JP3036457B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置

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    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/563—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices including two stages of regulation at least one of which is output level responsive, e.g. coarse and fine regulation

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチング電源装
置に関し、特にラップトップパソコン等のポータブルＯ
Ａ機器用電源に用いられるスイッチング電源装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ラップトップパソコンなど、バッテリー
電源のポータブルＯＡ機器が増加してきている。これら
ポータブルＯＡ機器の電源では、公称電圧８〜１６Ｖの
バッテリーからの電源供給を受け、出力として±５Ｖ，
±１２Ｖ等複数のＤＣ電圧を内部に供給する。ポータブ
ル用としての制約から高変換効率，小型化が求められ、
これらの達成のため、スイッチング電源装置が一般に用
いられている。
【０００３】特公平７−２０３６８号公報記載の従来の
この種のスイッチング電源装置をブロックで示す図４を
参照すると、この従来のスイッチング電源装置は、ドラ
イブ回路１０３に一定電圧を供給する定電圧回路１と、
ドライブ回路１０３に所定のパルス信号を供給する制御
回路１０２と、入力直流電圧ＶＩＮをオン・オフするス
イッチング素子であるＮチャネルＭＯＳ（ＮＭＯＳ）型
のトランジスタＱ１と、トランジスタＱ１のゲートを駆
動するドライブ回路１０３と、ダイオードＤ２と、平滑
用のＬＰＦを構成するチョークコイルＬ１とコンデンサ
Ｃ２とを備える。
【０００４】ドライブ回路１０３は、トランジスタＱ１
１，Ｑ１２，Ｑ１４，Ｑ１５と、逆流防止用のダイオー
ドＤ１と、ドライブ回路１０３とトランジスタＱ１の一
端間に接続したブースト用のコンデンサＣ１とを備え
る。
【０００５】次に、図４を参照して、従来のスイッチン
グ電源装置の動作について説明すると、まず、定電圧回
路１から出力した直流電圧ＶｂはダイオードＤ１を経由
してコンデンサＣ１に充電する。トランジスタＱ１がオ
ンしたときの断続電圧（＝入力電圧ＶＩＮ）と、コンデ
ンサＣ１の一定充電電圧とを重畳させて得た入力電圧Ｖ
ＩＮより高い直流電圧Ｖｃはドライブ回路１０３のトラ
ンジスタＱ１１のコレクタに供給され、このトランジス
タＱ１１のオン時にトランジスタＱ１のゲートに供給さ
れる。
【０００６】トランジスタＱ１がオフ状態となった時
は、このトランジスタＱ１の出力電圧ＶａはＧＮＤレベ
ルとなり、電圧ＶｂがダイオードＤ１を介してコンデン
サＣ１を充電する。トランジスタＱ１がオン状態となっ
た時、電圧Ｖａは入力電圧ＶＩＮと等しいレベルとなり
コンデンサＣ１の充電電圧を重畳し、電圧Ｖｃを生成し
てトランジスタＱ１のゲートを効率よくドライブする。
【０００７】しかし、この従来のスイッチング電源装置
は、上述のように、ブースト用のコンデンサＣ１の充電
電荷によりトランジスタＱ１の駆動電庄を得ているが、
このコンデンサＣ１への充電期間はトランジスタＱ１の
オフ時間内であるため、入力電圧ＶＩＮが低下し、上記
オフ時間が減少すると、ゲート駆動に充分な電荷をコン
デンサＣ１に蓄積できなくなる。すなわち、トランジス
タＱ１をデューティ１００％まで動作させることができ
ず、入力電圧ＶＩＮについて動作限界値が存在する。こ
のことは、電池駆動機器において、電池の動作寿命に制
限を与えるものとなる。
【０００８】また、この種のスイッチング電源装置の小
型化の方法として、スイッチング周波数の高周波化があ
るが、スイッチングトランジスタＱ１の駆動用の最低オ
フ時間が必要なため、動作周波数が高くなればなるほ
ど、入力電圧ＶＩＮの所要最低電圧が高くなることにな
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のスイッ
チング電源装置は、ブースト用のコンデンサの充電電荷
によりスイッチング用のトランジスタのゲート駆動電庄
を得ているが、上記コンデンサへの充電期間は上記トラ
ンジスタのオフ時間内であるため、入力電圧が低下し、
上記オフ時間が減少すると、ゲート駆動に充分な電荷を
上記コンデンサに蓄積できなくなることにより、上記ト
ランジスタをデューティ１００％まで動作させることが
できず、入力電圧について動作限界値が存在し、電池駆
動機器において、電池の動作寿命に制限を与えるという
欠点があった。
【００１０】また、この種のスイッチング電源装置の小
型化の方法として、スイッチング周波数の高周波化があ
るが、スイッチングトランジスタの駆動用の最低オフ時
間が必要なため、動作周波数が高くなればなるほど、入
力電圧の所要最低電圧が高くなるという欠点があった。
【００１１】本発明の目的は、低入力電圧まで安定して
出力電庄を安定化するとともに、小型化したスイッチン
グ電源装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源装置は、一端に直流の入力電圧の供給を受けこの入力
電圧をスイッチングして他端から断続電圧を出力するス
イッチング用のＮチャネルＭＯＳ型の第１のトランジス
タと、前記スイッチングの幅であるパルス幅を制御する
制御パルス信号の供給を受けて前記第１のトランジスタ
を駆動する第１の駆動信号を出力するドライブ回路と、
前記制御パルス信号を生成する制御回路と、前記入力電
圧の供給を受け前記ドライブ回路に予め設定した定電圧
を供給する定電圧回路と、前記断続電圧を平滑して直流
の出力電圧を出力する平滑回路とを備えるスイッチング
電源装置において、一端を前記第１のトランジスタの他
端に他端を前記第１のトランジスタの一端にそれぞれ接
続したＰチャネルＭＯＳ型の第２のトランジスタを備
え、前記ドライブ回路が、一定の前記出力電圧に対し前
記入力電圧の低下に応じて増加する前記制御パルス信号
の前記パルス幅に対応するデューテイサイクルが一定値
を超えたことを検出してデューテイ検出信号を出力する
デューテイ検出回路と、前記デューテイ検出信号が供給
されたとき前記制御パルス信号に対応する前記第１の駆
動信号の出力を停止する第１の論理回路と、前記デュー
テイ検出信号が供給されたとき前記制御パルス信号の供
給に応じて前記第２のトランジスタを駆動する第２の駆
動信号を出力する第２の論理回路とを備えて構成されて
いる。
【００１３】
【発明の実施の形態】次に、本発明の第１の実施の形態
を図４と共通の構成要素には共通の参照文字／数字を付
して同様にブロックで示す図１を参照すると、この図に
示す本実施の形態のスイッチング電源装置は、従来と共
通の内部電源供給用の定電圧回路１と、主スイッチング
用のＮチャネルＭＯＳ（ＮＭＯＳ）型のトランジスタＱ
１と、ダイオードＤ２と、チョークコイルＬ１と、コン
デンサＣ２とに加えて、トランジスタＱ１と逆極性で並
列接続され入力直流電圧ＶＩＮをオン・オフするスイッ
チング素子であるＰチャネルＭＯＳ（ＰＭＯＳ）型のト
ランジスタＱ２と、ドライブ回路１に制御用のパルス信
号ＰＣを供給して出力電圧ＶＯの安定化を行うＰＷＭ制
御回路２と、パルス信号ＰＣの供給に応答してトランジ
スタＱ１，Ｑ２のゲートを駆動するドライブ回路３とを
備える。
【００１４】トランジスタＱ１のドレインを入力電圧Ｖ
ＩＮにソースをチョークコイルｌ１の一端にそれぞれ接
続し、トランジスタＱ２のドレインをトランジスタＱ１
のソースにソースをトランジスタＱ１のドレインにそれ
ぞれ接続する。
【００１５】ドライブ回路３は、従来と共通のダイオー
ドＤ１と、コンデンサＣ１とに加えて、パルス信号ＰＣ
のデューテイサイクルを検出しデューテイサイクルに対
応するレベルのデューテイ信号ＰＤを出力するデューテ
イ検出回路３１と、一方及び他方の各々の入力端にパル
ス信号ＰＣ及びデューテイ信号ＰＤの供給をそれぞれ受
け電位Ｖｃの駆動信号ＧＮを出力するＡＮＤ回路Ｇ３１
と、一方及び他方の各々の入力端にパルス信号ＰＣ及び
デューテイ信号ＰＤの反転値の供給をそれぞれ受け電位
ＶＩＮの駆動信号ＧＰを出力するＮＡＮＤ回路Ｇ３２と
を備える。
【００１６】デューテイ検出回路３１の構成を回路図で
示す図２（Ａ）を参照すると、このデューテイ検出回路
３１はＲＣロウパスフイルタから成りパルス信号ＰＣを
積分して積分電圧ＶＷを出力する積分回路３１１と、積
分電圧ＶＷと一定のしきい値電圧ＶＴＨとを比較しデュ
ーテイ信号ＰＤを出力するコンパレータ３１２とを備え
る。
【００１７】次に、図１及び図２を参照して本実施の形
態の動作について説明すると、定電圧回路１は入力電圧
ＶＩＮからトランジスタＱ１を十分駆動可能な安定化電
圧Ｖｂを生成する。ＰＷＭ制御回路２は、スイッチング
周波数のパルス繰り返し周波数で出力電圧ＶＯに対応す
るパルス幅のパルス信号ＰＣを出力し、ＡＮＤ回路Ｇ３
１とＮＡＮＤ回路Ｇ３２及びデューテイ検出回路３１に
供給する。
【００１８】デューテイ検出回路３１の動作波形を示す
図２（Ｂ）及びデューテイサイクルと積分信号ＶＷとの
関係を示す特性図である図２（Ｃ）を併せて参照する
と、まず、入力電圧ＶＩＮが高い場合には、上述のよう
に、一定の出力電圧ＶＯに対してトランジスタＱ１のオ
ン時間が短くすなわちオフ時間は長くなりパルス幅（オ
ン時間）×パルス繰り返し（スイッチング）周波数で定
義されるデューテイサイクルが小さくなる。この結果、
デューテイサイクルに比例する積分回路３１１の出力の
積分電圧ＶＷはコンパレータ３１２のしきい値ＶＴＨよ
り低くなる。したがって、コンパレータ３１２は動作せ
ずデューテイ信号ＰＤをＨレベルに固定する。このため
ＮＡＮＤ回路Ｇ３２は駆動信号ＧＰをＨレベルに固定
し、トランジスタＱ２はオフ状態を維持する。一方、Ａ
ＮＤ回路Ｇ３１は、パルス信号ＰＣのパルス幅対応のパ
ルス幅の駆動信号ＧＮを出力する。
【００１９】一方、入力電圧が低くトランジスタＱ１の
オフ時間が小さい場合すなわちデューテイサイクルが大
きい場合は、積分電圧ＶＷが高くなり、コンパレータ３
１２はしきい値ＶＴＨを超えると反転動作しデューテイ
信号ＰＤのレベルを反転する。デューテイ信号ＰＤのレ
ベル反転に応答して、ＮＡＮＤ回路Ｇ３２が動作しパル
ス信号ＰＣを否定論理積すなわち反転して駆動信号ＧＰ
を出力しトランジスタＱ２を駆動する。このときＡＮＤ
回路Ｇ３１は駆動信号ＧＮをＬレベルとしてトランジス
タＱ１をオフ状態となる。
【００２０】トランジスタＱ１を駆動するＡＮＤ回路Ｇ
３１は、トランジスタＱ１のオフ時間にコンデンサＣ１
とダイオードＤ１によりトランジスタＱｌのソース電位
に対して定電圧回路１の出力電圧Ｖｂを重畳した電圧Ｖ
ｃにより駆動される。したがって、トランジスタＱ１の
ゲートにはトランジスタＱ１のソースに対して電圧Ｖｂ
だけ高い電圧を供給できる。また、トランジスタＱ２を
駆動するＮＡＮＤ回路Ｇ３２は、入力電源ＶＩＮにより
駆動される。したがって、トランジスタＱ２のゲートに
はソースに対して電圧ＶＩＮより低い電圧を供給でき
る。これらは、トランジスタＱ１およびＱ２を低オン抵
抗状態にするに充分なゲート電圧となる。
【００２１】次に、本発明の第２の実施の形態を図１と
共通の構成要素には共通の参照文字／数字を付して同様
にブロックで示す図３を参照すると、この図に示す本実
施の形態の前述の第１の実施の形態との相違点は、ドラ
イブ回路３ＡがダイオードＤ１の代わりに出力電圧ＶＯ
にアノードが接続したダイオードＤ１Ａと、出力電圧Ｖ
Ｏと予め定めた基準電圧ＶＲと比較し出力検出信号Ｙを
出力する出カ電庄検出用のコンパレータ３２と、デュー
テイ信号ＰＤと比較信号Ｙとの論理積をとり信号ＰＤＡ
を出力するＡＮＤ回路Ｇ３３とを備えることである。
【００２２】本実施の形態ではトランジスタＱ１の駆動
電源として定電圧回路１の代わりに出力電圧ＶＯを使用
する。
【００２３】ここで、スイッチング電源装置の起動時に
ソフトスタートがかかりデューティサイクルが制限され
ると、デューティ検出回路３１はオフ時間が大きいと判
断しトランジスタＱ２を動作させずにトランジスタＱ１
をスイッチング動作させしまう。すると、出力電圧ＶＯ
が低いことにより、トランジスタＱ１の駆動電圧が不足
する。そこで、コンパレータ３２とＡＮＤ回路Ｇ３３と
を追加し、オフ時間が大きいときでも出力電庄が低い場
合には、トランジスタＱ１の動作を停止しトランジスタ
Ｑ２により制御を行う。
【００２４】出力電庄ＶＯがトランジスタＱ１の駆動に
十分な電圧に達したことを検出したらトランジスタＱ２
からトランジスタＱ１へ制御を切り替える。
【００２５】本実施の形態は、第１の実施の形態に比し
て定電圧回路１をトランジスタＱ１の駆動用に使用しな
いため、その出力電流容量を小さくすることができ小型
化、低コスト化ができるという特徴がある。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のスイッチ
ング電源装置は、Ｎチャネル型の第１のトランジスタと
逆極性に並列接続したＰチャネル型の第２のトランジス
タを備え、ドライブ回路が、デューテイ検出信号を出力
するデューテイ検出回路と、デューテイ検出信号の供給
に応答して第１の駆動信号を停止する第１の論理回路
と、制御パルス信号とデューテイ検出信号の供給に応答
して上記第２のトランジスタを駆動する第２の論理回路
とを備えるので、入力電圧が高いときはオン抵抗の低い
Ｎチャネル型トランジスタを駆動することにより最高の
効率を得ることができ、低入力電圧時にＰチャネル型ト
ランジスタに切り替えることにより、このＰチャネル型
トランジスタのオン抵抗で制限される入力電庄までオフ
時間の制限を受けることなしに安定して動作させること
ができるという効果がある。
【００２７】さらに、低入力電圧時でも軽負荷のとき
は、オフデューティが充分得られ、同一オン抵抗を有す
るＰチャネル型トランジスタに比して入力寄生容量の小
さいＮチャネル型トランジスタを駆動でき、駆動損失を
小さくすることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の第１の実施の
形態を示すブロック図である。
【図２】デューテイ検出回路の構成を示す回路図と本実
施の形態のスイッチング電源装置における動作の一例を
示す波形図と特性図である。
【図３】本発明のスイッチング電源装置の第２の実施の
形態を示すブロック図である。
【図４】従来のスイッチング電源装置の一例を示すブロ
ック図である。
【符号の説明】
１ 定電圧回路 ２ ＰＷＭ制御回路 ３，３Ａ，１０３ ドライブ回路 ３１ デューテイ検出回路 ３２，３１２ コンパレータ １０２ 制御回路 ３１１ 積分回路 Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ Ｄ１，Ｄ２ ダイオード Ｇ３１〜Ｇ３３ 論理回路 Ｌ１ チョークコイル Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１４，Ｑ１５ トラ
ンジスタ

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 一端に直流の入力電圧の供給を受けこの
    入力電圧をスイッチングして他端から断続電圧を出力す
    るスイッチング用のＮチャネルＭＯＳ型の第１のトラン
    ジスタと、前記スイッチングの幅であるパルス幅を制御
    する制御パルス信号の供給を受けて前記第１のトランジ
    スタを駆動する第１の駆動信号を出力するドライブ回路
    と、前記制御パルス信号を生成する制御回路と、前記入
    力電圧の供給を受け前記ドライブ回路に予め設定した定
    電圧を供給する定電圧回路と、前記断続電圧を平滑して
    直流の出力電圧を出力する平滑回路とを備えるスイッチ
    ング電源装置において、 一端を前記第１のトランジスタの他端に他端を前記第１
    のトランジスタの一端にそれぞれ接続したＰチャネルＭ
    ＯＳ型の第２のトランジスタを備え、 前記ドライブ回路が、一定の前記出力電圧に対し前記入
    力電圧の低下に応じて増加する前記制御パルス信号の前
    記パルス幅に対応するデューテイサイクルが一定値を超
    えたことを検出してデューテイ検出信号を出力するデュ
    ーテイ検出回路と、 前記デューテイ検出信号が供給されたとき前記制御パル
    ス信号に対応する前記第１の駆動信号の出力を停止する
    第１の論理回路と、 前記デューテイ検出信号が供給されたとき前記制御パル
    ス信号の供給に応じて前記第２のトランジスタを駆動す
    る第２の駆動信号を出力する第２の論理回路とを備える
    ことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 【請求項２】 前記デューテイ検出回路が、前記制御パ
    ルス信号を低域ろ波し積分信号を出力する積分回路と、前記積分信号が 予め定めた電圧のしきい値を超過したと
    き前記デューテイ信号を出力するコンパレータ回路とを
    備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電
    源装置。
  3. 【請求項３】 前記ドライブ回路が、前記定電圧回路の
    出力端と前記平滑回路の入力端との間に前記定電圧をチ
    ャージするコンデンサを備えることを特徴とする請求項
    １記載のスイッチング電源装置。
  4. 【請求項４】 前記ドライブ回路が、前記出力電圧が予
    め定めた基準電圧を超過したとき出力電圧検出信号を生
    成する出力電圧検出回路と、 前記出力電圧検出信号が供給されると前記デューテイ検
    出信号を通過させ前記第１及び第２の論理回路に供給す
    る第３の論理回路とを備えることを特徴とする請求項１
    記載のスイッチング電源装置。
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Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001037212A (ja) * 1999-07-14 2001-02-09 Nec Corp 低電圧入力ｄｃ−ｄｃコンバータ
US6246219B1 (en) 2000-03-24 2001-06-12 The Boeing Company String switching apparatus and associated method for controllably connecting the output of a solar array string to a respective power bus
JP4570507B2 (ja) * 2005-04-21 2010-10-27 株式会社リコー 定電圧回路、定電圧回路を備えた半導体装置及び定電圧回路の制御方法
US7656142B2 (en) * 2005-07-14 2010-02-02 Linear Technology Corporation Switching regulator with variable slope compensation
US7342392B2 (en) * 2005-08-11 2008-03-11 Linear Technology Corporation Switching regulator with slope compensation independent of changes in switching frequency
JP4728741B2 (ja) * 2005-08-23 2011-07-20 フリースケール セミコンダクター インコーポレイテッド ディスチャージ装置及び直流電源システム
US20070070668A1 (en) * 2005-09-26 2007-03-29 The Boeing Company Programmable electrical power systems and methods
JP4708976B2 (ja) * 2005-11-22 2011-06-22 株式会社リコー 同期整流型スイッチングレギュレータ、同期整流型スイッチングレギュレータの制御回路及び同期整流型スイッチングレギュレータの動作制御方法
JP4199765B2 (ja) * 2005-12-02 2008-12-17 マイクロン テクノロジー，インコーポレイテッド 高電圧スイッチング回路
US8072196B1 (en) * 2008-01-15 2011-12-06 National Semiconductor Corporation System and method for providing a dynamically configured low drop out regulator with zero quiescent current and fast transient response
CN101546959B (zh) * 2008-03-25 2012-01-18 立锜科技股份有限公司 双功率开关与使用双功率开关的电源供应电路
JP5558729B2 (ja) * 2009-03-23 2014-07-23 キヤノン株式会社 コンバータ、スイッチング電源及び画像形成装置
US8680884B2 (en) * 2010-03-25 2014-03-25 Cree, Inc. Fault detection circuits for switched mode power supplies and related methods of operation
CN103391074B (zh) * 2013-07-12 2016-01-20 成都启臣微电子有限公司 一种开关电源自锁保护电路
US20150028941A1 (en) * 2013-07-29 2015-01-29 Texas Instruments Incorporated Controlled power switch chain sequencing for both power up and power down of a power domain
US9369033B2 (en) * 2013-12-30 2016-06-14 Qualcomm Technologies International, Ltd. Low power switched mode power supply
US9705393B2 (en) 2013-12-30 2017-07-11 Qualcomm Technologies International, Ltd. Voltage regulator
US9882490B2 (en) * 2016-05-20 2018-01-30 Texas Instruments Incorporated Parallel high side switches for a buck converter
CN107270337B (zh) * 2017-07-25 2019-02-15 东莞市前锋电子有限公司 一种电磁炉锅具大小的判断方法、判断系统以及电磁炉
TWI692173B (zh) * 2018-04-09 2020-04-21 茂達電子股份有限公司 非窄電壓直流充電器及其控制方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4959606A (en) * 1989-01-06 1990-09-25 Uniphase Corporation Current mode switching regulator with programmed offtime
US4940929A (en) * 1989-06-23 1990-07-10 Apollo Computer, Inc. AC to DC converter with unity power factor
WO1993026078A1 (en) * 1992-06-10 1993-12-23 Digital Equipment Corporation High power factor switched dc power supply
JPH0720368A (ja) * 1993-07-02 1995-01-24 Olympus Optical Co Ltd レンズ鏡筒の反射防止用遮光線
US5592072A (en) * 1995-01-24 1997-01-07 Dell Usa, L.P. High performance dual section voltage regulator
US5726845A (en) * 1996-02-28 1998-03-10 Astec International Limited Short circuit protection for power factor correction circuit
US5747976A (en) * 1996-03-26 1998-05-05 Raytheon Company Constant on-time architecture for switching regulators
US5777462A (en) * 1996-08-15 1998-07-07 Hughes Electronics Corporation Mode configurable DC power supply

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