするもので、詳しく
は、電圧発生装置を次の（１）〜（５）のとおりに構成
するものである。

【０００７】（１）負荷に直列に接続されるコンデンサ
と、該コンデンサを充電する電圧供給手段と、前記コン
デンサを放電する放電手段と、前記コンデンサの電圧を
検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段の出力にもと
づいて、出力電圧の増加期間中は前記電圧供給手段に信
号を送出して電圧供給量を制御し、また出力電圧の減少
期間中は前記放電手段に信号を送出し放電を制御して所
望の出力電圧波形が得られるようにする制御手段とを備
えた電圧発生装置。

【０００８】（２）制御手段は、次の式で算出されたパ
ルス幅ｔＵＰ（ｎ）　のＰＷＭ信号を電圧供給手段に送
出するものであることを特徴とする前記（１）記載の電
圧発生装置。 ｔＵＰ（ｎ）　＝α（Ｖ（ｎ）　−Ｖ）＋ｔｕｐ（ｎ−
１）ただし、αは比例定数、Ｖ（ｎ）　は目標とする出
力電圧、Ｖは電圧検出手段の検出電圧、ｎは出力電圧の
単一周期内の電圧検出手段によるそれまでのサンプリン
グ回数。

【０００９】（３）放電手段は定電流で放電を行うもの
であり、制御手段は、次の式で算出されたパルス幅ｔＤ
Ｎ（ｎ）　のＰＷＭ信号を前記放電手段に送出するもの
であることを特徴とする前記（１）記載の電圧発生装置
。 ｔＤＮ（ｎ）　＝β（Ｖ−Ｖ（ｎ）　）ただし、βは比
例常数、Ｖ（ｎ）　は目標とする出力電圧、Ｖは電圧検
出手段の検出電圧、ｎは出力電圧の単一周期内における
電圧検出手段によるそれまでのサンプリング回数。

【００１０】（４）放電手段は定電流放電を行うもので
あり、制御手段は、次の式で算出されたパルス幅ｔＤＮ
（ｎ）　のＰＷＭ信号を前記放電手段に送出するもので
あることを特徴とする前記（１）記載の電圧発生装置。

【００１１】

【数２】

【００１２】ただし、βは比例定数、Ｖ（ｎ）　は目標
とする出力電圧、Ｖは電圧検出手段の検出電圧、ｎは出
力電圧の単一周期内における電圧検出手段によるそれま
でのサンプリング回数、ＣＲ　はコンデンサと負荷容量
による直列容量、Ｒは電圧検出手段の抵抗。

【００１３】（５）出力電流検出手段を設け、その検出
出力ｉａ　にもとづいて、制御手段における電圧Ｖ（ｎ
）　を次の式で算出されるＶｉｎに置き換えるものであ
ることを特徴とする前記（２）または前記（３）または
前記（４）記載の電圧発生装置。 Ｖｉｎ＝γ（Ｉａ　−ｉａ　）Ｖｎ ただし、γは無限大に近い定数、Ｉａ　は目標とする出
力電流。

【００１４】

【作用】前記（１）〜（５）の構成により、負荷に直列
に接続されるコンデンサは、出力電圧の増加期間中は電
圧供給手段により電圧供給量が制御され、出力電圧の減
少期間中は放電手段により放電量が制御され、所望の出
力電圧波形が得られる。

【００１５】前記（５）の構成では、更に、負荷の経時
変化等が発生しても所望の出力電圧波形が得られる。

【００１６】

【実施例】以下、本発明を実施例により詳しく説明する
。 （第１実施例）図１は本発明の第１実施例である“現像
器の高圧バイアス発生装置”の回路図である。図におい
て、１はＡ／Ｄ（アナログ−ディジタル）変換機能を有
するＣＰＵで、ＰＷＭ出力を行う２つの出力端子ＰＷＭ
１，ＰＷＭ２と、Ａ／Ｄ変換を行うアナログ信号入力端
子ＡＮを有している。Ｔｒ１はＣＰＵ　　１のＰＷＭ１
端子から出力されるＰＷＭ信号に応じてスイッチングを
行うトランジスタ、ＴはトランジスタＴｒ１のスイッチ
ングにより２次側に高電圧を発生するトランスである。 ＣはトランスＴからの出力を整流した電圧を充電するコ
ンデンサであり、負荷に重畳するＤＣバイアスＥとの分
離のためにも用いられている。Ｔｒ２はＣに蓄えられた
電圧を、ＣＰＵ　　１からのスイッチング信号に応じて
放電するための高圧トランジスタである。Ｒ１，Ｒ２は
ＣＰＵ　　１による制御でコンデンサＣに蓄えられてい
る電圧を読み取れるようにするための分圧抵抗であり、
Ｒ３は、高圧トランジスタＴｒ２オン時に流れる放電電
流を制限する抵抗である。

【００１７】また、２は本実施例によって発生した電圧
を供給する複写機等の現像器であり、等価的に容量負荷
として表わされる。図２にＣＰＵ　　１で観測したＰＷ
Ｍ１のオンタイムに対する観測電圧の関係を示す（但し
ＰＷＭ１のＰＷＭ周波数は一定とする）。この特性は、
トランスＴの一般的な特性であり、中間領域に示される
直線領域は、近似的に 　　　　Ｖ＝ａｔｐ　＋ｔｐ　′　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……　
　（１．１）で表される。ここでｔｐ　はＰＷＭ１のオ
ンタイム、すなわち回路中のトランジスタＴｒ１のオン
時間であり、ａ，ｔｐ　′はトランスＴの性能で決まる
定数である。この関係を用いて、例えば図中に示すよう
に、ＰＷＭ１のオン時間がｔｐＡで電圧ＶＡ　が出力さ
れていたときに、ＰＷＭ１のオン時間を変更して電圧Ｖ
Ｂ　を得るためには、ＰＷＭ１のオン時間ｔｐＢを次の
ようにすればよいことになる。

【００１８】 　　ｔｐＢ＝１／ａ（ＶＢ　−ＶＡ　）＋ｔｐＡ＝α（
ＶＢ　−ＶＡ　）＋ｔｐＡ　　…（１．２）　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　（α＝１／ａ）以上は充電の場合に関して述べ
たが、放電の場合に関して次に述べる。トランジスタＴ
ｒ１を停止（オフ状態）にし、高圧トランジスタＴｒ２
をオンすると、コンデンサＣに充電された電圧は高圧ト
ランジスタＴｒ２を通して放電される。このときの放電
電流は抵抗Ｒ３で制御され、その値によって一定の電流
値“Ｉ”となる。これによって電圧ＶＡ　から電圧ＶＢ
　に放電するのに必要な高圧トランジスタＴｒ２のオン
時間ｔＤ　は、コンデンサの容量をＣとすれば 　　ｔＤ　＝Ｃ／Ｉ（ＶＡ　−ＶＢ　）＝β（ＶＡ　−
ＶＢ　）　　　　　　　　……　　（１．３）　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（
β＝Ｃ／Ｉ）で表される。

【００１９】以上の式（１．２）及び式（１．３）は次
のように書き直すことができる。 　　ｔＵＰ（ｎ）　＝α（Ｖｎ　−Ｖ）＋ｔＵＰ（ｎ−
１）　　　　　　　　　　　　　　　　　……　　（１
．４）　　ｔＤＮ（ｎ）　＝β（Ｖ−Ｖ（ｎ）　）　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　…
…　　（１．５）ここでα，βは比例定数、Ｖｎ　は次
に得たい出力電圧即ち目標とする出力電圧、Ｖは現在の
測定電圧、ｔＵＰ（ｎ）　は次に出力するＰＷＭのオン
タイム、ｔＵＰ（ｎ−１）　は現在出力しているＰＷＭ
のオンタイム、ｔＤＮ（ｎ）　は次の目標とする出力電
圧を得るための放電時間次に、上式（１．４）及び（１
．５）を用いた場合の制御理論を図３を用いて説明する
。図３に示すように、今得たい理想正弦波形を充電期間
Ａと放電期間Ｂに分割する。このそれぞれＡ，Ｂの期間
もしくは正弦波の周期Ｔを、ＣＰＵ　　１の制御時間を
考慮して期間ｔで分割する。これによって目標電圧Ｖ１
　〜Ｖ１０が決定される。この電圧Ｖ１　〜Ｖ１０は、
得たい正弦波出力及び期間ｔで決定されるため、あらか
じめＣＰＵ　　１の制御プログラム内に書き込んでおく
。

【００２０】次に、充電期間Ａにおける制御を説明する
。先ず、第１の目標電圧Ｖ１　を、充電ＰＷＭのオンタ
イムを決定する式（１．４）のＶｎ　に代入する。また
、この時の測定電圧（Ａ／Ｄ変換値）をＶに代入する。 マイコンの電源投入時はＶ＝０である。また、この時の
ＰＷＭはオフ状態であるためｔＵＰ（ｎ−１）　＝０で
ある。以上の演算により最初の充電ＰＷＭのオンタイム
は　　ｔｕｐ１　＝αＶ１　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　……　　（１．６）と得られる。次に第２の目標電圧
Ｖ２　を得るためにｔＵＰ１　＝αＶ１　なるときの出
力電圧Ｖを測定し、式（１．４）に代入する。すなわち
、 　　ｔＵＰ２　＝α（Ｖ２　−Ｖ）＋ｔＵＰ１　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……　　（１
．７）と得られる。ここでｔＵＰ１　はαＶ１　を演算
するのではなく、前回のαＶ１　の演算結果をバッファ
に蓄えておいて、その値を引き出して使うほうがＣＰＵ
　　１の演算が速やかに行える。

【００２１】以上の演算を繰り返し充電期間Ａ（目標電
圧Ｖ１　〜Ｖ５　）は制御される。

【００２２】次に放電期間Ｂの制御について説明する。 放電期間Ｂにおける第１の目標電圧はＶ６　であり、充
電期間Ａが終了した時点での出力電圧の測定結果をＶで
表せば、放電時間ｔＤＮ６　は式（１．５）により　　
ｔＤＮ６　＝β（Ｖ−Ｖ６　）　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……　　（１
．８）と表すことができる。以下、放電後の出力電圧を
測定してＶとし、目標出力電圧をＶ７　，Ｖ８　，Ｖ９
　，Ｖ１０と変えて行けば、得たい出力電圧を得るため
の放電時間ｔＤＮ（ｎ）　を得ることができる。

【００２３】以上の説明により、出力電圧０からＶ１　
，Ｖ２　，Ｖ３　，Ｖ４　，Ｖ５　と充電し、Ｖ６　，
Ｖ７　，Ｖ８　，Ｖ９　，Ｖ１０と放電する制御を説明
した。

【００２４】最後に、Ｖ１０からＶ１　への充電期間へ
の切り変わり制御について説明する。この場合も、式（
１．４）を使うことには変わりないが、この場合は、目
標電圧Ｖ１　及び測定電圧Ｖは知ることができるものの
、現在の充電ＰＷＭのオンタイムを知ることはできない
。また、ここで、ｔＵＰ０　＝０とすると、ＰＷＭのオ
フ状態で出力電圧Ｖ（＝Ｖ１０）≠０が出力されること
になり、原理に矛盾する。したがって、ｔＵＰ０　に測
定電圧ＶとなるＰＷＭのオンタイムを代入する必要があ
るが、この値は、Ｖ＝Ｖ１０となるｔＵＰ０　をあらか
じめプログラム中に代入しておくか、電源投入後に一旦
Ｖｎ　＝Ｖ１０とする演算を行いその後に正弦波出力の
プログラムをスタートさせるように制御するか（この場
合ｔＵＰ１　＝α（Ｖ１　−Ｖ）＋ｔＰＵ０）、もしく
は電源投入後、一旦、測定電圧Ｖ＝Ｖ１０となるようｔ
ＵＰ０　をさがした後、正弦波出力のプログラムをスタ
ートさせるように制御すればよい。

【００２５】図４にＣＰＵ　　１の制御フローチャート
を示す。図中Ｓ１でカウンタのクリア，ｔＵＰ０　の決
定等のイニシャライズを行い、Ｓ２でカウンタにより充
電期間Ａか放電期間Ｂかの判断を行う。Ｓ２で充電期間
と判断された場合（Ｓ２　　ＹＥＳ）は、Ｓ３で充電Ｐ
ＷＭのオンタイムｔＵＰ（ｎ）を演算、Ｓ４で充電ＰＷ
Ｍをスタートさせ、Ｓ５で次回の演算にそなえてｔＵＰ
（ｎ）　の演算結果をバッファにストアする。一方、Ｓ
２で放電期間と判断された場合（Ｓ２　　ＮＯ）は、Ｓ
６で放電時間ｔＤＮ（ｎ）　を演算し、Ｓ７で放電をス
タートさせる。Ｓ８でカウンタの値を確認し、放電期間
が終了（Ｓ８　　ＮＯ）したならばＳ９でカウンタをク
リアし、まだ途中ならば（Ｓ８　　ＹＥＳ）Ｓ１０でカ
ウンタをインクリメントしてＳ２へ戻る。

【００２６】以上説明したように本実施例によれば、次
のａ〜ｄの効果が得られる。

【００２７】ａ．低周波トランスを高周波トランスに変
えることができ、大幅な小型化，コストダウンが可能で
ある。

【００２８】ｂ．ディジタル処理するために、多数の発
振回路，正弦波発生回路，サーボ回路，ＰＷＭ回路を１
つのマイクロコンピュータで実現できるため、回路の大
幅な簡素化，コストダウン，信頼性アップをはかれる。

【００２９】ｃ．ディジタル処理であるために、正弦波
以外の任意波形をプログラミングの変更だけで実現でき
る。

【００３０】ｄ．従来、出力の増加と減少の制御がまち
まちに発生するために生じていた出力電圧の不安定を、
増加期間においては増加制御、減少期間においては減少
制御とすることにより、電圧サンプリングから出力制御
までの制御時間が比較的長くても安定した出力電圧を得
ることができる。

【００３１】（第２実施例）ところで、図１に示した回
路構成においては、充電のＰＷＭによってある電圧Ｖを
得たとしても、ＰＷＭをストップさせると充電された電
圧Ｖは抵抗Ｒ１，Ｒ２を通って放電し、徐々にレベル低
下を起こしてしまう。

【００３２】この放電は、充電期間ＡにおいてはＰＷＭ
による充電効果により補われ、図２に示すようなＰＷＭ
オンタイムと出力電圧との関係を示すが、放電期間Ｂで
は、電力の供給がないため放電用の高圧トランジスタＴ
ｒ２をオン状態にしなくても徐々に出力レベルは低下し
てしまう。

【００３３】第１実施例では、放電期間Ｂにおけるこの
放電現像がほぼ無視できる場合について説明したが、こ
の放電現像を考慮した場合を第２実施例として説明する
。本実施例は第１実施例と同一の回路を用いるが、放電
のＰＷＭが異なる。

【００３４】実施例の説明に入る前に、どのような場合
に、この放電現像をほぼ無視できるかについて簡単に説
明する。今、得ようとする正弦波出力の周期をＴ、コン
デンサＣと直列に接続された容量性負荷からなる直列容
量をＣＲ　、抵抗Ｒ１とＲ２の直列抵抗値をＲとすると
、ＣＲ　とＲからなる放電の時定数が放電期間Ｔ／２よ
りもはるかに大きければ抵抗Ｒ１，Ｒ２からの放電はほ
ぼ無視できる。

【００３５】すなわち、 　　ＣＲ　・Ｒ≫Ｔ／２　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……　
　（２．１）である。ここで例として、周波数５００〔
Ｈｚ〕の出力を得たいとき、充電コンデンサＣ及び負荷
容量をそれぞれ２２００〔ｐＦ〕，２００〔ｐＦ〕とす
れば

【００３６】

【数３】

【００３７】放電現象を無視するため、　　Ｒ≧１０×
Ｔ／２ＣＲ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　……　　（２．３）とする
ならば、Ｒは５５〔ＭΩ〕以上ということになる。

【００３８】以上説明したように、抵抗Ｒ１，Ｒ２から
の放電を無視できるようにするには、抵抗Ｒ１，Ｒ２を
大きくする必要があるが、これらを大きくすると、Ｒ１
，Ｒ２の精度が得られず、分圧により測定している電圧
の測定精度が低下してしまう恐れがある。そこで、ここ
では、比較的小さな値の分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２を用い、放
電現像を考慮する場合の放電期間の演算方法について説
明する。

【００３９】図５に示すように、スイッチＳ１　をオン
、Ｓ２　をオフしてコンデンサＣ０　に電圧ＶＣ　が充
電されている時、スイッチＳ１　をオフ、Ｓ２　をオン
としたときのコンデンサＣ０　の両端の電圧Ｅは、スイ
ッチを切換えた瞬間からの時間Ｔｏｎの経過に伴って次
式のような変化をする。

【００４０】

【数４】

【００４１】図６に式（２．４）に示すような放電現象
と、図１中の放電用の高圧トランジスタＴｒ２による放
電とを切り分け制御した場合の出力変化を示す。図中Ｃ
は放電現象（以下、自然放電と呼ぶ）期間、Ｄは放電用
の高圧トランジスタＴｒ２による放電期間である。した
がって、Ｃ期間の出力は式（２．４）に従い、またＤ期
間の出力は一定の傾きで放電する。ただし、Ｄ期間にお
いては、本来、自然放電も伴っている。

【００４２】以上により、放電期間Ｂにおける放電時間
の関係式（１．５）及び自然放電による電圧レベル変化
の式（２．４）を用いて、高圧トランジスタＴｒ２によ
り放電時間ＴＤＮ（ｎ）　は近似的に次のように表され
る。

【００４３】

【数５】

【００４４】ここで、ＣＲ　は充電コンデンサＣ及び容
量負荷からなる容量〔Ｆ〕、ＲはＲ１，Ｒ２からなる抵
抗値〔Ω〕、ｔは出力正弦波の分割期間、Ｖは測定電圧
（図６中ｖ５　〜ｖ９　）、Ｖｎ　は目標電圧である。

【００４５】式（２．５）では、Ｄの期間でも高圧トラ
ンジスタＴｒ２による放電と共に式（２．４）による自
然放電が生じるように近似している。これはＤ期間が時
定数ＣＲ　・Ｒに比べて充分小さければ成立する。

【００４６】図７に、Ｄ期間をＣ期間より先にした場合
を示している。この場合も式（２．５）により近似的に
表したとすると、条件としてＤ期間が時定数ＣＲ　・Ｒ
に比べて充分小さいことと、Ｄ期間の前後の電圧に大き
な差がないことが必要である。ただし、図６，図７どち
らの場合においても、式（２．５）を用いて、自然放電
を考慮することによって、放電期間Ｂの制御の精度は向
上する。

【００４７】ところで、式（２．５）を実際に使用する
場合は、ＣＰＵ　　１の制御時間の短縮のために、

【０
０４８】

【数６】

【００４９】はあらかじめ計算し、プログラム中に書き
込んでおくほうがよい。

【００５０】以上説明したように、本実施例によれば、
出力電圧検出抵抗からの漏れ電流を演算式に考慮したた
め、出力電圧の制御値精度を更に向上させることができ
る。

【００５１】（第３実施例）図８に第３実施例の回路図
を示す。これは図１の回路に電流検知回路３を追加した
もので、これによって、負荷２に流れる電流を検出でき
るよう構成したものである。ここでは、前記構成により
、負荷２に流れる交流電流の実効値を、負荷の変動によ
らず、一定の値に制御するようにした場合について説明
する。

【００５２】図８において、電流検知回路３によって検
出された電流はＣＰＵ　　１の持つＡ／Ｄ変換器の入力
端子ＡＮ２に入力され、ディジタル値に変換される。Ｃ
ＰＵ１はこのディジタル値を負荷電流値ｉａ　として読
み取り、下記の演算を行う。

【００５３】 　　Ｖｉｎ＝γ（Ｉａ　−ｉａ　）Ｖｎ　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……（
３．１）上式において、γは極めて無限大に近い定数、
Ｉａ　は負荷電流（実効値に比例）の設定値（一定値）
、ｉａ　は負荷電流の実測値（実効値に比例）、Ｖｎ　
は負荷を一定としたときの理想出力から想定される次に
出力すべき目標電圧、Ｖｉｎは負荷電流を一定に制御す
る場合に負荷変動等に伴って変化する次に出力すべき目
標電圧である。

【００５４】ここで、式（３．１）について説明する。 理想負荷インピーダンスをＺ０　、そのときの電流をＩ
ａ　、得られるべき電圧をＶｎ　とすれば、次式が成り
立つ、。

【００５５】

【数７】

【００５６】負荷インピーダンスが変化してＺ１　とな
ったとき測定電流はｉａ　、電圧の制御値はまだ変えて
いないからＶｎ　のままで、従って次式が成り立つ

【０
０５７】

【数８】

【００５８】負荷インピーダンスＺ１　において、電流
をＩａ　に制御するならば出力すべき電圧Ｖｉ（ｎ）は
次式で表される。

【００５９】

【数９】

【００６０】制御値をＩａ　として出力ｉａ　が得られ
たとき、これをフィードバックして、Ｉａにリアルタイ
ム制御するのは、図９に示すオペアンプのフィードバッ
ク回路と同様に考えられるので、 　　δ（Ｉａ　−ｉａ　）＝ｉａ　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　……
（３．６）但し、δ（増幅率）→∞ 式（３．５）を変形して式（３．６）を代入すると、

【
００６１】

【数１０】

【００６２】以上により、第１実施例における式（１．
４），式（１．５）の目標電圧Ｖ（ｎ）　に、また、第
２実施例における式（２．５）の目標電圧Ｖ（ｎ）　に
、第３実施例における式（３．１）のＶｉ（ｎ）を代入
し、図８の回路で制御を行うことによって、負荷電流を
一定に保つようにしつつ、所望の交流出力を得ることが
できる。

【００６３】次に、電流検知部について説明する。電流
検出部は、放電用の高圧トランジスタＴｒ２のエミッタ
−グランド間に挿入された検出抵抗Ｒ３と、図１０に示
す電流検出回路３によって構成される。高圧トランジス
タＴｒ２によって交流電流が整流され、素子Ｒ１１，Ｃ
１１の積分回路によって平滑される。素子Ｒ１１，Ｃ１
１の時定数は、交流成分が完全に除去できる程度（例え
ば１秒〜６０秒）に選ばれる。Ａ／Ｄコンバータ入力端
子ＡＮ２の入力インピーダンスが抵抗Ｒ１１に対して充
分大きい時はＱ９１は省略できる。

【００６４】なお、以上の各実施例には示さなかったが
、電圧検出のためのＡ／Ｄコンバータ入力端子ＡＮ１に
図１１に示すボルテージフォロワ回路を接続する場合も
ある。この場合は、入力端子ＡＮ１の入力インピーダン
スに対して電圧検出抵抗Ｒ２が無視できない程度に大き
い場合である。通常抵抗Ｒ２の値は、抵抗Ｒ２に流れる
電流が負荷電流に対して充分小さくなるように大きい値
が選ばれる。

【００６５】また、各実施例は現像器の高圧バイアス発
生装置であるが、本発明はこれに限定されるものではな
く、容量性負荷へ所望の波形の電圧を供給する電圧発生
装置として実施することができる。

【００６６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
高周波トランスが使用できるので、装置の小型化，ロー
コスト化ができ、また出力電圧の増加期間中はコンデン
サへの供給電圧量を制御し、減少期間中にコンデンサの
放電量を制御して、出力電圧を制御しているので安定し
た正確な値の出力電圧波形を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】　　第１実施例の回路図

【図２】　　第１実施例の充電特性図

【図３】　　第１実施例の制御理論の説明図

【図４】　
　第１実施例のＣＰＵの制御フローチャート

【図５】　
　第２実施例の原理説明図

【図６】　　第２実施例の出力波形図

【図７】　　第２実施例の出力波形図

【図８】　　第３実施例の回路図

【図９】　　第３実施例の原理説明図

【図１０】　　電流検出回路の例を示す図

【図１１】　
　ボルテージフォロワ回路の例を示す図

【符号の説明】

Ｔｒ１　　トランジスタ Ｔ　　　　トランス Ｔｒ２　　高圧トランジスタ Ｃ　　　　コンデンサ Ｒ１，Ｒ２　　分圧抵抗 Ｒ３　　　　抵抗 １　　　　ＣＰＵ ２　　　　負荷

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　負荷に直列に接続されるコンデンサと
   、該コンデンサを充電する電圧供給手段と、前記コンデ
   ンサを放電する放電手段と、前記コンデンサの電圧を検
   出する電圧検出手段と、該電圧検出手段の出力にもとづ
   いて、出力電圧の増加期間中は前記電圧供給手段に信号
   を送出して電圧供給量を制御し、また出力電圧の減少期
   間中は前記放電手段に信号を送出し放電を制御して所望
   の出力電圧波形が得られるようにする制御手段とを備え
   たことを特徴とする電圧発生装置。
2. 【請求項２】　　制御手段は、次の式で算出されたパル
   ス幅ｔＵＰ（ｎ）　のＰＷＭ信号を電圧供給手段に送出
   するものであることを特徴とする請求項１記載の電圧発
   生装置。 ｔＵＰ（ｎ）　＝α（Ｖ（ｎ）　−Ｖ）＋ｔｕｐ（ｎ−
   １）ただし、αは比例定数、Ｖ（ｎ）　は目標とする出
   力電圧、Ｖは電圧検出手段の検出電圧、ｎは出力電圧の
   単一周期内の電圧検出手段によるそれまでのサンプリン
   グ回数。
3. 【請求項３】　　放電手段は定電流で放電を行うもので
   あり、制御手段は、次の式で算出されたパルス幅ｔＤＮ
   （ｎ）　のＰＷＭ信号を前記放電手段に送出するもので
   あることを特徴とする請求項１記載の電圧発生装置。 ｔＤＮ（ｎ）　＝β（Ｖ−Ｖ（ｎ）　）ただし、βは比
   例常数、Ｖ（ｎ）　は目標とする出力電圧、Ｖは電圧検
   出手段の検出電圧、ｎは出力電圧の単一周期内における
   電圧検出手段によるそれまでのサンプリング回数。
4. 【請求項４】　　放電手段は定電流放電を行うものであ
   り、制御手段は、次の式で算出されたパルス幅ｔＤＮ（
   ｎ）　のＰＷＭ信号を前記放電手段に送出するものであ
   ることを特徴とする請求項１記載の電圧発生装置。 【数１】 ただし、βは比例定数、Ｖ（ｎ）　は目標とする出力電
   圧、Ｖは電圧検出手段の検出電圧、ｎは出力電圧の単一
   周期内における電圧検出手段によるそれまでのサンプリ
   ング回数、ＣＲ　はコンデンサと負荷容量による直列容
   量、Ｒは電圧検出手段の抵抗。
5. 【請求項５】　　出力電流検出手段を設け、その検出出
   力ｉａ　にもとづいて、制御手段における電圧Ｖ（ｎ）
   　を次の式で算出されるＶｉｎに置き換えるものである
   ことを特徴とする請求項２または請求項３または請求項
   ４記載の電圧発生装置。 Ｖｉｎ＝γ（Ｉａ　−ｉａ　）Ｖｎ ただし、γは無限大に近い定数、Ｉａ　は目標とする出
   力電流。