KR20090090193A - 컨버터 및 그 구동방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 컨버터 및 그 구동 방법에 관한 것이다.
컨버터는 마스터 스위치 및 슬레이브 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어부를 포함한다. 스위치 제어부는, 마스터 스위치의 스위칭 동작 한 주기와 동일한 주기를 가지는 내부 삼각파를 이용하여 한 주기의 중간 시점을 감지하고, 감지된 시점에 상기 슬레이브 스위치의 스위칭 동작을 시작시킨다. 내부 삼각파 신호는 한 주기 동안 변화하는 파형을 가지며, 내부 삼각파의 평균 값과 상기 내부 삼각파가 교차하는 시점을 마스터 스위치의 스위칭 동작 한 주기의 중간 시점으로 감지한다.
Figure P1020080015509
역 복원 전류(reverse recovery current), 연속 전도 모드(continuousconduction mode), 불연속 전도 모드(discrete conduction mode), 경계 전도 모드 (boundary conduction mode), 인터리브(interleave) 컨버터

Description

컨버터 및 그 구동방법{CONVERTER AND THE DRIVING METHOD THEREOF}
본 발명은 컨버터 및 그 구동 방법에 관한 것이다. 특히 두 개의 컨버터를 병렬 연결하고, 병렬 연결된 두 개의 컨버터 각각의 입력단과 출력단을 연결하여 하나의 입력단 및 출력단을 가진 인터리브(interleave) 컨버터 및 그 구동 방법에 관한 것이다.
도 1은 종래 컨버터를 등가적으로 나타낸 도면이다.
컨버터는 인덕터(900), 스위치(901), 다이오드(902) 및 커패시터(903)를 포함한다. 입력 전압(Vin)에 따라 소정의 전류가 인덕터에 흐르고, 커패시터(903)는 인덕터 전류(iL)에 의해 충전되며, 커패시터(903)에 충전된 전압은 컨버터의 출력 전압이 된다. 스위치(901)가 턴 온 상태이고, 다이오드(902)가 턴 오프 상태이면, 인덕터 전류(iL)는 시간의 경과에 따라 증가하고, 인덕터(900)는 에너지를 저장한다. 스위치가 턴 오프 되고, 다이오드가 턴 온 되면, 인덕터 전류(iL)는 다이오드를 통해 커패시터(903)를 충전한다. 이 때, 인덕터(900)에 저장된 에너지는 커패시터(903)로 전달되며, 인덕터 전류(iL)는 시간의 경과에 따라 감소한다.
컨버터의 구동 모드는 인덕터에 흐르는 전류 파형에 따라 연속 전도 모 드(continuous conduction mode), 불연속 전도 모드(discrete conduction mode) 및 경계 전도 모드(boundary conduction mode)로 구분한다. 연속 전도 모드는 한 스위칭 주기내에서 컨버터의 인덕터 전류가 끊기지 않고 흐르는 구동 모드이다. 불연속 전도 모드는 한 스위칭 주기내에 컨버터의 인덕터 전류가 흐르지 않는 구간이 존재한다. 경계 전도 모드는 인덕터 전류가 0이 되는 시점에 스위치가 턴 온 되어 다시 인덕터 전류가 상승하도록 동작한다. 연속 전도 모드의 경우 다이오드가 턴 오프 될 때 역 복원 전류(reverse recovery current)가 흐른다. 불연속 전도 모드에서는 인덕터 전류가 0인 상태에서 스위치가 턴 온 되므로 역 복원 전류가 발생하지 않는다. 이와 같은 차이로, 불연속 전도 모드가 연속 전도 모드에 비해 다이오드 손실 에너지가 적다. 그러나 불연속 전도 모드는 동일한 전력을 전달할 때 인덕터 전류의 첨두치가 연속 전도 모드에 비해 크고, 인덕터 전류의 기울기가 급하여, 인덕터 전류의 실효치가 증가한다. 따라서, 인덕터 및 스위칭 소자에서의 도통 손실이 증가한다.
경계 전도 모드는 인덕터 전류가 0일 때, 스위치가 턴 온 되므로, 역 복원 전류가 발생하지 않으며, 한 스위칭 주기내에서 인덕터에 흐르는 전류가 영으로 유지되는 구간이 거의 없다. 그러면, 동일 전력을 전달할 때, 경계 전도 모드는 불연속 전도 모드보다 인덕터에 흐르는 전류의 첨두치와 실효치가 작다. 따라서 인덕터 및 스위칭 소자에서 도통 손실이 작다. 결과적으로, 다른 모드에 비해 경계 전도 모드로 동작하는 컨버터의 전력 손실이 가장 적다. 그러나 경계 전도 모드에서는, 인덕터 전류의 리플이 커서 입력단의 EMI 필터가 연속 전도 방식에 비해 커지는 단 점이 있다. 이러한 단점을 극복하기 위해 경계 모드로 동작하는 2개의 컨버터 각각이 180도 위상차를 가지고 동작하게 하여, 인덕터에 흐르는 전류의 리플이 서로 상쇄되어 입력단의 전류 리플이 연속 전도 모드와 같이 작아지게 할 수 있다. 이러한 구동 방식을 인터리브 구동이라고 한다.
이러한 인터리브 구동에서 가장 일반적으로 사용하는 방식이 마스터슬레이브(master-slave) 방식이다. 마스터 컨버터는 독립적으로 경계모드에서 동작하며 마스터 컨버터의 제어 회로는 인덕터 전압을 관측해 인덕터 전류가 영이 되는 시점을 감지해서 마스터 컨버터의 스위치(이하, 마스터 스위치)를 턴-온 시킨다. 슬레이브 컨버터의 제어 회로는 마스터 컨버터의 한 스위칭 주기의 중간 시점을 산출하여, 슬레이브 컨버터의 스위치(이하, 슬레이브 스위치)를 턴-온 시킨다. 이 때 두 스위치의 온 타임을 동일하게 제어하면 두 컨버터 모두 경계모드에서 동작을 시킬 수 있다.
그러나 이러한 마스터 슬래이브 방식을 구현하는 데 있어서 문제점이 있다. 마스터 스위치의 한 스위칭 주기를 다 관측하기 전에는 마스터 스위치의 한 스위칭 주기의 중간지점을 찾을 수 없다. 이를 해결하기 위해, 마스터 스위치의 한 스위칭 주기의 중간 지점을 예측하여야 한다. 그러나 경계 전도 모드에서 동작하는 마스터 컨버터의 스위칭 주기는 입력전압 및 출력전력등 컨버터의 동작 조건에 따라 계속 변하므로, 마스터 스위치의 한 스위칭 주기 중간 지점을 정확히 예측하기 어렵다.다만 스위칭 주기는 천천히 변하므로 마스터 스위치의 한 스위칭 주기는 이전 마스터 스위치의 스위칭 주기와 유사하다는 점을 이용하여 이 문제를 해결할 수 있다. 따라서 종래 인터리브 방식의 컨버터 대부분은 샘플 앤드 홀드 회로(sample and hold circuit)를 사용하여 이전 스위칭 주기의 정보를 기억하고 그것을 그 다음 주기의 중간 지점을 예측하는데 사용한다. 종래 인터리브 컨버터는 샘플 앤드 홀드 회로를 사용하므로, 회로가 복잡해진다는 문제점이 있다.
이와 같은 문제점을 해결하기 위해, 종래에 비해 간단한 회로 구성을 이용하여, 마스터 스위치의 한 스위칭 동작의 주기 중간 지점을 정확히 예측할 수 있는 컨버터 및 그 구동 방법을 제공하는 것이다.
또한, 마스터 스위치의 한 스위칭 동작의 중간 지점을 정확히 예측하여, 마스터 스위치의 스위칭 동작과 슬레이브 스위치의 스위칭 동작의 위상차를 180도로 제어할 수 있는 컨버터 및 그 구동 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 한 특징에 따른 컨버터는, 제1 인덕터, 제2 인덕터, 용량성 소자, 상기 제1 인덕터에 흐르는 전류를 스위칭 동작에 따라 상기 용량성 소자로 전달하는 마스터 스위치, 상기 제2 인덕터에 흐르는 전류를 스위칭 동작에 따라 상기 용량성 소자로 전달하는 슬레이브 스위치, 및 상기 마스터 스위치 및 슬레이브 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어부를 포함하고, 상기 스위치 제어부는, 상기 마스터 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 마스터 제어부 및 상기 슬레이브 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 슬레이브 제어부를 포함하고, 상기 슬레이브 제어 부는 상기 마스터 스위치의 스위칭 동작 한 주기와 동일한 주기를 가지는 내부 삼각파를 이용하여 상기 한 주기의 중간 시점을 감지하고, 상기 감지된 시점에 상기 슬레이브 스위치의 스위칭 동작을 시작시킨다. 상기 내부 삼각파 신호는 한 주기 동안 변화하는 파형을 가지며, 상기 슬레이브 제어부는, 상기 내부 삼각파의 평균 값과 상기 내부 삼각파가 교차하는 시점을 상기 마스터 스위치의 스위칭 동작 한 주기의 중간 시점으로 감지한다. 상기 슬레이브 제어부는, 상기 내부 삼각파를 저역 통과 시켜 상기 평균 값을 산출한다.
상기 컨버터의 마스터 제어부는, 상기 제1 인덕터에 유기되는 전압을 검출하여 검출 전압을 생성하고, 상기 검출 전압이 영이 되는 시점에 상기 마스터 스위치를 턴 온 시키며, 상기 용량성 소자의 전압에 대응하는 분배 전압과 소정의 기준 전압을 비교하여 에러 전압을 산출하고, 상기 에러 전압과 소정의 주기를 가지는 제1 삼각파가 교차하는 시점에 상기 마스터 스위치를 턴 오프 시킨다. 상기 스위치 제어부는, 상기 기준 전압에서 상기 분배 전압의 차를 소정 게인만큼 증폭시켜 출력하는 에러 전압 발생부 및 상기 제1 삼각파를 발생시키는 삼각파 발생부를 더 포함하며, 상기 삼각파 발생부는, 상기 마스터 스위치가 턴 온 되는 시점에 동기되어, 증가하기 시작하는 제1 삼각파를 생성한다. 상기 마스터 제어부는, 상기 검출 전압을 입력 받아 상기 영이 되는 시점을 검출하고, 그 검출된 시점에 하이 레벨의 펄스를 생성하는 영 전압 검출부, 상기 영 전압 검출부의 출력 신호를 입력 받아 상기 영 전압 검출부의 출력 신호에 대응하는 레벨의 신호를 출력하는 논리 연산부, 상기 논리 연산부의 출력 신호가 셋단에 입력되고, 상기 제1 삼각파 및 상기 에러 전압의 비교 결과에 대응하는 출력 신호가 리셋 단에 입력되며, 상기 셋단 및 리셋 단에 입력된 신호에 따라 제1 게이트 구동부 제어 신호를 생성하는 SR 플립플롭, 및 상기 제1 게이트 구동부 제어 신호에 따라 상기 마스터 스위치의 온/오프를 제어하는 제1 게이트 신호를 생성하는 마스터 게이트 구동부를 포함한다. 상기 마스터 제어부는, 비반전 단자에 제1 삼각파가 입력되고, 반전 단자에 에러 전압이 입력되는 제1 비교기를 더 포함한다. 상기 내부 삼각파 신호는 한 주기 동안 변화하는 파형을 가지며, 상기 슬레이브 제어부는, 상기 내부 삼각파의 평균 값과 상기 내부 삼각파가 교차하는 시점을 상기 마스터 스위치의 스위칭 동작 한 주기의 중간 시점으로 감지한다. 상기 슬레이브 제어부는, 상기 내부 삼각파를 저역 통과 시켜 상기 평균 값을 산출한다. 상기 슬레이브 제어부는, 상기 내부 삼각파의 평균 값과 상기 내부 삼각파가 교차하는 시점에 상기 슬레이브 스위치를 턴 온 시키고, 소정의 주기를 가지는 제2 삼각파와 상기 에러 전압을 비교하여, 상기 제2 삼각파가 상기 에러 전압과 교차하면, 상기 슬레이브 스위치를 턴 오프 시킨다. 상기 스위치 제어부는, 상기 기준 전압에서 상기 분배 전압의 차를 소정 게인만큼 증폭시켜 출력하는 에러 전압 발생부 및 상기 제2 삼각파를 발생시키는 삼각파 발생부를 더 포함하며, 상기 삼각파 발생부는, 상기 슬레이브 스위치가 턴 온 되는 시점에 동기되어, 증가하기 시작하는 제2 삼각파를 생성한다. 상기 슬레이브 제어부는, 상기 마스터 스위치를 턴 온 시키는 상기 제1 게이트 구동부 제어 신호에 동기 되어 펄스 신호를 생성하는 원 샷 발생부, 상기 원 샷 발생부의 펄스 신호에 동기되어 상기 마스터 스위치의 스위치 동작 한 주기 동안 상승하는 내부 삼각파를 생성하는 내부 삼각파 발생부, 상기 내부 삼각파를 저역 통과 시켜 상기 평균값을 산출하는 저역 통과 필터, 상기 내부 삼각파가 상기 평균값에 교차하면, 제1 레벨의 신호를 출력하는 제2 비교기, 상기 제2 비교기의 출력 신호가 셋단에 입력되고, 상기 제2 삼각파 및 상기 에러 전압의 비교 결과에 대응하는 출력 신호가 리셋 단에 입력되며, 상기 셋단 및 리셋 단에 입력된 신호에 따라 제2 게이트 구동부 제어 신호를 생성하는 SR 플립플롭, 및 상기 제2 게이트 구동부 제어 신호에 따라 상기 슬레이브 스위치의 온/오프를 제어하는 제2 게이트 신호를 생성하는 슬레이브 게이트 구동부를 포함한다. 상기 원 샷 발생부는, 상기 마스터 스위치를 턴 온 시키는 상기 제1 게이트 구동부 제어 신호가 게이트 전극에 입력되는 트랜지스터, 상기 트랜지스터의 드레인 전극 및 소스 전극에 병렬 연결되어 있는 커패시터, 및 상기 커패시터에 전류를 공급하는 정전류원을 포함한다. 상기 슬레이브 제어부는, 비반전 단자에 제2 삼각파가 입력되고, 반전 단자에 에러 전압이 입력되는 제2 비교기를 더 포함한다.
본 발명의 다른 특징에 따른 컨버터의 구동 방법은, 마스터 스위치의 스위칭 동작 한 주기와 동일한 주기를 가지는 내부 삼각파를 생성하는 단계 상기 내부 삼각파를 이용하여 상기 한 주기의 중간 시점을 감지하는 단계, 및 상기 감지된 시점에 상기 슬레이브 스위치의 스위칭 동작을 시작시키는 단계를 포함한다. 이 때, 컨버터는 제1 인덕터, 제2 인덕터, 용량성 소자, 상기 제1 인덕터에 흐르는 전류를 스위칭 동작에 따라 상기 용량성 소자로 전달하는 마스터 스위치, 및 상기 제2 인덕터에 흐르는 전류를 스위칭 동작에 따라 상기 용량성 소자로 전달하는 슬레이브 스위치를 포함한다. 상기 내부 삼각파 신호는 한 주기 동안 변화하는 파형을 가지 며, 상기 한 주기의 중간 시점을 감지하는 단계는, 및 상기 내부 삼각파의 평균 값과 상기 내부 삼각파가 교차하는 시점을 감지하는 단계를 포함한다. 상기 한 주기의 중간 시점을 감지하는 단계는, 상기 내부 삼각파를 저역 통과 시켜 상기 평균 값을 산출하는 단계를 더 포함한다. 본 발명의 다른 특징에 따른 컨버터의 구동 방법은 상기 제1 인덕터에 유기되는 전압을 검출하여 검출 전압을 생성하고, 상기 검출 전압이 영이 되는 시점에 상기 마스터 스위치를 턴 온 시키는 단계 상기 용량성 소자의 전압에 대응하는 분배 전압과 소정의 기준 전압을 비교하여 에러 전압을 산출하는 단계 및 상기 에러 전압과 소정의 주기를 가지는 제1 삼각파가 교차하는 시점에 상기 마스터 스위치를 턴 오프 시키는 단계를 더 포함한다. 본 발명의 다른 특징에 따른 컨버터의 구동 방법은 상기 마스터 스위치가 턴 온 되는 시점에 동기되어, 증가하기 시작하는 상기 제1 삼각파를 생성하는 단계를 더 포함한다. 상기 내부 삼각파 신호는 한 주기 동안 변화하는 파형을 가지며, 상기 한 주기의 중간 시점을 감지하는 단계는, 상기 내부 삼각파의 평균 값과 상기 내부 삼각파가 교차하는 시점을 감지하는 단계를 포함한다. 상기 한 주기의 중간 시점을 감지하는 단계는, 상기 내부 삼각파를 저역 통과 시켜 상기 평균 값을 산출하는 단계를 더 포함한다. 본 발명의 다른 특징에 따른 컨버터의 구동 방법은 상기 내부 삼각파의 평균 값과 상기 내부 삼각파가 교차하는 시점에 상기 슬레이브 스위치를 턴 온 시키는 단계 및 소정의 주기를 가지는 제2 삼각파와 상기 에러 전압을 비교하여, 상기 제2 삼각파가 상기 에러 전압과 교차하면, 상기 슬레이브 스위치를 턴 오프 시키는 단계를 더 포함한다.
본 발명은 샘플 앤드 홀드 회로를 사용하지 않고 간단한 저주파 통과 필터를 사용하는 컨버터 및 그 구동 방법을 제공한다. 그러면 종래에 비해 마스터 및 슬레이브 스위치를 제어하는 회로가 간단해진다.
또한, 간단한 구성으로, 마스터 스위치의 스위칭 동작과 슬레이브 스위치의 스위칭 동작의 위상차를 180도로 제어할 수 있는 컨버터 및 그 구동 방법을 제공한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 컨버터를 나타낸 도면이다.
컨버터는 라인 필터(line filter)(10), 브릿지 다이오드(bridge diode)(20), 제1 인덕터(41), 제2 인덕터(42), 마스터 스위치(43), 슬레이브 스위치(44), 커패시터(45), 검출 인덕터(51), 제1 다이오드(52), 제2 다이오드(53), 출력 전압 분배 저항(54, 55) 및 스위치 제어부(30)를 포함한다.
라인 필터(10)는 커패시터(11, 12) 및 인덕터(13, 14)로 구성되며, 입력 교류 전압(Vac) 및 입력 교류 전류(Iac)의 노이즈 성분을 제거한다. 커패시터(11) 및 커패시터(12)는 병렬 연결되어 있고, 인덕터(13)는 커패시터(11)의 일단 및 커패시터(12)의 일단 사이에 연결되고, 인덕터(14)는 커패시터(11)의 타단 및 커패시터(12)의 타단 사이에 연결되어 있다.
브릿지 다이오드(20)는 4 개의 다이오드(21-24)로 구성되며, 입력 교류 전압(Vac) 및 입력 교류 전류(Iac)를 전파 정류하여, 입력 전압(Vin) 및 입력 전류(Iin)를 생성한다.
제1 인덕터(41)의 일단은 브릿지 다이오드(20)의 출력단에 연결되어 있고, 제1 인덕터(41)의 타단은 마스터 스위치(43) 및 제1 다이오드(52)의 애노드 전극에 연결되어 있다.
제2 인덕터(42)의 일단은 브릿지 다이오드(20)의 출력단에 연결되어 있고, 제2 인덕터(42)의 타단은 슬레이브 스위치(44) 및 제2 다이오드(53)의 애노드 전극에 연결되어 있다.
검출 인덕터(51)는 제1 인덕터(41)에 비해 소정의 권선비를 가지고 있으며, 제1 인덕터(41)에 유기되는 전압은 권선비에 따라 변형되어 검출 인덕터(42)에 검출 전압으로 유기된다. 검출 인덕터(51)에 유기된 검출 전압은 영 전압 스위칭(zero voltage switching) 동작을 제어하는데 사용된다. 본 발명의 실시 예에 따른 검출 인덕터(51)와 제1 인덕터(41)의 권선 비는 1:1인 것으로 가정한다. 본 발 명은 이에 한정되지 않으며, 소정 비로 적절하게 설계 될 수 있다.
마스터 스위치(43)는 NMOSFET(n-channel metal oxcide semiconductor filed effect transistor)으로 구성되어 있으며, 스위치 제어부(30)의 게이트 제어 신호(Vgs1)에 따라 온/오프 된다. 마스터 스위치(43)의 드레인 전극은 제1 다이오드(52)의 애노드 전극 및 제1 인덕터(41)의 타단에 연결되어 있으며, 소스 전극은 접지되어 있다.
슬레이브 스위치(44)는 NMOSFET으로 구성되어 있으며, 스위칭 제어부의 게이트 제어 신호(Vgs2)에 따라 온/오프 된다. 슬레이브 스위치(44)의 드레인 전극은 제2 다이오드(53)의 애노드 전극 및 제2 인덕터(42)의 타단에 연결되어 있으며, 소스 전극은 접지되어 있다.
제1 다이오드(52) 및 제2 다이오드(53)의 캐소드 전극은 커패시터(45)의 일단에 연결되어 있다. 마스터 스위치(43)가 턴 오프 되면, 제1 인덕터 전류(IL1)는 제1 다이오드(52)를 흐르고, 슬레이브 스위치(44)가 턴오프 되면, 제2 인덕터 전류(IL2)는 제2 다이오드(53)를 통해 흐른다. 제1 인덕터 전류(IL1) 및 제2 인덕터 전류(IL2)는 합쳐져서 하나의 경로를 통해 커패시터(45) 및 출력단의 부하(LOAD)로 공급된다.
제1 및 제2 인덕터 전류(IL1, IL2) 각각이 제1 및 제2 다이오드(52, 53)를 통해 흐르는 기간동안, 커패시터(45)는 제1 및 제2 인덕터 전류(IL1, IL2)의 일부에 의해 충전된다. 제1 및 제2 다이오드(52, 53)가 턴 오프되어 제1 및 제2 인덕터 전류(IL1, IL2)가 흐르지 않는 기간동안 방전하여, 부하로 전력을 공급한다.
분배 저항(54, 55)은 출력 전압(Vout)을 전압 분배하여 분배 전압(V2)을 생성하고, 전압(V2)는 스위칭 제어부(30)에 입력된다.
스위치 제어부(30)는 검출 전압(V1) 및 분배 전압(V2)을 입력 받고, 제1 게이트 제어 신호(Vgs1) 및 제2 게이트 제어 신호(Vgs2)를 생성한다. 스위치 제어부(30)는 마스터 제어부(200), 슬레이브 제어부(100), 삼각파 발생부(300) 및 에러 전압 발생부(400)를 포함한다. 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어부(30)는 연결 단자(1-6)을 포함하는 집적 회로로 구현될 수 있다. 연결 단자(3) 및 연결 단자(1) 각각은 마스터 스위치(43) 및 슬레이브 스위치(44)의 게이트 전극에 연결되어 있다. 연결 단자(2)는 검출 인덕터(51)의 일단에 연결되어 있으며, 검출 전압(V1)은 연결 단자(2)를 통해 마스트 제어부(200)로 입력된다. 연결단자(4)는저항(54) 및 저항(55)가 만나는 접점(node)에 연결되어 있으며, 분배 전압(V2)은 연결 단자(4)를 통해 에러 전압 발생부(400)로 입력된다. 연결 단자(6)를통해 연결된 커패시터(56)는 에러 전압 발생부(400)와 연결되어 있으며, 에러 전압(Ver)을 일정하게 유지하는 역할을 한다.
에러 전압 발생부(400)는 기준 전압(Vref1)와 분배 전압(V2)의 차를 소정의 게인(Gm)만큼 증폭하여 에러 전압(Ver)을 생성한다. 에러 전압(Ver)은 출력 부하에 따라 변하는 전압으로서, 부하가 증가하면, 분배 전압(V2)은 감소하고, 에러 전압(Ver)은 증가한다.
연결 단자(5)를 통해 연결된 저항(57)은 소정의 전압을 발생시키기 위한 저항이다. 이에 대한 설명은 삼각파 발생부(300)와 함께 후술한다.
이하, 도 3을 참조하여 삼각파 발생부(300), 마스터 제어부(200) 및 슬레이브 제어부(100)를 자세히 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어부(30)를 구체적으로 나타낸 도면이다.
마스터 제어부(200)는 영 전압 검출부(zero voltage detection unit)(210), OR 게이트(220), 타이머(230), 제1 비교기(240), SR 플립플롭(250) 및 마스터 게이트 구동부(260)를 포함한다.
영 전압 검출부(210)는 검출 전압(V1)이 감소하여 영 전압이 되는 시점을 감지한다. 영 전압 검출부(210)는 검출 전압(V1)이 영 전압이 되면, 하이 레벨의 펄스 신호를 OR 게이트(220)로 전달한다.
OR 게이트(220)는 두 개의 입력 단과 하나의 출력 단을 포함하며, 두 개의 입력 단 각각은 영 전압 검출부(210)와 타이머(230)와 연결되어 있고, 하나의 출력 단은 SR 플립플롭(250)의 셋단(S)에연결되어 있다.
타이머(230)는 SR 플립플롭(250)의 반전 출력단(
Figure 112008012742750-PAT00001
)에 연결되어 있고, 반전 출력단(
Figure 112008012742750-PAT00002
)을 통해 출력되는 반전 게이트 구동부 제어 신호(Vigm)를 감지한다. 타이머(230)는 반전 게이트 구동부 제어 신호(Vigm)를 이용하여 마스터 스위치의 스위칭 동작이 멈춰있는 기간을 산출한다. 마스터 스위치의 스위칭 동작이 멈춰있는 기간이 소정 기간 이상이면, 타이머(230)는 강제로 마스터 스위치를 턴 온 시키기 위해, OR 게이트(220)로 하이 레벨의 신호를 출력한다.
제1 비교기(240)는 삼각파 발생부(300)의 제1 삼각파(Vsm)와 에러 전압(Ver) 각각을 비반전 단자(+) 및 반전 단자(-)로 입력 받아, 제1 삼각파(Vsm)가 에러 전압(Ver)에 도달하면, 하이 레벨의 신호를 출력한다.
OR 게이트(220)는 두 개의 입력 신호 중 적어도 하나가 하이 레벨이면, 하이 레벨의 신호를 SR 플립플롭(250)의 셋단(S)으로 출력한다.
SR 플립플롭(250)은 셋단(S) 및 리셋 단(R)에 입력되는 신호에 따라 출력 단(Q) 및 반전 출력 단(
Figure 112008012742750-PAT00003
) 각각을 통해 게이트 구동부 제어 신호(Vgm) 및 반전 게이트 구동부 제어 신호(Vigm)를 출력한다. 셋단(S)에 입력되는 신호가 하이 레벨이면 하이 레벨의 게이트 구동부 제어 신호(Vgm)를 출력 단(Q)으로 출력하고, 로우 레벨의 반전 게이트 구동부 제어 신호(Vigm)를 출력한다. 리셋 단(R)에하이 레벨의 신호가 입력되면, 로우 레벨의 게이트 구동부 제어 신호(Vgm)를 출력 단(Q)을 통해 출력하고, 하이 레벨의 반전 게이트 구동부 제어 신호(Vigm)를 반전 출력 단(
Figure 112008012742750-PAT00004
)을 통해 출력한다. SR 플립플롭(250)은 셋단(S) 및 리셋 단(R) 각각에 로우 레벨 신호가 입력되면, 출력을 유지한다.
마스터 게이트 구동부(260)는 게이트 구동부 제어 신호(Vgm)에 따라 마스터 스위치(43)의 온/오프를 제어하는 제1 게이트 제어 신호(Vgs1)를 생성하여 출력한다. 게이트 구동부 제어 신호(Vgm)가 하이 레벨이면, 마스터 게이트 구동부(260)는 마스터 스위치(43)를 턴 온 시키는 하이 레벨의 제1 게이트 제어 신호(Vgs1)를 생성하여 출력한다. 게이트 구동부 제어 신호(Vgm)가 로우 레벨이면, 마스터 게이트 구동부(260)는 마스터 스위치(43)를 턴 오프 시키는 로우 레벨의 제1 게이트 제어 신호(Vgs1)를 생성하여 출력한다.
슬레이브 제어부(100)는 제2 비교기(110), 원샷 발생부(one shot vibrator)(120), 전압 추종기(voltage follower)(130), 제3 비교기(140), SR 플립플롭(150), 슬레이브 게이트 구동부(160), 내부 삼각파 발생부(170), 및 저역 통과 필터(low pass filter)(180)를 포함한다. 슬레이브 제어부(100)는 마스터 제어부(200)의 게이트 구동부 제어 신호(Vgm)를 입력 받아, 마스터 스위치(43)의 스위칭 동작 한 주기를 감지한다. 그리고 마스터 스위치(43)의 스위칭 동작 한 주기 동안 상승하는 내부 삼각파(Vc)를 이용하여 평균 값을 산출하고, 평균 값과 내부 삼각파(Vc)가 교차하는 시점을 이용하여, 마스터 스위치의 스위칭 동작 한 주기의 중간 시점을 검출한다.
제2 비교기(110)는 제2 삼각파(Vss) 및 에러 전압(Ver) 각각을 비반전 단자(+) 및 반전 단자(-)로 입력받아, 제2 삼각파(Vss)가 에러 전압(Ver)에 도달하면, 하이 레벨의 신호를 출력한다.
원 샷 발생부(120)는 게이트 구동부 제어 신호(Vgm)를 입력 받아, 게이트 구동부 제어 신호(Vgm)가 하이 레벨이 되는 시점에 동기 되어, 하이 레벨을 가지는 펄스 신호(Vb)를 출력한다.
내부 삼각파 발생부(170)는 전류원(171), NMOSFET(172) 및 커패시터(173)을 포함한다. NMOSFET(172)는 펄스 신호(Vb)가 입력되면, 턴 온되어, 커패시터(173)에 충전된 전하를 방전 시키는 방전 경로를 형성한다. NMOSFET(172)이 턴 오프 되어 있을 때, 커패시터(173)는 전류원(171)의 전류에 의해 충전되며, 노드(N1)의 전압은 전류원(171)의 전류의 크기에 대응하는 기울기로 상승한다. 노드(N1)의 전압 신호가 내부 삼각파(Vc) 신호가 된다.
전압 추종기(130)는 내부 삼각파(Vc)를 입력 받고, 내부 삼각파(Vc)를 저역 통과 필터(180)로 전달한다.
저역 통과 필터(180)는 저항(181) 및 커패시터(182)를 포함한다. 저역 통과 필터(180)는 내부 삼각파(Vc)의 평균 전압(Vavg)을 생성한다.
제3 비교기(140)는 내부 삼각파(Vc) 및 평균 전압(Vavg) 각각을 비반전 단자(+) 및 반전 단자(-)로 입력 받아, 내부 삼각파(Vc)가 평균 전압(Vavg)에 도달하면, 하이 레벨의 신호를 출력한다.
SR 플립플롭(150)의 셋단(S)은 제3 비교기(140)의 출력단에 연결되어 있고, 리셋단(R)은 제2 비교기(110)의 출력단에 연결되어 있다. SR 플립플롭(150)은 셋단(S) 및 리셋단(R)에입력되는 신호에 따라 게이트 구동부 제어 신호(Vgd)를 생성하여 출력한다.
슬레이브 게이트 구동부(160)는 게이트 구동부 제어 신호(Vgd)에 따라 슬레이브 스위치(44)의 온/오프를 제어하는 제2 게이트 제어 신호(Vgs2)를 생성하여 출력한다. 게이트 구동부 제어 신호(Vgd)가 하이 레벨이면, 슬레이브 게이트 구동부(160)는 슬레이브 스위치(44)를 턴 온 시키는 하이 레벨의 제2 게이트 제어 신호(Vgs2)를 생성하여 출력한다. 게이트 구동부 제어 신호(Vgd)가 로우 레벨이면, 슬레이브 게이트 구동부(160)는 마스터 스위치(44)를 턴 오프 시키는 로우 레벨의 제2 게이트 제어 신호(Vgs2)를 생성하여 출력한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 삼각파 발생부(300)를 나타낸 도면이다.
본 발명의 실시 예에 따른 삼각파 발생부(300)는 전류 복사(current mirror) 회로(310)를 이용하여 제1 삼각파(Vsm) 및 제2 삼각파(Vss)를 생성한다. 삼각파 발생부(300)는 전류 복사 회로(310), 인버터(301, 302), NMOSFET(303, 305) 및 커패시터(304, 306)를 포함한다.
인버터(301)는 게이트 구동부 제어 신호(Vgd)의 레벨을 반전 시켜 NMOSFET(303)의 게이트 전극에 전달한다.
인버터(302)는 게이트 구동부 제어 신호(Vgm)의 레벨을 반전 시켜 NMOSFET(305)의 게이트 전극에 전달한다.
전류 복사 회로(310)는 다이오드 연결된 PMOSFET(311), PMOSFET(311)의 게이트 전극에 게이트 전극이 연결된 두 개의 PMOSFET(312, 313), NMOSFET(314), 비교기(315)를 포함한다. NMOSFET(314)의 소스 전극은 비교기(315)의 반전 단자(-)와 저항(57)의 일단에 연결되어 있고, 게이트 전극은 비교기(315)의 출력 단에 연결되어 있다. 비교기(315)는 비반전 단자(+)에 인가되는 기준 전압(Vref2)과 반전 단자(-)에 입력되는 노드(N2)의 전압 차에 따라 출력 전압을 생성하여 NMOSFET(314)의 게이트 전극에 출력한다. NMOSFET(314)에 흐르는 드레인 전류(Id)가 증가하면, 노드(N2)의 전압이 증가하고, 비교기(315)의 출력 전압이 감소한다. 그러면, NMOSFET(314)의 게이트 전극 및 소스 전극 사이의 전압 차가 감소하여, 드레인 전류(Id)가 감소한다. 이와 같은 동작은 매우 짧은 시간에 이루어지므로, NMOSFET(314), 비교기(315) 및 저항(57)은 일정한 전류를 생성하는 정전류원(constant current source) 역할을 한다.
드레인 전류(Id)가 다이오드 연결된 PMOSFET(311)에 흐르고, 드레인 전류(Id)는 복사되어 PMOSFET(312)에는 드레인 전류(Id)에 소정 비율을 가지는 전류(Id1)가 흐른다. 소정 비율은 PMOSFET(311)의 채널의 길이에 대한 폭의 비와 PMOSFET(312)의 채널의 길이에 대한 폭의 비의 비율에 따라 결정된다. PMOSFET(313)에서도 PMOSFET(312)와 동일한 원리로 전류(Id2)가 흐른다.
게이트 구동부 제어 신호(Vgd)가 하이 레벨이면, NMOSFET(303)은 턴 오프 상태이다. 그러면, 커패시터(304)는 전류(Id1)에 의해 충전되고, 노드(N3)의 전압은 선형적으로 전류(Id1)의 크기에 대응하는 기울기를 가지고 증가한다. 게이트 구동부 제어 신호(Vgd)가 로우 레벨이 되면, NMOSFET(303)은 턴 온 된다. NMOSFET(303)이 턴 온 되면, 노드(N3)의 전압은 접지 전압이 된다. 그리고, 다시 게이트 구동부 제어 신호(Vgd)가 하이 레벨이 되면, NMOSFET(303)은 턴 오프 된다. 그러면 노드(N3)의 전압은 다시 증가한다. 제2 삼각파(Vss)는 노드(N3)의 전압이므로, 이과 같은 방식으로 제2 삼각파(Vss)가 생성된다.
게이트 구동부 제어 신호(Vgm)가 하이 레벨이면, NMOSFET(305)은 턴 오프 상태이다. 그러면, 커패시터(305)는 전류(Id2)에 의해 충전되고, 노드(N4)의 전압은 선형적으로 전류(Id2)의 크기에 대응하는 기울기를 가지고 증가한다. 게이트 구동부 제어 신호(Vgm)가 로우 레벨이 되면, NMOSFET(305)은 턴 온 된다. NMOSFET(305)이 턴 온 되면, 노드(N4)의 전압은 접지 전압이 된다. 그리고, 다시 게이트 구동부 제어 신호(Vgm)가 하이 레벨이 되면, NMOSFET(305)은 턴 오프 된다. 그러면 노드(N4)의 전압은 다시 증가한다. 제1 삼각파(Vsm)는 노드(N4)의 전압이므로, 이과 같은 방식으로 제1 삼각파(Vsm)가 생성된다.
도 5는 본 발명의 한 실시 예에 따른 컨버터의 스위치 제어부의 입력, 출력 및 내부 신호이다.
도 5를 참조하여 본 발명의 한 실시 예에 따른 컨버터의 구동 방법을 설명한다.
시점(T11)에, 영 전압 검출부(210)는 검출 전압(V1)이 영이 되면 하이 레벨의 펄스 신호를 OR 게이트(220)로 전달한다. 그러면, OR 게이트(220)는 하이 레벨의 펄스 신호를 SR 플립플롭(250)의 셋단(S)에전달한다. 이 때, 제1 삼각파(Vsm)는 에러 전압(Ver)보다 작으므로, SR 플립플롭(250)의 리셋단(R)에는 로우 레벨의 신호가 입력된다. 그러면, SR 플립플롭(250)은 하이 레벨의 게이트 구동부 제어 신호(Vgm)를 마스터 게이트 구동부(260)로 전달한다. 제1 게이트 제어 신호(Vgs1)는 하이 레벨이 된다. 마스터 스위치(43)가 하이 레벨의 제1 게이트 제어 신호(Vgs1)에 의해 턴 온 되면, 제1 인덕터(41)의 전류(IL1)가 증가하기 시작한다. 원 샷 발생부(120)는 하이 레벨의 게이트 구동부 제어 신호(Vgm)에 동기되어 하이 레벨 펄스 신호(Vb)를 생성한다. 그러면, NMOSFET(172)이 턴 온 되어, 내부 삼각파(Vc)는 접지 전압이 된다. 시점(T51)에 NMOSFET(172)은 다시 턴 오프 되어, 내부 삼각파(Vc)의 전압은 전류원(171)의 전류에 의해 커패시터(173)가 충전되어 증가한다.
시점(T21)에서, 내부 삼각파(Vc)가 평균 전압(Vavg)에 도달하면, 비교 기(140)는 하이 리벨의 전압 신호를 SR 플립플롭(150)의 셋단(S)에 전달한다. 이 때, 제2 삼각파(Vss)는 에러 전압(Ver)보다 작으므로, SR 플립플롭(150)의 리셋단(R)에는 로우 레벨의 신호가 입력된다. 그러면, SR 플립플롭(150)은 하이 레벨의 게이트 구동부 제어 신호(Vgd)를 슬레이브 게이트 구동부(160)로 전달한다. 제2 게이트 제어 신호(Vgs2)는 하이 레벨이 된다. 슬레이브 스위치(44)가 하이 레벨의 제2 게이트 제어 신호(Vgs2)에 의해 턴 온 되면, 제2 인덕터(42)의 전류(IL2)가 증가하기 시작한다.
소정의 주파수를 가지는 신호를 저역 통과 시키면, 고주파 성분은 제거되고 저주파 대역의 신호만 통과한다. 삼각파 신호를 저역 통과 시키면, 저주파 대역의 신호만 통과하는데, 이는 삼각파 신호의 평균값과 같다. 삼각파는 삼각형이므로, 그 평균값을 구하면, 삼각파 최고치의 반이 된다. 이를 이용하여 본 발명의 컨버터는 슬레이브 스위치(44)의 턴 온 시점을 예측할 수 있다. 즉, 평균 전압(Vavg)이 내부 삼각파(Vc)의 최고치의 중간 값이 되고, 내부 삼각파(Vc)는 선형적으로 증가하므로, 평균 전압(Vavg)과 내부 삼각파(Vc)가 만나는 시점이 내부 삼각파(Vc)의 한 주기 기간의 가운데가 된다. 내부 삼각파(Vc)한 주기 기간은 마스터 스위치의 스위칭 동작 한 주기에 해당하는 기간이므로, 슬레이브 스위치(44)는 마스터 스위치(43)의 스위칭 동작과 180도의 위상차를 가지고 스위칭 동작한다.
시점(T31)에서, 제1 삼각파(Vsm)가 에러 전압(Ver)에 도달하면, 제1비교기(240)는 SR 플립플롭(250)의 리셋 단(R)으로 하이 레벨의 신호를 전달한다. SR 플립플롭(250)은 하이 레벨의 신호에 따라 로우 레벨의 게이트 구동부 제어 신 호(Vgm)를 생성하여, 마스터 게이트 구동부(260)로 전달한다. 그러면, 마스터 스위치(43)는 턴 오프 되고, 전류(IL1)은 감소하기 시작한다. 시점(T11)부터 시점(T31)까지의 기간 동안, 검출 전압(V1)은 입력 전압(Vin)의 극성이 반전된 전압 레벨이다. 시점(T31)에서 마스터 스위치(43)가 턴 오프 되면, 제1 인덕터(41)에는 입력 전압(Vin)에서 출력 전압(Vout)을 뺀 전압이 유기되므로, 검출 전압(V1)은 제1 인덕터(41)의 유기된 전압과 그 극성이 반대이므로, 검출 전압(V1)은 출력 전압(Vout)에서 입력 전압(Vin)을 뺀 전압이 된다.
시점(T41)에서, 제2 삼각파(Vss)가 에러 전압(Ver)에 도달하면, 제2비교기(110)는 SR 플립플롭(150)의 리셋 단(R)으로 하이 레벨의 신호를 전달한다. SR 플립플롭(150)은 하이 레벨의 신호에 따라 로우 레벨의 게이트 구동부 제어 신호(Vgd)를 생성하여, 슬레이브 게이트 구동부(160)로 전달한다. 그러면, 슬레이브 스위치(44)는 턴 오프 되고, 전류(IL2)는 감소하기 시작한다.
제1 인덕터 전류(IL1)가 감소하고, 더 이상 전류가 흐르지 않으면, 제1 인덕터(41)의 양단 전압 차는 0이 된다. 이 때, 검출 전압(V1) 역시 0이 된다. 이 때가 시점(T12)이다. 시점(T12)에서, 검출 전압(V1)이 영이 되면, 앞에서 시점(T11)에서와 동일하게 동작한다. 시점(T12)에 NMOSFET(172)가 턴 온 되어, 커패시터(173)는 소정 기간 동안 접지 전압까지 방전된다. 그리고 다시 시점(T52)에 NMOSFET(172)가 턴 오프 되어, 내부 삼각파(Vc)는 상승하기 시작한다.
제1 인덕터(41) 및 제2 인덕터(42)는 병렬 연결되어 있어, 입력 전압(Vin)이 동일하므로, 제1 인덕터(41) 및 제2 인덕터(42)가 동일한 인덕턴스(inductance)를 가지고 있으면, 제1 인덕터 전류(IL1) 및 제2 인덕터 전류(IL2)는 동일한 기울기로 상승 및 하강한다. 삼각파 발생부(300)에서 PMOSFET(312)의 채널 폭/길이 비와 PMOSFET(313)의 채널 폭/길이 비가 동일한 경우, 전류(Id1) 및 전류(Id2)는 동일하다. 그리고 커패시터(304) 및 커패시터(305)의 커패시턴스를 동일하게 하면, 제1 삼각파(Vss) 및 제2 삼각파(Vsm)가 접지 전압에서 에러 전압(Ver)에 도달하는 시간은 동일하다. 따라서, 마스터 스위치(43) 및 슬레이브 스위치(44) 각각이 턴 온 된 후, 제1 및 제2 삼각파(Vsm, Vss) 각각이 상승하기 시작하므로, 제1 및 제2 삼각파(Vsm, Vss)가 에러 전압에 도달하는 기간은 동일하다. 따라서 마스터 스위치(43) 및 슬레이브 스위치(44)가 턴 온 기간은 동일하다. 그러면, 마스터 스위치(43) 및 슬레이브 스위치(44)의 스위칭 동작 주기는 동일하고, 턴 온 기간이 동일하므로, 턴 오프 기간 역시 동일하다. 그리고 제1 및 제2 인덕터 전류(IL1, IL2)의 감소 기울기 역시 동일하므로, 시점(T12)부터 감소하기 시작한 제2 인덕터 전류(IL2)는 시점(T22)에 영이 된다. 시점(T22)는 평균 전압(Vac)과 내부 삼각파(Vc)가 동일한 시점으로, 슬레이브 스위치(44)가 턴온된다. 즉, 제2 인덕터(42)의 양단 전압이 영이 되는 시점에 슬레이브 스위치(44)가 턴 온 된다.
본 발명의 실시 예에 따른 컨버터는 이와 같은 동작을 반복적으로 수행한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 컨버터의 제1 인덕터 전류(IL1), 제2 인덕터 전류(IL2) 및 입력 전류(Iin)를 나타낸 도면이다. 도 6에 도시된 바와 같이, 입력 전류(Iin)은 제1 인덕터 전류(IL1) 및 제2 인덕터 전류(IL2)의 합한 전류 파형과 동일하다. 도 6의 가로축은 시간을 나타낸다.
제1 인덕터 전류(IL1)와 제2 인덕터 전류(IL2)는 180도의 위상 차를 가진다. 마스터 스위치(43) 및 슬레이브 스위치(44) 각각이 180도의 위상 차를 가지고 스위칭 동작하기 때문이다.
이상에서 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
도 1은 종래 컨버터를 등가적으로 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 컨버터를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 스위치 제어부(30)를 구체적으로 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 삼각파 발생부(300)를 나타낸 도면이다.
도 5는 본 발명의 한 실시 예에 따른 컨버터의 스위치 제어부의 입력, 출력 및 내부 신호이다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 컨버터의 제1 인덕터 전류(IL1), 제2 인덕터 전류(IL2) 및 입력 전류(Iin)를 나타낸 도면이다.

Claims (22)

  1. 제1 인덕터,
    제2 인덕터,
    용량성 소자,
    상기 제1 인덕터에 흐르는 전류를 스위칭 동작에 따라 상기 용량성 소자로 전달하는 마스터 스위치,
    상기 제2 인덕터에 흐르는 전류를 스위칭 동작에 따라 상기 용량성 소자로 전달하는 슬레이브 스위치, 및
    상기 마스터 스위치 및 슬레이브 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 스위치 제어부를 포함하고,
    상기 스위치 제어부는,
    상기 마스터 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 마스터 제어부, 및
    상기 슬레이브 스위치의 스위칭 동작을 제어하는 슬레이브 제어부
    를 포함하고,
    상기 슬레이브 제어부는 상기 마스터 스위치의 스위칭 동작 한 주기와 동일한 주기를 가지는 내부 삼각파를 이용하여 상기 한 주기의 중간 시점을 감지하고, 상기 감지된 시점에 상기 슬레이브 스위치의 스위칭 동작을 시작시키는 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 내부 삼각파 신호는 한 주기 동안 변화하는 파형을 가지며,
    상기 슬레이브 제어부는,
    상기 내부 삼각파의 평균 값과 상기 내부 삼각파가 교차하는 시점을 상기 마스터 스위치의 스위칭 동작 한 주기의 중간 시점으로 감지하는 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 슬레이브 제어부는,
    상기 내부 삼각파를 저역 통과 시켜 상기 평균 값을 산출하는 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 마스터 제어부는,
    상기 제1 인덕터에 유기되는 전압을 검출하여 검출 전압을 생성하고, 상기 검출 전압이 영이 되는 시점에 상기 마스터 스위치를 턴 온 시키며, 상기 용량성 소자의 전압에 대응하는 분배 전압과 소정의 기준 전압을 비교하여 에러 전압을 산출하고, 상기 에러 전압과 소정의 주기를 가지는 제1 삼각파가 교차하는 시점에 상기 마스터 스위치를 턴 오프 시키는 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 스위치 제어부는,
    상기 기준 전압에서 상기 분배 전압의 차를 소정 게인만큼 증폭시켜 출력하 는 에러 전압 발생부 및
    상기 제1 삼각파를 발생시키는 삼각파 발생부를 더 포함하며,
    상기 삼각파 발생부는,
    상기 마스터 스위치가 턴 온 되는 시점에 동기되어, 증가하기 시작하는 제1 삼각파를 생성하는 컨버터.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 마스터 제어부는,
    상기 검출 전압을 입력 받아 상기 영이 되는 시점을 검출하고, 그 검출된 시점에 하이 레벨의 펄스를 생성하는 영 전압 검출부,
    상기 영 전압 검출부의 출력 신호를 입력 받아 상기 영 전압 검출부의 출력 신호에 대응하는 레벨의 신호를 출력하는 논리 연산부,
    상기 논리 연산부의 출력 신호가 셋단에 입력되고, 상기 제1 삼각파 및 상기 에러 전압의 비교 결과에 대응하는 출력 신호가 리셋 단에 입력되며, 상기 셋단 및 리셋 단에 입력된 신호에 따라 제1 게이트 구동부 제어 신호를 생성하는 SR 플립플롭, 및
    상기 제1 게이트 구동부 제어 신호에 따라 상기 마스터 스위치의 온/오프를 제어하는 제1 게이트 신호를 생성하는 마스터 게이트 구동부를 포함하는 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 마스터 제어부는,
    비반전 단자에 제1 삼각파가 입력되고, 반전 단자에 에러 전압이 입력되는 제1 비교기를 더 포함하는 컨버터.
  8. 제4항에 있어서,
    상기 내부 삼각파 신호는 한 주기 동안 변화하는 파형을 가지며,
    상기 슬레이브 제어부는,
    상기 내부 삼각파의 평균 값과 상기 내부 삼각파가 교차하는 시점을 상기 마스터 스위치의 스위칭 동작 한 주기의 중간 시점으로 감지하는 컨버터.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 슬레이브 제어부는,
    상기 내부 삼각파를 저역 통과 시켜 상기 평균 값을 산출하는 컨버터.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 슬레이브 제어부는,
    상기 내부 삼각파의 평균 값과 상기 내부 삼각파가 교차하는 시점에 상기 슬레이브 스위치를 턴 온 시키고, 소정의 주기를 가지는 제2 삼각파와 상기 에러 전압을 비교하여, 상기 제2 삼각파가 상기 에러 전압과 교차하면, 상기 슬레이브 스위치를 턴 오프 시키는 컨버터.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 스위치 제어부는,
    상기 기준 전압에서 상기 분배 전압의 차를 소정 게인만큼 증폭시켜 출력하는 에러 전압 발생부, 및
    상기 제2 삼각파를 발생시키는 삼각파 발생부를 더 포함하며,
    상기 삼각파 발생부는,
    상기 슬레이브 스위치가 턴 온 되는 시점에 동기되어, 증가하기 시작하는 제2 삼각파를 생성하는 컨버터.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 슬레이브 제어부는,
    상기 마스터 스위치를 턴 온 시키는 상기 제1 게이트 구동부 제어 신호에 동기 되어 펄스 신호를 생성하는 원 샷 발생부,
    상기 원 샷 발생부의 펄스 신호에 동기되어 상기 마스터 스위치의 스위치 동작 한 주기 동안 상승하는 내부 삼각파를 생성하는 내부 삼각파 발생부,
    상기 내부 삼각파를 저역 통과 시켜 상기 평균값을 산출하는 저역 통과 필터,
    상기 내부 삼각파가 상기 평균값에 교차하면, 제1 레벨의 신호를 출력하는 제2 비교기,
    상기 제2 비교기의 출력 신호가 셋단에 입력되고, 상기 제2 삼각파 및 상기 에러 전압의 비교 결과에 대응하는 출력 신호가 리셋 단에 입력되며, 상기 셋단 및 리셋 단에 입력된 신호에 따라 제2 게이트 구동부 제어 신호를 생성하는 SR 플립플롭, 및
    상기 제2 게이트 구동부 제어 신호에 따라 상기 슬레이브 스위치의 온/오프를 제어하는 제2 게이트 신호를 생성하는 슬레이브 게이트 구동부를 포함하는 컨버터.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 원 샷 발생부는,
    상기 마스터 스위치를 턴 온 시키는 상기 제1 게이트 구동부 제어 신호가 게이트 전극에 입력되는 트랜지스터,
    상기 트랜지스터의 드레인 전극 및 소스 전극에 병렬 연결되어 있는 커패시터, 및
    상기 커패시터에 전류를 공급하는 정전류원을 포함하는 컨버터.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 슬레이브 제어부는,
    비반전 단자에 제2 삼각파가 입력되고, 반전 단자에 에러 전압이 입력되는 제2 비교기를 더 포함하는 컨버터.
  15. 제1 인덕터, 제2 인덕터, 용량성 소자, 상기 제1 인덕터에 흐르는 전류를 스위칭 동작에 따라 상기 용량성 소자로 전달하는 마스터 스위치, 및 상기 제2 인덕터에 흐르는 전류를 스위칭 동작에 따라 상기 용량성 소자로 전달하는 슬레이브 스위치를 포함하는 컨버터의 구동 방법에 있어서,
    상기 마스터 스위치의 스위칭 동작 한 주기와 동일한 주기를 가지는 내부 삼각파를 생성하는 단계
    상기 내부 삼각파를 이용하여 상기 한 주기의 중간 시점을 감지하는 단계, 및
    상기 감지된 시점에 상기 슬레이브 스위치의 스위칭 동작을 시작시키는 단계를 포함하는 컨버터의 구동 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 내부 삼각파 신호는 한 주기 동안 변화하는 파형을 가지며,
    상기 한 주기의 중간 시점을 감지하는 단계는,
    상기 내부 삼각파의 평균 값과 상기 내부 삼각파가 교차하는 시점을 감지하는 단계를 포함하는 컨버터의 구동 방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 한 주기의 중간 시점을 감지하는 단계는,
    상기 내부 삼각파를 저역 통과 시켜 상기 평균 값을 산출하는 단계를 더 포함하는 컨버터의 구동 방법.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 제1 인덕터에 유기되는 전압을 검출하여 검출 전압을 생성하고, 상기 검출 전압이 영이 되는 시점에 상기 마스터 스위치를 턴 온 시키는 단계
    상기 용량성 소자의 전압에 대응하는 분배 전압과 소정의 기준 전압을 비교하여 에러 전압을 산출하는 단계
    상기 에러 전압과 소정의 주기를 가지는 제1 삼각파가 교차하는 시점에 상기 마스터 스위치를 턴 오프 시키는 단계를 더 포함하는 컨버터의 구동 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 마스터 스위치가 턴 온 되는 시점에 동기되어, 증가하기 시작하는 상기 제1 삼각파를 생성하는 단계를 더 포함하는 컨버터의 구동 방법.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 내부 삼각파 신호는 한 주기 동안 변화하는 파형을 가지며,
    상기 한 주기의 중간 시점을 감지하는 단계는,
    상기 내부 삼각파의 평균 값과 상기 내부 삼각파가 교차하는 시점을 감지하는 단계를 포함하는 컨버터의 구동 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 한 주기의 중간 시점을 감지하는 단계는,
    상기 내부 삼각파를 저역 통과 시켜 상기 평균 값을 산출하는 단계를 더 포함하는 컨버터의 구동 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 내부 삼각파의 평균 값과 상기 내부 삼각파가 교차하는 시점에 상기 슬레이브 스위치를 턴 온 시키는 단계 및
    소정의 주기를 가지는 제2 삼각파와 상기 에러 전압을 비교하여, 상기 제2 삼각파가 상기 에러 전압과 교차하면, 상기 슬레이브 스위치를 턴 오프 시키는 단계를 더 포함하는 컨버터의 구동 방법.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101470161B1 (ko) * 2013-05-30 2014-12-08 현대자동차주식회사 컨버터의 전압 센싱 회로

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8072193B2 (en) * 2009-01-21 2011-12-06 Fsp Technology Inc. Phase shift control method for boost converter and circuit implementation
US10033182B2 (en) * 2013-07-22 2018-07-24 Indiana University Research And Technology Corporation Bidirectional electrical signal converter
US9887643B2 (en) 2013-09-20 2018-02-06 Indiana University Research And Technology Corporation Bidirectional electrical signal converter
CN106209480B (zh) * 2016-09-05 2019-11-12 杭州迪普科技股份有限公司 同步配置信息的方法及装置
JP6717239B2 (ja) * 2017-03-07 2020-07-01 トヨタ自動車株式会社 昇圧コンバータ装置
CN110945767B (zh) * 2017-05-22 2023-08-15 思睿逻辑国际半导体有限公司 Dc-dc转换器
US10491131B2 (en) * 2017-08-09 2019-11-26 Microchip Technology Limited Digital control of switched boundary mode power converter without current sensor
US10727735B2 (en) 2017-08-09 2020-07-28 Microchip Technology Incorporated Digital control of switched boundary mode interleaved power converter with reduced crossover distortion
US10491106B2 (en) 2017-08-09 2019-11-26 Microchip Technology Incorporated Digital control of switched boundary mode interleaved power converter
US10432085B2 (en) 2017-10-23 2019-10-01 Microchip Technology Incorporated Digital control of switched boundary mode PFC power converter for constant crossover frequency
JP6939491B2 (ja) * 2017-12-11 2021-09-22 トヨタ自動車株式会社 コンバータ装置

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4174534A (en) 1978-01-20 1979-11-13 Northern Telecom Limited Master-slave voltage regulator employing pulse width modulation
US5905369A (en) 1996-10-17 1999-05-18 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Variable frequency switching of synchronized interleaved switching converters
US6292378B1 (en) 2000-04-07 2001-09-18 Linfinity Microelectronics Method and apparatus for programmable current sharing
US6806689B2 (en) 2002-03-22 2004-10-19 International Rectifier Corporation Multi-phase buck converter
DE112005000026T5 (de) * 2004-07-01 2006-07-27 Murata Mfg. Co., Ltd., Nagaokakyo Gleichspannungswandler und Wandlervorrichtung

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101470161B1 (ko) * 2013-05-30 2014-12-08 현대자동차주식회사 컨버터의 전압 센싱 회로
US9400293B2 (en) 2013-05-30 2016-07-26 Hyundai Motor Company Voltage sensing circuit for converter

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