TWI398746B - 開關式穩壓器及其補償電路、運作方法及補償方法 - Google Patents

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Description

開關式穩壓器及其補償電路、運作方法及補償方法
本案的揭示內容係有關於開關式穩壓器，特別是關於控制開關工作週期期間的補償之提供。
使用電流模式開關式穩壓器以將直流輸出電壓控制於相對於輸入電壓為較高、較低、或相同之位準係眾所週知的。典型是啟動一或多個開關以經由一電感器對一輸出電容器充電而輸出電流脈衝。輸出電壓之位準係依據輸出電壓和負載之狀況，藉由調整開關脈衝之開關時間而維持於所需之位準。
圖1係一典型電流模式開關式穩壓器之方塊圖。開關控制電路10可以包含任意習知之控制器，其提供脈衝寬度調變後之輸出脈衝以將直流輸出電壓VO U T 調控於相對於標稱的輸入電壓VI N 較高、較低、或相同之位準。通常，控制電路包含一閂鎖，其具有設定(set)和重置(reset)輸入端，連接至一供應開關電流IS W 至電感器12之受控開關。電容器14連接於輸出端VO U T 和接地端之間。電阻16和18彼此串聯並連接於VO U T 和接地端之間。一負載20係由穩壓器輸出端所供電。
設定輸入端係連接至時脈22，其可以藉由一振盪器產生脈衝。在正常運作期間，該閂鎖於設定輸入端接收每一時脈脈衝時起始一開關電流脈衝。開關電流脈衝於重置輸入端接收到一輸入信號時即終止其輸出，此係決定了開關電流脈衝之寬度。重置輸入端係連接至比較器24之輸出端。一輸出電壓回授信號VF B 係取自電阻16和18之接點並連接至誤差放大器26之負輸入端。一電壓參考VR E F 係連接至誤差放大器26之正輸入端。電容器28係連接於誤差放大器26之輸出端和接地端之間。
電容器28充電之位準，意即其電壓VC ，係隨放大器26之輸出變化。當負載電流增加時，輸出電壓，意即VF B ，係減少。當回授電壓VF B 減少時，VC 增加。因此，VC 係和負載電流成正比。VC 連接至比較器24之反相輸入端。非反相輸入端係連接至加法器30。加法器30結合信號IS W 和一補償信號，信號IS W 與感測到之開關電流成正比。在響應時脈設定信號使開關開始運作之後，開關電流係經由電感器12累增。當接收自加法器30的信號位準超過VC 之時，比較器24產生一重置信號以終止開關電流脈衝。在負載較重期間，VC 增加並使得開關電流脈衝之長度亦因此增加，以適當地調控輸出電壓VO U T 。
對於在百分之五十或更高之工作週期之正常穩壓器運作而言，其開關控制需要補償以避免次諧振震盪(sub－harm onic oscillation)。一種典型的補償方式稱為“斜率補償”，其中一強度漸增之信號於每一開關週期被加入電流信號IS W ，或自信號VC 減除。圖2係一習知技術之斜率補償產生器的電路圖，其可以輸入至加法器30以修正施加至比較器24之非反相輸入端之電流信號。該電路之輸出係一電流信號Sx，其對應至電晶體32、電阻(R)34、和電壓偏壓(VB)源36構成之串聯電路通道之電流。電晶體32之基極係連接至單位增益緩衝放大器38之輸出端。放大器38之正輸入端係連接並接收一振盪器產生之斜波信號Vramp。放大器38之負輸入端係連接至介於電晶體32和電阻34間之接點。
圖3係用以說明圖2電路之補償功能之簡化波形示意圖。Vramp信號係一鋸齒波格式的信號，其產生於每一時脈週期之起始點並以線性斜率延伸至該週期之終點，對應至百分之百的工作週期。舉例而言，Vramp之幅度可於零和一伏特間變化。電晶體32在某一百分比的工作週期之時點Ts開始導通，此時Vramp超過固定電壓VB。由於在百分之五十或更高之工作週期運作需要補償，所以VB通常是任意選定為Vramp最大位準值之一半，或者就本例而言選定為半伏特。因此，Ts將位於百分之五十的工作週期之時點。當Vramp在時點Ts後持續增加時，施加到電晶體32之基極信號隨之增加，輸出電流Sx係因而線性地增加而於開關週期之終點達到一最大值Smax。Sx係由(Vramp－VB)/R所決定。補償曲線Sx的起始點Ts因此係由VB所決定，而其斜率則由R決定。在此例中，Ts位於振盪器運作頻率開關週期的百分之五十處，和實際之開關工作週期無關。補償則於開關工作週期百分之五十至百分之一百的範圍內被提供。
圖4係用於產生Vramp信號之典型振盪器電路之電路圖。固定電流源102係串聯至電容器104。跨接於電容器104二端為控制開關106(圖中顯示為示意圖)和固定電流源108之串聯配置。開關106係響應於比較器110的高邏輯位準輸出而為閉合狀態，亦即導通狀態。比較器110之正輸入端係連接至介於固定電流源102和電容器104間之接點。比較器110之負輸入端係連接至電阻112和參考閾值電壓源114之串聯結構。電晶體116並聯於電阻112及電壓源114。
當開關106處於如圖所示之開路狀態時，電荷以一固定之速率流入電容器104以累積其電壓直到其超過比較器110的負輸入端之電壓Vn為止。在此一時點，比較器輸出一信號以使得開關106進入導通狀態，進而將電容器連接至固定電流源108以對電容器104放電。當電流源108遠超過電流源102，且比較器被配置成具有充分的磁滯性時，該電容器將迅速地放電至其基礎的最低位準電壓。電容器104上的電壓係產生Vramp信號。在未對電晶體116之基極施加起動信號時，該電路係運作為自由運行之振盪器。充電和放電週期係以一固定之頻率連續重複，該頻率係取決於電容器104之電壓由其基礎位準上升至參考電壓源114之閾值位準所需之時間。電容器放電所需之時間可以忽略。
振盪器可以藉由施加一較高頻率之同步化信號至電晶體116之基極以將其控制於較高之頻率下運作。當一同步化脈衝施加至電晶體116之基極時，比較器110之負輸入端係連接至接地端，致使開關106立即關閉並藉由放電電流源108對電容器104放電。在電容器放電至Vramp之基礎電壓位準後，比較器係停止其輸出信號，開關106又變成開路狀態，且電荷再次流入電容器104以累積Vramp信號。該電路因此將於較高頻率下提供一Vramp信號輸出，且對於電容器104具有較小之充電週期。
圖5A至5D之波形顯示自由運行和同步化的振盪器模式之操作。波形(a)表示一外部電壓信號，Vsync，施加至電晶體116之基極。波形(b)表示位於比較器110的負輸入端之電壓。波形(c)代表Vramp信號。Vramp信號施加至圖2的放大器38之正輸入端。波形(d)代表補償信號Vcomp。用於和圖3之波形作比較，其假設閾值電壓源114係一伏特且其基礎線位準為零伏特。舉例而言，自由運作之振盪器頻率為100仟赫茲(kHz)。
時間t0和t2之間，Vsync(波形a)為零，因此該電路之動作係一自由運行而頻率為100仟赫茲之振盪器。Vramp(波形c)從時間t0的0.0伏特到時間t1的閾值1.0伏特間具有一固定之斜率。該斜率係取決於電容器104之值和固定電流充電源102。Vn(波形b)在Vramp波形從最大值掉到最小值的短暫時間內由1.0伏特掉到0.0伏特之位準。補償信號Vcomp在Vramp信號達到參考電源36之電壓VB之時被起始。此時點係位於百分之五十的工作週期處，如之前參見圖2和圖3時所述。
如上所述，波形(a)至(d)一直重覆，直到時間點t2，此時一頻率為150仟赫茲之Vsync信號被施加至電晶體116之基極。在此時間點，位於比較器110的負輸入端之電壓Vn被強制拉到低電位，Vramp信號到達0.0伏特之位準而後開始增加。由於固定電流充電源102和電容器104均未改變，故Vramp之斜率維持不變。在時間點t3，下一個Vsync脈衝產生，再次迫使Vn降至低電位而終結Vramp脈衝。由於Vsync的150仟赫茲之頻率高於自由運行之100仟赫茲，電荷能夠於電容器104累積之時間，亦即介於t2和t3間之時間，將會減少。Vramp信號之最大值係0.66伏特。
將150仟赫茲之Vramp信號施加至位於放大器38的正輸入端對於補償信號Vcomp之效應如下：由於電壓偏壓(VB)源36維持於0.5伏特且Vramp之斜率維持不變，於每一週期起始補償信號所需之時間長度維持不變。Ts時點所佔之工作週期百分比可推導如下：Ts/0.5伏特＝100%/0.66伏特；Ts＝(.5/.66)(100%)＝76%。如圖5D之波形所示，Ts自100仟赫茲頻率運作之百分之五十的工作週期起始點變成150仟赫茲頻率運作之百分之七十六的工作週期起始點。穩壓器喪失了介於百分之五十和百分之七十六工作週期間之斜率補償，因而變得在工作週期範圍內易受次諧振震盪之影響。若將更高頻率之同步化信號加入該振盪器，Ts將產生更大的位移。此外，由於補償信號之斜率和運作頻率無關，Smax將僅能達到極小之幅度。
VC 係負載之指示信號，其可以由內部電路(未顯示於圖中)監測，以偵測輕負載狀態。響應於VC 達到一預設之輕負載狀態閾值，系統之運作可以變成一“休眠模式”，其中一些電路元件可以被關閉以節省電力。在無補償信號產生之低工作週期，VC 之位準相當於開關和穩壓器之輸出電流。在有補償信號產生之較高工作週期，VC 之位準相當於比實際負載位準小之負載位準。當補償信號隨較高之工作週期增加時，負載位準之對應性減少。為了使VC 為負載位準之合理精確的指示信號，斜率補償Sx應處於補償作用所必需的最小信號強度。
為了獲得充分的補償，在增大之工作週期需要具有較大強度之補償信號。因此，線性補償曲線之斜率通常被設定為提供用於最大工作週期運作之適當大小。雖然此曲線滿足最大工作週期之需求，但是當工作週期之運作減少至百分之五十之時，其將有過度補償之情形。由於介於百分之五十和百分之百工作週期運作間之最小必需補償不是線性的，VC 在其大部分範圍內包含了非必需之偏移成分。
因此對於所有運作頻率在百分之五十及更高工作週期能提供充分斜率補償的斜率補償配置之需求是存在的。同時亦存在避免過度補償之需求。
以上所述的習知技術之需求係藉由發出一種用於具有不受開關頻率變化所影響之開關式穩壓器之補償信號而至少部份地被實現。穩壓器運作頻率係依據一重複的斜波信號而建立，該斜波信號具有固定之斜率和可調整之頻率。斜波信號之電壓值係被監測且一偏移量信號係由其導出。依據該斜波信號和由其導出之偏移量信號又可導出一補償信號。用於該穩壓器之一工作週期控制信號係部份取決於該所生成之補償信號。此於監測期間被偵測而得的斜波信號之峰值係被用來導出前述之偏移量信號。補償之初始係發生於每一開關週期相同之百分比時點，因此與開關頻率無關。補償信號可以具有固定之斜率或是呈指數遞增之斜率、以及一段和斜波信號與導出之偏移量信號彼此間之差異成正比之持續時間。較佳的情況是，導出之偏移量信號和偵測而得之峰值成正比。
在一示範性實施例中，一補償電路係連接至一開關控制器之一輸入端，以在每一開關週期期間結束一開關脈衝。該補償電路係被配置用於輸出一補償信號，其變化係為穩壓器開關頻率變化之一函數，同時維持一固定百分比之工作週期。一峰值偵測器係連接至一斜波產生器。斜波產生器可以具有一輸入端，其連接至一可調整之頻率同步化信號，藉此將該重複的斜波信號之頻率設為該同步化信號之頻率。一峰值電壓保持電路係連接至該峰值偵測器。較佳的情況是，一電壓分壓電路係連接於該峰值電壓保持電路和一放大器之一負輸入端之間。一和輸出電路串聯的加總器(summer)係具有輸入端以接收來自電壓分壓器之信號和一電壓參照值。該加總器之一輸出端係饋入該放大器之負輸入端。該放大器之一正輸入端係連接至該斜波產生器。一輸出電路係包含一電晶體，具有一控制端連接至放大器的輸出端，以及一阻抗和電晶體串聯，其係提供補償信號給予開關式穩壓器。
前述的串聯配置更可以包含一第一乘法器電路，其係連接至該電晶體並且被配置用以輸出一信號為該斜波信號峰值位率之一函數，且其包含一第二乘法器電路，其係連接至第一乘法器電路並用以輸出一信號為成正比於第一乘法器電路輸出的信號之平方。
經由以下之詳細說明，本發明之更多優點對於熟習於斯藝之人士將更趨於明顯，其中針對本發明之較佳實施例加以揭露並解說，此僅為實現本發明所思及之最佳模式之舉例而已。如同將會理解到的，本發明可以付諸實現於其他不同之實施例，其許多細節均可以在不脫離本發明之範圍下以不同方式修改。因此，所有相關之圖式和說明均係示範性質而非意味任何限制。
本揭示內容之基本概念係根據瞭解到在振盪器頻率增加之時，藉由將補償信號Sx之起點維持於一固定之工作週期Ts而避免斜率補償之減損。圖6係依此原理的調控補償信號之實施例80之電路示意圖。振盪器100之輸出端係連接至峰值偵測器120和放大器38之正輸入端。放大器38之負輸入端係連接至介於電晶體32和電阻34間之接點。並聯於峰值偵測器120之輸出端和接地端間之元件的是電容器122、“下降(droop)”電流源124、和由單位增益放大緩衝器126、電阻128、和電阻130所組成之串聯配置。單位增益放大緩衝器132係連接至電阻128和電阻130間之接點。加總器134具有一輸入端連接至緩衝器132，另一輸入端連接至一參考電壓Vtl，以及一輸出端連接至電阻34。峰值偵測器120輸出振盪器100之峰值電壓，Vhold，其由電容器122暫時維持。緩衝器126和132係避免對於電容器電壓之加載。
補償信號Sx於時間Ts起始，此時放大器38輸出一信號以啟動電晶體32。當在正輸入端之Vramp信號超過在負輸入端所施加的電壓VB之時即是Ts產生點。電壓VB係電阻130之電壓的函數，因此亦為電壓Vpeak之函數。位於緩衝器132的輸出端之電壓可以計算如下：V132＝(Vhold * R130)/(R128＋R130)；其中Vhold＝Vpeak。 (1)
在加總器134的輸出端之電壓(VB)因此可表示為：VB＝V132＋Vtl＝(Vpeak * R130)/(R128＋R130)＋Vtl； (2)其中Vtl為基線之閾值電壓。為了和前述範例維持一致，振盪器Vramp信號之基線電壓被選定為零伏特；因此Vtl＝0。
Ts(表示為工作週期之百分比)＝(VB－Vtl)/(Vpeak－Vtl)＝(Vpeak * R130)/(R128＋R130)(Vpeak)＝R130/(R128＋R130). (3)因此Ts為常數，其由電阻R128和R130之值所決定。
Sx＝(Vramp－VB)/R34＝Vramp/R34－(Vpeak * R130)/(R34 *(R128＋R130)). (4)
Sx之斜率＝dSx/dt＝1/R34 * dVramp/dt－常數 (5)
由於頻率改變之時振盪器的充電電流未改變，故dVramp/dt為一常數。由以上方程式可知，Ts和dSx/dt明顯為常數，和頻率變化無關。因為Vpeak係運作頻率的一個量測，圖6的實施例係追蹤Vpeak，因此在每一週期調整Sx之起點以使得工作週期Ts維持固定。
圖7A至7D係用以例示圖6的補償配置運作之波形示意圖。為了便於比較，刻意使得電壓閾值位準和充電速率與前述的例子相同。Vsync和Vramp的波形和圖5A至5D相同。峰值振盪器輸出電壓Vpeak隨頻率的變化而改變，換言之，於100仟赫茲時為1.0伏特，而150仟赫茲時則為0.66伏特。如Vcomp之波形所示，每一週期的補償信號之起始點Ts在二種頻率下均為百分之五十。而對所有之頻率而言，當工作週期之比例在百分之五十以上時即提供補償。
圖8係可應用於圖6之電路之峰值偵測器120之電路圖。電流源140和PNP電晶體142串聯。NPN電晶體144和電流源146串聯。振盪器Vramp信號被施加到電晶體142之基極。電晶體142之射極係連接至電晶體144之基極。電晶體144之射極和控制開關148和電容器122之Vhold端串聯。比較器150之正輸入端係連接Vramp信號。比較器150之負輸入端係連接至介於開關148和電容器122間之接點。
電晶體142的射極之電壓係Vramp加上基極對射極之電壓。電晶體144的射極之電壓係Vramp加上電晶體142的基極對射極之電壓減去電晶體144的基極對射極之電壓，換言之，其基本上等於Vramp。電晶體142和144係用於移動位準之緩衝器。當開關148閉合時，Vhold將被強制等於Vramp。當開關148開路時，Vhold係與Vramp隔離，而由電容器122維持其位準。當比較器150正輸入端之電壓超過負輸入端之電壓時，開關148被啟動。Vhold之後隨Vramp之增加而增加。當Vramp低於Vhold，比較器148關閉開關148。
Vhold因此維持於Vramp信號之峰值，Vpeak，直到達到一更高之峰值為止。假設，舉例而言，由150仟赫茲之同步運作回復到100仟赫茲之自由運行，Vpeak之增加將會被偵測到，而補償信號Sx係被調整以將Ts維持於百分之五十的工作週期。若頻率增加，Vpeak將隨之增加。並聯於電容器122之“下降”電流源124(圖6)之設置係使得電容器可以用適當之速率放電以偵測一較低之Vpeak。對於較低之Vhold值而言，Sx將被調整以維持工作週期百分比時點，Ts，於一固定值。
圖9係可應用於圖6之電路之另一峰值偵測器120之電路圖。Vramp信號係被施加到單位增益緩衝放大器150之一正輸入端。二極體152和電容器122之Vhold端串聯於放大器150之輸出端。Vhold端連接至放大器150之負輸入端。阻擋的二極體152係僅在Vramp高於Vhold時允許放大器輸出電流之流通。當Vramp高於Vhold之時，該二極體將處於順向偏壓狀態而Vhold將隨Vramp變動。當Vramp變成低於Vhold之時，該二極體將變成逆向偏壓且Vpeak將被維持住，直到一較高之峰值產生或是直到電容器112經由“下降”電流源124之放電使得Vhold低於Vramp為止。
圖10係圖6之斜率補償配置之一變化例之示意圖。圖6之實施例80包括由虛線包圍之元件。自其而來的線性斜率信號Sx輸出並未直接作為加法器30之補償信號輸入。第一乘法器160接收信號Sx並將該信號乘以倍數Vth/Vpeak以補償因頻率增加而造成的Vpeak減少。因此，雖然圖10中的區塊160標示為乘法器，其執行的運算係將Vth除以Vpeak再乘以Sx。區塊160之輸出Sx1為Sx *(Vth/Vpeak)。Sx1係被施加到一第二乘法器180以產生一輸出Sx2。區塊180之功能係將Sx1乘以其本身，其結果再除以一常數Iconst。輸出Sx2係等於(Sx * Vth/Vpeak)2 /Iconst。Sx2係被施加到加法器30之補償信號輸入端。
可以使用於乘法器160和180之電路如圖11所示。圖10之補償電路80之輸出Sx，其具有一線性斜率特性，由電晶體162和164鏡射輸出。串聯於Vcc和接地端間之串聯通道係包含電晶體164和166。一包含電晶體168和電流源170的並聯電路通道亦連接於Vcc和接地端之間。電流源170和Vth成正比。電晶體168之基極連接至電晶體164和166之接點。電晶體166之基極係連接至電晶體168和電流源170之接點。電晶體172連接於Vcc和電流源174之間。電流源174係連接至圖10之緩衝器126，因此與Vpeak成正比。電晶體172之基極亦連接至電晶體164和166之接點。電晶體178和176係串聯於Vcc和接地端之間。電晶體176之基極係連接至電晶體172和電流源174之接點。流經電晶體178之電流係乘法器電路160之輸出Sx1。
Sx1藉由乘法器電路180中之電晶體182鏡射輸出。電晶體182、184和186係串聯於Vcc和接地端之間。電晶體184和186各自之基極和集極彼此連接。電晶體188和固定電流源190串聯於Vcc和接地端之間。電晶體188之基極係連接至電晶體182和184之接點。電晶體188和電流源190之接點係連接至電晶體192之基極。流經電晶體192之電流係乘法器電路180之輸出Sx2，其係被施加至加法器30做為一補償信號。
電路160和180之運作如下，其中VBE表示基極對射極之電壓；Vt係一雙載子電晶體之熱電壓；Ic係雙載子電晶體之集極電流；Is係一雙載子電晶體之飽和電流且正比於電晶體之尺寸；Ie係射極電流；而Rx係一任意選派之電阻，用以將電壓轉換為電流。乘法器160之功能運作由電晶體166、168、172和176執行。電晶體166於集極節點之電壓可以表如下式：Vc166＝VBE168＋VBE166＝VBE172＋VBE176當基極對射極之電壓(VBE)＝Vt ln(Ic/Is)，以上關係式變成：Vt ln(Ic168/Is168)＋Vt ln(Ic166/Is166)＝Vt ln(Ic172/Is172)＋Vt ln(Ic176/Is176)
電晶體166、168、172和176可以選擇具有相同之尺寸以使得此等電晶體之Is全都相等。因此：(Ic168)*(Ic166)＝(Ic172)*(Ic176)；且Ic176＝[(Ic168)*(Ic166)]/Ic172由於Ic166＝Sx，Ic168＝Vth/Rx,且Ic172＝Vpeak/Rx，以及Ic176＝Sx1,故：Sx1＝Sx *(Vth/Vpeak)乘法器180之功能運作係由電晶體184、186、188和192執行。經由和前述對於乘法器160相同之分析，電晶體192之電流等於：Ic192＝[(Ic184)*(Ic186)]/Ic188由於Ic184＝Ic186＝Sx1，Ic188＝Iconst，且Ic192＝Sx2,故：Sx2＝(Sx1)2 /Iconst
圖12係例示自由運行振盪器模式和同步化振盪器模式之信號Vramp、Sx、Sx1和Sx2之波形示意圖，其係相對於圖5A至5D所顯示之情形。波形的左半部，標示為“a”，描繪Vpeak等於1伏特時之自由運行的100仟赫茲頻率運作。波形的右半部，標示為“b”，描繪Vpeak等於0.66伏特時之同步化的150仟赫茲的頻率運作。
在100仟赫茲之運作，Vpeak等於Vth而信號Sxa 和Sx1a 等於線性斜率。Sx2a 具有指數特性而非線性斜率。Tsa 係百分之五十工作週期。在150仟赫茲之運作，Vpeak不再等於Vth，Sxb 和Sx1b 具有線性但不相等之斜率。Sx2b 具有指數特性。Tsb 係百分之五十工作週期。由圖10和圖11之補償電路波形明顯可知，每一週期補償信號之起始點Ts維持於百分之五十。而對所有之頻率，當工作週期之比例在百分之五十以上時即開始補償。由於補償信號Sx2之斜率係非線性，其可以滿足最大工作週期之限制而不致於工作週期接近百分之五十時過度補償。因此信號VC 在所有工作週期均係負載電流之可靠的指示。
本揭示內容僅提出並說明本發明之較佳實施例，該等實施例僅係本發明多種呈現中之一些範例。其應理解，本發明可以運用於其他不同組合和環境，且在揭示於此之發明概念範疇內具有許多修改或變異之可能。本發明之原理可應用於各種電壓穩壓器，包括降壓式、升壓式、和降壓－升壓式穩壓器。藉由補償電路和振盪器電路中電路構件參數和操作電壓位準之適當選擇，Sx之斜率和其於一固定工作週期之起始點可以被定義。假如，舉例而言，使用一特定穩壓器將會發現不同斜率特性之補償信號或者起始點Tx不在百分之五十工作週期位準有更多優點，此等目的均可透過本揭示內容之概念加以達成。
10．．．開關控制電路
12．．．電感器
14．．．電容器
16．．．電阻
18．．．電阻
20．．．負載
22．．．時脈
24．．．比較器
26．．．誤差放大器
28．．．電容器
30．．．加法器
32．．．電晶體
34．．．電阻
36．．．電壓偏壓源
38．．．放大器
80．．．補償電路
100．．．振盪器
102．．．固定電流源
104．．．電容器
106．．．控制開關
108．．．固定電流源
110．．．比較器
112．．．電阻
114．．．電壓源
116．．．電晶體
120．．．峰值偵測器
122．．．電容器
124．．．下垂電流源
126．．．單位增益放大緩衝器
128．．．電阻
130．．．電阻
132．．．單位增益放大緩衝器
134．．．加總器
140．．．電流源
142．．．PNP電晶體
144．．．NPN電晶體
146．．．電流源
148．．．控制開關
150．．．比較器
152．．．二極體
160．．．第一乘法器
162．．．電晶體
164．．．電晶體
166．．．電晶體
168．．．電晶體
170．．．電流源
172．．．電晶體
174．．．電流源
176．．．電晶體
178．．．電晶體
180．．．第二乘法器
182．．．電晶體
184．．．電晶體
186．．．電晶體
188．．．電晶體
190．．．固定電流源
192．．．電晶體
Iconst．．．常數
IS W ．．．開關電流信號
SET．．．設定輸入端
RESET．．．重置輸入端
R．．．電阻
Rx．．．任意選派之電阻
Sx．．．電流信號
Sx1．．．第一乘法器之輸出
Sx2．．．第二乘法器之輸出
Sxa /Sx1a /Sx2a ．．．Vpeak等於1伏特時之自由運行100仟赫茲頻率運作下之Sx/Sx1/Sx2
Sxb /Sx1b /Sx2b ．．．Vpeak等於0.66伏特時之同步150仟赫茲頻率運作下之Sx/Sx1/Sx2
Smax．．．電流之最大值
Ts．．．特定時點
Tsa ．．．百分之五十的工作週期
Tsb ．．．百分之五十的工作週期
VCC．．．電壓源
VC ．．．電容器28之電壓
VF B ．．．回授電壓
VI N ．．．輸入電壓
VO U T ．．．輸出電壓
VR E F ．．．電壓參考
Vcomp．．．補償信號
Vn．．．比較器110之負輸入端電壓
Vpeak．．．振盪器輸出信號峰值
Vsync．．．外部電壓信號
Vramp．．．振盪器產生之斜波信號
Vhold．．．振盪器100之峰值電壓
VB．．．電壓偏壓源之電壓偏壓
VTH．．．100仟赫茲運作下之振盪器輸出信號峰值
VTL．．．參考電壓/基線之閾值電壓
本發明可經由以下圖式之內容更進一步被理解，其並未意味任何限制，不同圖式內相同的參考編號表示類似的元件，其中：圖1係一典型電流模式開關式穩壓器之方塊圖。
圖2係一習知斜率補償產生器之電路圖。
圖3係用以說明圖2的電路之補償功能之簡化波形示意圖。
圖4係用於產生Vramp信號之典型振盪器電路之電路圖。
圖5A至5D係用以例示圖1和圖2之電路運作期間之波形示意圖。
圖6係依據本發明一斜率補償實施例之示意圖。
圖7A至7D係用以例示圖6的補償配置運作之波形示意圖。
圖8係可應用於圖6之電路之峰值偵測器之電路圖。
圖9係可應用於圖6之電路之另一峰值偵測器之電路圖。
圖10係圖6之斜率補償實施例之一變化例之部份方塊圖。
圖11係可應用於圖10之區塊之乘法器的電路圖。
圖12係例示圖11的電路所產生之信號之波形示意圖。
32．．．電晶體
34．．．電阻
38．．．放大器
80．．．補償電路
100．．．振盪器
120．．．峰值偵測器
122．．．電容器
124．．．下垂電流源
126．．．單位增益放大緩衝器
128．．．電阻
130．．．電阻
132．．．單位增益放大緩衝器
134．．．加總器
Sx．．．電流信號
Vhold．．．振盪器100之峰值電壓
VB．．．固定電壓偏壓
VTL．．．參考電壓

Claims (19)

  1. 一種開關式穩壓器，其係包含：一開關控制器，其具有一被配置用於接收一信號以在開關週期期間終結一開關脈衝之輸入端，和一可以連接一負載之輸出端；一補償電路，其連接至該控制器的輸入端；其中該補償電路係被配置用於輸出一補償信號，其係以穩壓器開關頻率變化之函數而變化且維持一獨立於穩壓器開關頻率之工作週期；一斜波產生器，其係配置以產生一重複的斜波信號；並且其中該補償電路係包含：一峰值偵測器，其連接至該斜波產生器；一放大器，其具有一連接至該斜波產生器之第一輸入端和一連接至該峰值偵測器之該輸出之第二輸入端；以及一輸出電路，其具有一連接至該放大器該輸出之之控制輸入端和一連接至該開關控制器之輸出端。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之開關式穩壓器，其中該斜波產生器係包含一輸入端連接至一可調整之頻率同步化信號，且係被配置用以將該重複的斜波信號之頻率設為該頻率同步化信號。
  3. 一種用於開關式穩壓器之補償電路，其係包含：一峰值偵測器，其具有一連接以接收一重複的斜波信號之輸入端和一輸出端； 一放大器，其具有一連接至該峰值偵測器之該輸出之第一輸入端、一連接以接收該斜波信號之互補輸入端、和一輸出端；一輸出電路，其連接至該放大器之輸出端，用以供應該開關式穩壓器一補償信號，該補償信號具有和該斜波信號之頻率無關之工作週期；一峰值電壓保持電路，其連接至該峰值偵測器；以及一電壓分壓電路，其連接於該峰值電壓保持電路和該放大器之該第一輸入端之間。
  4. 一種用於開關式穩壓器之補償電路，其係包含：一峰值偵測器，其具有一連接以接收一重複的斜波信號之輸入端和一輸出端；一放大器，其具有一連接至該峰值偵測器之該輸出之第一輸入端、一連接以接收該斜波信號之互補輸入端、和一輸出端；一輸出電路，其連接至該放大器之輸出端，用以供應該開關式穩壓器一補償信號，該補償信號具有和該斜波信號之頻率無關之工作週期；其中該輸出電路包含：一電晶體，其具有一控制端連接至該放大器輸出端和一與該電晶體串聯之阻抗。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之補償電路，其中該輸出電路更包含：一第一乘法器電路，其連接至該電晶體，且被配置用 以輸出一信號，該信號係該斜波信號之峰值位準之函數；以及一第二乘法器電路，其連接至該第一乘法器電路，且被配置用以輸出一信號，該信號係和該第一乘法器電路輸出之信號之平方成正比。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之補償電路，其中該電晶體、該第一乘法器電路、和該第二乘法器電路彼此串聯。
  7. 如申請專利範圍第4項所述之補償電路，其更包含一加總器，其具有一第一輸入端連接至該峰值偵測器、一第二輸入端連接至一電壓參照值、和一輸出端連接至該放大器之第一輸入端。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之補償電路，其中該加總器的輸出端亦和該輸出電路串聯。
  9. 一種用於開關式穩壓器之方法，其係包含以下步驟：接收一斜率固定而頻率可調之重複的斜波信號，其建立該穩壓器開關週期之頻率；監測該斜波信號之電壓；依據該監測到的斜波信號電壓導出一偏移量信號；依據該斜波信號和該導出之偏移量信號發出一補償信號；對該補償信號設定一工作週期百分比，其與開關頻率之變化無關；以及產生一工作週期控制信號予該穩壓器，其係部份相關於該發出之補償信號。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之方法，其中該監測步驟包含偵測該斜波信號之峰值，且該偏移量信號係依據該偵測到之峰值導出。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之方法，其中該設定步驟係包含於每一開關週期期間起始該補償信號。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之方法，其中該補償信號於每一開關週期期間之相同工作週期時點被起始。
  13. 如申請專利範圍第9項所述之方法，其中該發出之補償信號係具有一持續時間，該持續時間正比於該斜波信號和該導出的偏移量信號之差。
  14. 如申請專利範圍第10項所述之方法，其中該導出的偏移量信號正比於該偵測到之峰值。
  15. 如申請專利範圍第11項所述之方法，其中該發出之步驟係包含維持該補償信號於一固定之斜率。
  16. 如申請專利範圍第11項所述之方法，其中該發出之步驟係包含使該補償信號呈指數型遞增。
  17. 一種用於補償可運作於可變頻率的開關週期之開關式穩壓器之方法，其係包含以下步驟：產生一具有可變頻率和固定斜率之重複的斜波信號；產生一重複的補償信號，其具有與該斜波信號頻率無關之工作週期；以及控制該補償信號之強度，使其成為該斜波信號峰值之一函數；其中該產生一補償信號之步驟係包含： 偵測該斜波信號之峰值；以及依據該偵測到之峰值起始該補償信號。
  18. 如申請專利範圍第17項所述之方法，其中該補償信號係具有指數特徵。
  19. 如申請專利範圍第17項所述之方法，其中該控制該補償信號之步驟係包含：產生一具有固定斜率之信號；將該固定斜率之信號乘以該峰值之一函數；以及取該相乘後的信號之平方。
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Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7042207B1 (en) 2003-11-07 2006-05-09 National Semiconductor Corporation Inductive measurement system and method
US8294441B2 (en) * 2006-11-13 2012-10-23 Decicon, Inc. Fast low dropout voltage regulator circuit
US7952337B2 (en) * 2006-12-18 2011-05-31 Decicon, Inc. Hybrid DC-DC switching regulator circuit
US20080157740A1 (en) * 2006-12-18 2008-07-03 Decicon, Inc. Hybrid low dropout voltage regulator circuit
US8304931B2 (en) * 2006-12-18 2012-11-06 Decicon, Inc. Configurable power supply integrated circuit
TWI334692B (en) * 2007-02-06 2010-12-11 Realtek Semiconductor Corp Dynamic voltage-generating apparatus and method thereof
US8072204B1 (en) 2007-05-09 2011-12-06 Zilker Labs, Inc. Control system optimization via digital diode emulation
US8154268B2 (en) * 2007-12-03 2012-04-10 Intersil Americas Inc. Switching regulator with balanced control configuration with filtering and referencing to eliminate compensation
US8294447B2 (en) * 2008-10-08 2012-10-23 Intersil Americas Inc. Advanced slope injection for input current limiting of switch-mode DC/DC converter
DE102009016290B4 (de) 2009-04-03 2018-07-19 Texas Instruments Deutschland Gmbh Elektronische Vorrichtung und Verfahren zur DC-DC-Wandlung mit Steilheitskompensation
US20120062042A1 (en) * 2010-09-10 2012-03-15 Burke David M Low power start-up circuit
KR20120069377A (ko) * 2010-12-20 2012-06-28 에스케이하이닉스 주식회사 반도체 장치의 발진 회로
CN104022648B (zh) * 2014-04-23 2017-01-11 成都芯源系统有限公司 开关变换器及其控制电路和控制方法
US9893621B1 (en) 2016-10-26 2018-02-13 Silanna Asia Pte Ltd Power converter with predictive pulse width modulator control
US10680583B1 (en) * 2019-02-26 2020-06-09 Xilinx, Inc. Control circuit for and method of controlling an operation of an integrated circuit device

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6366070B1 (en) * 2001-07-12 2002-04-02 Analog Devices, Inc. Switching voltage regulator with dual modulation control scheme

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4837495A (en) * 1987-10-13 1989-06-06 Astec U.S.A. (Hk) Limited Current mode converter with controlled slope compensation
US4975820A (en) * 1989-09-01 1990-12-04 National Semiconductor Corporation Adaptive compensating ramp generator for current-mode DC/DC converters
US5079453A (en) * 1990-09-04 1992-01-07 Motorola, Inc. Slope compensation circuit for stabilizing current mode converters
US5305192A (en) * 1991-11-01 1994-04-19 Linear Technology Corporation Switching regulator circuit using magnetic flux-sensing
US5315498A (en) 1992-12-23 1994-05-24 International Business Machines Corporation Apparatus providing leading leg current sensing for control of full bridge power supply
US5929620A (en) 1996-11-07 1999-07-27 Linear Technology Corporation Switching regulators having a synchronizable oscillator frequency with constant ramp amplitude
JP3036457B2 (ja) * 1997-02-27 2000-04-24 日本電気株式会社 スイッチング電源装置
US5831420A (en) 1997-04-28 1998-11-03 Motorola, Inc. Pulse load averaging power converter
US5903452A (en) * 1997-08-11 1999-05-11 System General Corporation Adaptive slope compensator for current mode power converters
US6177787B1 (en) 1998-09-11 2001-01-23 Linear Technology Corporation Circuits and methods for controlling timing and slope compensation in switching regulators
US6137696A (en) * 1999-04-12 2000-10-24 Semicondutor Components Industries, Llc Switching regulator for power converter with dual mode feedback input and method thereof
US6498466B1 (en) * 2000-05-23 2002-12-24 Linear Technology Corp. Cancellation of slope compensation effect on current limit
US6522116B1 (en) * 2000-07-17 2003-02-18 Linear Technology Corporation Slope compensation circuit utilizing CMOS linear effects
US6369665B1 (en) 2000-10-02 2002-04-09 Linear Technology Corporation Maintaining constant amount of slope compensation regardless of switching frequency during synchronization
US6285174B1 (en) 2000-10-13 2001-09-04 National Semiconductor Corporation Switching DC-to-Dc converter having on-time signal generation circuit and method for generating signal indicative of converter on-time
US7176668B2 (en) * 2004-07-08 2007-02-13 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Switching regulator with advanced slope compensation
US7145375B2 (en) * 2005-01-12 2006-12-05 Infineon Technologies Ag Duty cycle detector with first, second, and third values
US7425819B2 (en) * 2005-06-16 2008-09-16 Microsemi Corporation Slope compensation circuit

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6366070B1 (en) * 2001-07-12 2002-04-02 Analog Devices, Inc. Switching voltage regulator with dual modulation control scheme

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Publication number Publication date
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