JPH075004A - 電磁流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 高周波と低周波の２つの周波数を含む励磁電
流で励磁する２周波形の電磁流量計において測定流体中
に発生する微分ノイズの影響を受けないようにする。 【構成】 サンプリング手段により高周波のタイミング
で測定流体に発生した電圧をサンプリングしてサンプリ
ングデ−タとして出力する。また、ノイズ演算手段によ
り低周波の周期内でこのサンプリングデ−タの時系列的
変化を用いて測定流体の流量に無関係なノイズ成分を算
出する。流量演算手段は低周波をベ−スとして算出した
このノイズ成分を用いて先の高周波でサンプリングした
サンプリングデ−タを補正してノイズの影響を受けず応
答の速い流量信号を算出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【産業上の利用分野】本発明は、高い周波数で励磁する
電磁流量計に係り、特に測定流体の中に発生する微分ノ
イズなどの影響を受けないように改良した電磁流量計に
関する。

【０００１】

【従来の技術】図７は本出願人が平成２年６月５日に
「発明の名称：電磁流量計」（特許願（３））として出
願した従来の電磁流量計の構成を示す構成図である。以
下、この概要について説明する。

【０００２】１０はセラミックパイプ或いは内面に絶縁
のためのライニングが施されたステンレススチ−ルなど
の非磁性の導管である。更に、導管１０とは絶縁して一
対の検出電極１１、１２が固定されている。また、測定
流体Ｑを接地するために接液電極１３が共通電位点ＣＯ
Ｍに接続されている。

【０００３】導管１０の外部には励磁コイル１４が固定
されており、ここに励磁電流Ｉ１が励磁回路１５の内部
の定電流源からから一定の電流として供給されている。
一方、検出電極１１、１２は、差動増幅器１６（簡単な
ため、増幅度は１とする）の各入力端に接続されてお
り、ここでコモンモ−ドノイズなどが除去された後でサ
ンプリング回路１７に出力される。

【０００４】サンプリング回路１７はサンプリングスイ
ッチＳＷ、ホ−ルドコンデンサＣ、バッフア増幅器Ｑな
どで構成され、サンプリング信号ＳＭＰにより差動増幅
器１６の出力電圧をサンプリングしてホ−ルドコンデン
サＣにホ−ルドする。ホ−ルドされたホ−ルド電圧ＶＨ
はアナログ／デジタル変換回路１８を介してマイクロプ
ロセッサ１９に取り込まれる。マイクロプロセッサ１９
は、取り込まれたデ−タを用いて所定の演算を実行して
流量信号ＦＳとして出力端２０に出力すると共に所定の
タイミング信号ＴＳ１をアナログ／デジタル変換回路１
８に出力してアナログ／デジタル変換を制御する。

【０００５】また、マイクロプロセッサ１９はサンプリ
ング回路１７のサンプリングスイッチＳＷを制御するサ
ンプリング信号ＳＭＰをサンプリングスイッチＳＷに出
力する。この他、マイクロプロセッサ１９は励磁回路１
５に励磁電流を切換えるタイミング信号ＴＳ２を出力し
て定電流を切換えて励磁電流Ｉ１の波形を制御する。

【０００６】次に、以上のように構成された実施例の動
作について図８に示す波形図を用いて説明する。励磁回
路１５からはマイクロプロセッサ１９からのタイミング
信号ＴＳ２により内部の定電流源の定電流を図８（ａ）
に示すように２つの定常値＋Ｉ０、−Ｉ０に切り換えて
励磁コイル１４に励磁電流Ｉ１として供給する。

【０００７】これにより、検出電極１１、１２には測定
流体Ｑの流量に対応した信号電圧Ｖｓ、磁場が入力回路
で形成されるル−プを切ることによって測定流体に流れ
る渦電流などによって発生する微分ノイズＶｚ、測定流
体Ｑと検出電極１１、１２が接触することによって発生
する直流電圧Ｖｄがそれぞれ加算された電極間電圧Ｅｓ
が発生する。

【０００８】従って、電極間電圧Ｅｓは Ｅｓ＝Ｖｓ＋Ｖｚ＋Ｖｄ …（１） となる。ここで、直流電圧Ｖｄは、信号処理期間の間で
は一定であるものとみなす。

【０００９】また、微分ノイズＶｚは図８（ｂ）に示す
ようにほぼ励磁電流Ｉ１を微分したノイズ波形をしてい
る。ところで、この微分ノイズＶｚの波形は時間の経過
と共に低減し、一般に次式で示す形をする。 Ｖｚ＝Ｎ・ｅｘｐ（−ｔ／τ） …（２） 但し、Ｎは励磁電流を定常値から切換えた当初の微分ノ
イズの大きさ、τは時定数である。

【００１０】このような微分ノイズＶｚを持つ電極間電
圧Ｅｓは、図８（ｃ）に示すサンプリングの各タイミン
グＴ１、Ｔ２、Ｔ３を持つマイクロプロセッサ１９から
のサンプリング信号ＳＭＰによりサンプリングされ、ア
ナログ／デジタル変換回路１８を介してマイクロプロセ
ッサ１９に取り込まれて所定のメモリ領域に格納され
る。

【００１１】マイクロプロセッサ１９は、各サンプリン
グのタイミングＴ１、Ｔ２、Ｔ３で格納されたデ−タを
ｅ１⁺ 、ｅ２⁺ 、ｅ３⁺ とすれば、それぞれ ｅ１⁺ ＝Ｖｓ⁺ ＋Ｎ⁺ ｅｘｐ（−ｔ１／τ⁺ ） ＋Ｖｄ …（３） ｅ２⁺ ＝Ｖｓ⁺ ＋Ｎ⁺ ｅｘｐ（−ｔ２／τ⁺ ） ＋Ｖｄ …（４） ｅ３⁺ ＝Ｖｓ⁺ ＋Ｎ⁺ ｅｘｐ（−ｔ３／τ⁺ ） ＋Ｖｄ …（５） となる。

【００１２】マイクロプロセッサ１９は、あらかじめ
（１）〜（２）式に対応する演算式を内蔵しており、各
デ−タｅ１⁺ 、ｅ２⁺ 、ｅ３⁺ を用いて、（３）式〜
（５）式に対応する連立方程式を立てて図８（ｄ）の正
励磁期間だけで微分ノイズのパラメ−タＮ⁺ 、τ⁺ を算
出することができる。従って、これ等のパラメ−タ
Ｎ⁺ 、τ⁺ を用いて正励磁期間だけで微分ノイズを除去
することができる。

【００１３】この結果、基本的には信号電圧Ｖｓと直流
電圧Ｖｄとの和の電圧に相当するデ−タが正励磁期間だ
けで得ることができる。同様にして、図８（ｄ）に示す
負励磁期間に対してもタイミングＴ１、Ｔ２、Ｔ３に対
応してデ−タｅ１^- 、ｅ２^- 、ｅ３^- をサンプリング回
路１７でサンプリングし正励磁の場合と同様にしてマイ
クロプロセッサ１９により負励磁期間だけで信号電圧Ｖ
ｓと直流電圧Ｖｄとの和の電圧に相当するデ−タを得る
ことができる。

【００１４】従って、これ等の正励磁期間と負励磁期間
のデ−タの差を演算すれば、正負の励磁により符号が変
化しない直流電圧Ｖｄの影響を受けない信号電圧のみを
得ることができ、しかも各励磁期間だけで微分ノイズが
除去できるので、正励磁のときと負励磁のときとで発生
する微分ノイズの大きさなどが異なっていても誤差要因
とはならない。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ように構成された電磁流量計では以下に説明する問題が
ある。この点について図９に示す説明図を用いて説明す
る。図７に示す構成では磁束密度が安定した後に各励磁
の周期ごとに電極電圧を複数回サンプリングしこれを用
いて微分ノイズを算出している。したがって、 （Ａ）短い励磁周期の間に多数回のサンプリングをする
結果、サンプリング時間が制約され、またスパイク状の
ノイズにより誤差を受けやすい。 （Ｂ）磁束密度の時間変化により測定流体中に誘起され
る微分ノイズ成分は（２）式で示されるが、このＮ、τ
はノイズ起電力、検出電極の持つ電極インピ−ダンス、
測定流体の流体インピ−ダンス等で定まり、図９に示す
ように検出電極１１、１２を結ぶ線に対して上流側と下
流側とに非対称性（非対称度β）があるとＮは０となら
ず、電極１１、１２間に図１０に示す等価回路で算出さ
れる微分ノイズｅ_n が発生する。

【００１６】この場合の時定数τは、図９においてノイ
ズ起電力を上流側でｅ₁ 、下流側でｅ₂ とし、上流側の
流体インピ−ダンスをＲ₁₁、Ｒ₁₂、下流側の流体インピ
−ダンスをＲ₂₁、Ｒ₂₂、上流側の電極容量をＣ₁₁、
Ｃ₁₂、下流側の電極容量をＣ₂₁、Ｃ₂₂とし、 Ｃ₁ ＝（Ｃ₁₁・Ｃ₁₂）／（Ｃ₁₁＋Ｃ₁₂） （６） Ｃ₂ ＝（Ｃ₂₁・Ｃ₂₂）／（Ｃ₂₁＋Ｃ₂₂） （７） Ｒ₁ ＝Ｒ₁₁＋Ｒ₁₂ （８） Ｒ₂ ＝Ｒ₂₁＋Ｒ₂₂ （９） とおけば、時定数τは τ＝Ｃ₁ Ｃ₂ （Ｒ₁ ＋Ｒ₂ ）／（Ｃ₁ ＋Ｃ₂ ） （１０） で算出できる。実際には、Ｃ₁ 、Ｃ₂ は１μＦ〜１０μ
Ｆであり、Ｒ₁ 、Ｒ₂ は１ＫΩ〜１ＭΩであるので、τ
は１０秒のオ−ダとなることがある。

【００１７】この様に時定数τが大きくなり励磁周波数
を数１０〜数１００Ｈｚとすると図８に示す構成では微
分ノイズを算出する間隔が狭いので各サンプリングデ−
タに差がなくなる。この結果として微小な外来ノイズが
信号側に混入するとこれが微分ノイズの算出に大きく影
響し、大きな誤差要因となり、励磁周波数を高くするこ
とができない。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するために、励磁コイルに高周波電流とこれより低
い周波数の低周波電流を重畳して流し測定流体にこれ等
の複合磁場を印加する励磁手段と、この高周波電流にお
ける高周波のタイミングにより測定流体に発生した電圧
をサンプリングしてサンプリングデ−タとして出力する
サンプリング手段と、先の低周波電流における低周波の
周期内でこのサンプリングデ−タの時系列的変化を用い
て測定流体の流量に無関係なノイズ成分を算出するノイ
ズ演算手段と、このノイズ成分とサンプリングデ−タと
を用いてノイズの影響を受けない流量信号を演算する流
量演算手段とを具備することを主要な構成要素としたも
のである。

【００１９】

【作 用】励磁手段により励磁コイルに高周波電流とこ
れより低い周波数の低周波電流を重畳して流して測定流
体にこれ等の複合磁場を印加する。次に、サンプリング
手段でこの高周波電流における高周波のタイミングによ
り測定流体に発生した電圧をサンプリングしてサンプリ
ングデ−タとして出力し、更に、ノイズ演算手段により
低周波電流における低周波の周期内でこのサンプリング
デ−タの時系列的変化を用いて測定流体の流量に無関係
なノイズ成分を算出する。この後、流量演算手段により
このノイズ成分とサンプリングデ−タとを用いてノイズ
の影響を受けない流量信号を演算する。

【００２０】

【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示す構成図で
ある。なお、従来の構成と同一の機能を有する部分には
同一の符号を付して適宜にその説明を省略する。

【００２１】マイクロプロセッサ２１は励磁電流Ｉ２を
切り換えるタイミング信号ＴＳ３を励磁回路２２に出力
する。この励磁電流Ｉ２は周期がＴ_H の高周波成分Ｉ_H
と周期がＴ_L の低周波成分Ｉ _L をそれぞれが有する複合
電流として励磁コイル１４に励磁回路２２から供給され
る。したがって、測定流体Ｑには高周波成分と低周波成
分を有する磁場が印加されることとなり、検出電極１
１、１２にはこれ等の周波数成分を含む電極間電圧Ｅ
_{S 1} が発生する。この電極間電圧Ｅ_s1は差動増幅器１６
で増幅されてサンプリング回路１７に出力される。

【００２２】サンプリング回路１７はマイクロプロセッ
サ２１からのサンプリング信号ＳＭＰＨのサンプルタイ
ミングにしたがって電極間電圧Ｅ_s1をサンプリングして
アナログ／デジタル変換回路１８を介してマイクロプロ
セッサ２１にサンプリングデ−タＤ_S として取り込み格
納する。マイクロプロセッサ２１はこのサンプリングデ
−タＤ_S を用いてこのマイクロプロセッサ２１の中に格
納されたノイズ算出のための演算プログラムにしたがっ
て微分ノイズ成分を算出し、さらに算出されたこの微分
ノイズ成分を用いてマイクロプロセッサ２１の中に格納
された流量演算プログラムにしたがって流量演算を行い
流量信号ＦＱとして出力端２０に出力する。

【００２３】次に、以上のように構成された実施例の動
作について図２に示す波形図を用いて説明する。励磁コ
イル１４に図２（ａ）に示す様な励磁電流Ｉ２を流すと
これに対応する波形の磁場Ｂが測定流体Ｑに印加され
る。この励磁電流Ｉ２は図２（ｃ）に示すような周期Ｔ
_H を持つ高周波成分Ｉ_H と図２（ｄ）に示すような周期
Ｔ_H より長い周期Ｔ_L を持つ低周波成分Ｉ_L とを合成し
た励磁波形となっている。そして、図２（ｂ）に示す高
周波成分に対応したサンプリング信号ＳＭＰＨにより電
極間電圧Ｅ_s1をサンプリングする。

【００２４】一方、励磁電流Ｉ２には図２（ｃ）、
（ｄ）に示す様な電流の切り換えがあるので、電極間電
圧Ｅ_s1には信号電圧Ｖ_S の上にこの電流切換に対応する
微分ノイズが重畳している。すなわち、励磁電流の高周
波成分Ｉ_H （図２（ｃ））の電流切換によって図２
（ｅ）に示すような微分ノイズＶ_ZHが、励磁電流の低周
波成分Ｉ_L （図２（ｄ））の電流切換によって図２
（ｆ）に示すような微分ノイズＶ_ZLがそれぞれ発生し、
電極間電圧Ｅ_s1にはこれ等の微分ノイズＶ_ZH、Ｖ_ZLが重
畳されて図２（ｇ）に示すような微分ノイズＶ_ZTが発生
する。

【００２５】ところで、図２（ｅ）による場合も図２
（ｆ）による場合も共に磁束密度が定常値に達した後に
指数関数的に減衰するが、微分ノイズは図９で説明した
ように同一の電極容量Ｃ₁ 、Ｃ₂ 、および流体抵抗
Ｒ₁ 、Ｒ₂ などで決定されるので、その減衰の時定数τ
は高周波成分による微分ノイズＶ_ZHの場合も低周波成分
による微分ノイズＶ_ZLの場合も同一である。

【００２６】以上の点を考慮すると、サンプリング信号
ＳＭＰＨ（図２（ｂ））でサンプリングされる高周波成
分に含まれる微分ノイズＶ_ZHは図２（ｅ）に斜線で示す
ように各サンプリングでその絶対値は常に等しいが、低
周波成分に含まれる微分ノイズＶ_ZLは図２（ｆ）に示す
ように指数関数的に減少する。

【００２７】したがって、流量が一定で信号電圧Ｖｓが
一定の場合は、低周波成分の周期Ｔ _L 内での電極間電圧
の変化は低周波成分に起因する微分ノイズＶ_ZLが変化す
ることによるものである。そして、この減衰の割合は高
周波成分での減衰の割合と等しい。このため、低周波成
分の周期Ｔ_L 内で微分ノイズＶ_ZLの変化ΔＶ_ZL（１）、
ΔＶ_ZL（２）、…ΔＶ_ZL（ｉ）、…などから Ｖ_ZL（１）＝Ｎ・ｅｘｐ（−ｔ１／τ） （１１） Ｖ_ZL（２）＝Ｎ・ｅｘｐ（−ｔ２／τ） （１２） の様にして、正確に切換え当初の微分ノイズＮ、時定数
τを算定することができる。

【００２８】以上の演算はマイクロプロセッサ２１に格
納されたデ−タと演算プログラムにより実行することに
よりサンプリング時点ｉでの微分ノイズの大きさが確定
できる。同様にして、マイクロプロセッサ２１によりこ
の微分ノイズを用いて高周波の周期Ｔ_H でサンプリング
して内部に格納されたサンプリングデ−タから微分ノイ
ズを除去し、さらに例えばサンプリング信号ＳＭＰＨの
隣り合うタイミングでサンプリングされたデ−タの差を
求めることにより直流成分Ｖｄを除去して流量信号成分
Ｖｓのみを算出することができる。

【００２９】以上の説明では、高周波の周期Ｔ_H と低周
波の周期Ｔ_L とを固定して説明したが、実際には微分ノ
イズの時定数τは数ｍｓ〜数１０ｓの範囲で変化するの
でこの微分ノイズの変化をチエックして低周波の周期Ｔ
_L をマイクロプロセッサ２１で最適の大きさに切り換え
るようにしても良い。これは、ノイズ時定数が大きい場
合には必要な精度を得るためには周期Ｔ_L を大きくしな
ければならないが、周期Ｔ_L を大きくすると微分ノイズ
を算出するのに時間がかかり過ぎ流量変化に対する高速
のレスポンスが出来なくなるので、周期Ｔ_L をマイクロ
プロセッサ２１で切り換え実際の流体に最適な条件を選
定するためである。

【００３０】また、本発明は電磁流量計の検出部、増幅
器の構成によって制限されない。したがって、図３に示
すように測定流体を流す導管として絶縁性の導管２３と
して構成しこの外部に測定流体Ｑとは絶縁して検出電極
２４、２５を配置した容量検出形の検出器とし、この検
出電極で検出された電圧は高入力インピ−ダンスの差動
増幅器２６で受信する構成としても良い。

【００３１】特に、本発明では信号周波数を高くするこ
とができるので容量検出形の検出器としても信号検出が
容易になる。なお、図１では微分ノイズの減衰波形を指
数関数として説明したが、これに限らず減衰波形を例え
ば時間に関する多項式で近似して計算するようにしても
良い。

【００３２】さらに、図２では低周波分と高周波分の波
形を乗算的に合成した波形の励磁電流として説明した
が、図４（ａ）に示す励磁電流の様に同図（ｂ）の高周
波電流と同図（ｃ）に示す低周波電流を加算的に合成し
た波形の励磁電流を励磁コイル１４に流しても良い。な
お、本発明によれば高周波の励磁が可能になるので、励
磁電力を低減することができ２線式の電磁流量計として
も実現できる。

【００３３】図５は図１に示す構成をベ−スしてこれを
更に具体化した演算を説明する波形図である。図５
（ａ）は時間スケ−ルを、図５（ｂ）はサンプリング手
段で電圧をサンプリングするサンプルタイミングを、図
５（ｃ）は励磁電流Ｉ３の波形を、図５（ｄ）は励磁電
流Ｉ３を切り換える高周波のタイミングを、図５（ｅ）
は励磁電流Ｉ３を切り換える低周波のタイミングを、図
５（ｆ）は測定流体内に発生するピ−ク値がＥ_n の高周
波のノイズ起電力ｅ_n0 ^H を、図５（ｇ）は測定流体内に
発生するピ−ク値がＥ_n の低周波のノイズ起電力ｅ_n0 ^L
を、図５（ｈ）は電極間に発生する高周波の微分ノイズ
ｅ_nHを、図５（ｉ）は電極間に発生する低周波の微分ノ
イズｅ_nLをそれぞれ示している。

【００３４】まず、図５を用いて説明する前に、電極間
に発生するノイズ起電力について図９、図１０を用いて
説明する。図９に示す等価回路において電極１１と１２
を結ぶ線に対して上流側、下流側の測定流体中に発生す
るノイズ起電力ｅ₁ 、ｅ₂ の和をｅ_n0とし、ノイズ起電
力ｅ₁ 、ｅ₂ の上流側と下流側とに非対称性（非対称度
β）が生じると、電極１１と１２との間には次式で示す
微分ノイズｅ_n （ｔ）が発生する。この微分ノイズｅ_n
（ｔ）は、図９を書き替えた図１０に示す回路を参照し
て、ラプラス変換及びラプラス逆変換を実行することに
より計算することができる。

【００３５】

【数１】

【００３６】但し、 Ｋ₁ ＝［（βＣ₂ −Ｃ₁ ）／（１＋β）（Ｃ₁ ＋Ｃ₂ ）］ −［（βＲ₁ −Ｒ₂ ）／（１＋β）（Ｒ₁ ＋Ｒ₂ ）］ （１４） Ｋ₂ ＝Ｃ₁ Ｃ₂ （Ｒ₁ ＋Ｒ₂ ）／（Ｃ₁ ＋Ｃ₂ ） （１５） Ｋ₃ ＝（βＲ₁ −Ｒ₂ ）／（１＋β）（Ｒ₁ ＋Ｒ₂ ） （１６） ここで、Ａは各時間領域で微分ノイズの連続条件を満た
すように決定する初期値である。

【００３７】（１３）式の第１項は測定流体中に発生す
るノイズ起電力ｅ_n0に比例して生じる値であり、第２項
はこのノイズ起電力ｅ_n0の積分を含んでいる。従って、
第１項はノイズ起電力ｅ_n0がゼロのサンプルタイミング
でサンプリングすることにより除去することが可能であ
るが、第２項以下は積分を含むので除去できない。そこ
で、励磁電流が定常状態でノイズ起電力がゼロの状態の
ときに信号のサンプリングを実行することとして第１項
を無視して以下の説明をする。

【００３８】マイクロプロセッサ２１はタイミング信号
Ｔｓ３を励磁回路２２に与えて図５（ｃ）に示すような
低周波と高周波の２種類の周波数を含む励磁電流Ｉ３を
励磁コイル１４に流す。従って、この励磁電流Ｉ３は図
５（ｄ）、（ｅ）に示す高周波成分と低周波成分を含ん
でいることとなり、これが測定流体に磁場として印加さ
れる。このため、測定流体中には図５（ｃ）に示す波形
と相似の波形を持つ信号電圧Ｖｓとノイズ起電力ｅ_n0が
発生するが、いずれも図５（ｄ）、（ｅ）に示す高周波
成分と低周波成分を含んでいる。この測定流体中に発生
するノイズ起電力ｅ_n0は図５（ｆ）に示す高周波成分ｅ
_n0 ^H と図５（ｇ）に示す低周波成分ｅ_n0 ^L の２つに分離
して考えることができる。

【００３９】電極１１、１２を結ぶ線に対して上流側と
下流側に非対称性が存在すると、図９に示す等価回路か
ら分かるように、この等価回路は所定の時定数を有する
ので、後述するように、電極間には測定流体中に発生す
るノイズ起電力ｅ_n0の高周波成分ｅ_n0 ^H （図５（ｆ））
と低周波成分ｅ_n0 ^L （図５（ｇ））に対応して、それぞ
れ図５（ｈ）に示すような高周波の微分ノイズｅ_n ^H と
図５（ｉ）に示すような低周波の微分ノイズｅ_n ^L が発
生する。

【００４０】いま、簡単のため、図５（ｃ）に示すよう
に励磁電流Ｉ３の立ち上げ、立ち下げを既知の一定の割
合ｔｒで変化させる場合を前提として説明する。そうす
ると、励磁電流が一定の割合ｔｒで変化している期間の
み一定のノイズ起電力＋Ｅ_n、−Ｅ_n が発生する（図５
（ｆ）、（ｇ））。

【００４１】そこで、これ等のノイズ起電力ｅ_n0 ^H 、ｅ
_n0 ^L をそれぞれ式（１３）に代入し高周波成分について
は連続条件、低周波成分については微分ノイズが充分に
減衰した後でノイズ起電力が反転するという条件を用い
て電極１１、１２間に現れる微分ノイズｅ_n ^H 、ｅ_n ^L
を求めると以下の式（１７）〜式（２２）を得る。この
ときの微分ノイズｅ_n ^H 、ｅ_n ^L が図５（ｈ）、（ｉ）
に示してある。

【００４２】まず、高周波成分の微分ノイズｅ_n ^H は、
Ｔを高周波の周期として、０≦ｔ≦ｔｅ1 では、 ｅ_n ^H ＝Ｅ_n Ｋ₁ （１−ｅ^-t/k2 ） ＋Ｅ_n Ｋ₁ ｅ^-(T/2)/k2 （１−ｅ^tr/k2 ）ｅ^-t/k2 ／（１＋ｅ^-(T/2)/k2 ） （１７） ｔｅ1 ≦ｔ≦Ｔ／２では、 ｅ_n ^H ＝Ｅ_n Ｋ₁ （１−ｅ^- Δ^t/K2）ｅ^-(t-tr)/k2／（１＋ｅ^-(T/2)/k2 ） （１８） Ｔ／２≦ｔ≦ｔｅ2 では、 ｅ_n ^H ＝−Ｅ_n Ｋ₁ （１−ｅ^{-(t-(T/2))/k2} ） −Ｅ_n Ｋ₁ ｅ^-(T/2)/k2 （１−ｅ^tr/k2 ）ｅ^{-(t-(T/2))/k2} ／（１＋ｅ^-(T/2)/k2 ） （１９） ｔｅ2 ≦ｔ≦Ｔでは、 ｅ_n ^H ＝−Ｅ_n Ｋ₁ （１−ｅ^-tr/k2）ｅ^-(t-tr)/k2 ／（１＋ｅ^-(T/2)/k2 ） （２０） となる。

【００４３】一方、低周波成分の微分ノイズｅ_n ^L は、
０≦ｔ≦ｔｅ1 では、 ｅ_n ^L ＝Ｅ_n Ｋ₁ （１−ｅ^-t/k2 ） （２１） ｔｅ1 ≦ｔ≦（２ｎ＋１）Ｔでは、 ｅ_n ^L ＝−Ｅ_n Ｋ₁ （１−ｅ^-tr/k2）ｅ^-(t-tr)/k2 （２２） 低周波成分の微分ノイズｅ_n ^L の後半の半周期について
も、ここでは省略するが、同様にして求めることができ
る。

【００４４】励磁電流Ｉ３が定常値になったタイミング
Ｔ₁ 、Ｔ₂ 、ｎＴ₁ 、ｎＴ₂ 、２ｎＴ₁ 、２ｎＴ₂ …
…、で電極１１、１２間の電圧をサンプリングすると、
そのサンプリング電圧は流量信号ｅｓ、電極直流ノイズ
ｅ_D 、低周波成分の微分ノイズｅ_n ^L 、高周波成分の微
分ノイズｅ_n ^H の重畳したものとなる。微分ノイズ成分
ｅ_n については式（１７）〜式（２２）を用いて図６の
微分ノイズｅ_n の欄で演算番号１、２、４、５、７、８
に示す結果を得る。これ等の演算は、マイクロプロセッ
サ２１を用いて内蔵するメモリに格納された演算手順に
従って演算される。

【００４５】第１に、低周波の半周期（２ｎ＋１）Ｔの
中で流量が一定とみなせる場合について説明する。つま
り、ｅｓ（Ｔ１）＝ｅｓ（ｎＴ１）＝ｅｓ（２ｎＴ１）
の場合である。高周波の周期Ｔ内では電極直流ノイズｅ
_D は一定とみなしてサンプル電圧ｅ_t1とｅ_t2との差（ｅ
_t1−ｅ_t2）はｅ_T として演算番号３に示すようにマイク
ロプロセッサ２１により演算される。同様にして、サン
プル電圧ｅ_nT1 とｅ_nt2 の差（ｅ_nT1 −ｅ_nt2 ）はｅ_nt
として演算番号６に、サンプル電圧ｅ_2nT1とｅ_2nT2の差
（ｅ_2nT1とｅ_2nT2）はｅ_2nTとして演算番号９にそれぞ
れ演算されてある。

【００４６】次に、これ等の電圧ｅ_T 、ｅ_nT、ｅ_2nT を
用いてこれ等相互の比率を演算すると次のようになる。 （ｅ_T −ｅ_nT）／（ｅ_nT−ｅ_2nT ）＝ｅ^nT/K2 （２３） すなわち、

【００４７】

【数２】 を得る。

【００４８】この（２４）式から微分ノイズの時定数Ｋ
₂ を知ることができる。さらに、この（２４）式の結果
を（ｅ_T −ｅ_nT）（演算番号３、６の差）に示す式に代
入することにより、高周波成分ｅ_n ^H と流量信号（ｅｓ
（Ｔ）＝ｅｓ（ｎＴ））は除去されかつｔｒは既知なの
で、この中には低周波成分のみが含まれ、微分ノイズの
パラメ−タＥ_n Ｋ₁ を算定することができる。流量信号
ｅｓは、高周波の各周期ごとに、Ｋ₂ 、Ｅ_n Ｋ₁ を用い
て演算番号３に示すｅ_T から求めることができる。な
お、微分ノイズのパラメ−タＫ₂ 、Ｅ_n Ｋ₁ は低周波の
半周期ごとにその時点の測定流体、電極状態により修正
される。

【００４９】第２に、低周波の周期内で電極直流ノイズ
が一定とみなせる場合について説明する。つまり、ｅ_D
（Ｔ１）＝ｅ_D （Ｔ２）＝ｅ_D （ｎＴ１）＝ｅ_D （ｎＴ
２）＝ｅ_D （２ｎＴ１）＝ｅ_D （２ｎＴ２）とみなせる
場合である。この場合は、低周波の周期内で高周波周期
のゼロ励磁の状態同志のサンプリング電圧間の差を求め
る。

【００５０】サンプリングタイミングでいえば、図５
（ｂ）に示すＴ２、ｎＴ２、２ｎＴ２の各タイミングで
サンプリングされた電圧ｅ_T2（図６、演算番号２）、ｅ
_nT2 （図６、演算番号５）、ｅ_2nT2（図６、演算番号
８）を用いてこれ等の相互の差（ｅ_T2−ｅ_nT2 ）、（ｅ
_nT2 −ｅ_2nT2）を求め、（２３）式、（２４）式と同様
にして微分ノイズのパラメ−タＫ₂ 、Ｅ_n Ｋ₁ を求める
ことができる。このようにして得られたＫ₂ 、Ｅ_n Ｋ₁
を図６の演算番号３に示すサンプル電圧ｅ_T （＝ｅ _n ＋
ｅ_d ＋ｅs ）に代入して高周波の周期Ｔで流量信号ｅｓ
を得る。

【００５１】以上の演算によるノイズ除去は図３に示す
ような容量検出形の電磁流量計にも適用することができ
る。また、低周波の半周期（２ｎ＋１）Ｔの中で流量が
一定とみなせる場合（ｅｓ（Ｔ）＝ｅｓ（ｎＴ）＝ｅｓ
（２ｎＴ））については、既述のように（２４）式で算
出された時定数Ｋ₂ 、微分ノイズのパラメ−タＥ
_n Ｋ₁ 、演算番号３に示す式を用いて流量信号ｅｓを求
めることができるし、また低周波の周期内で電極直流ノ
イズが一定とみなせる場合については、（ｅ_T2−
ｅ_nT2 ）、（ｅ_nT2 −ｅ_{2n T2}）を演算し、（２３）式、
（２４）式と同様にして微分ノイズのパラメ−タＫ ₂ 、
Ｅ_n Ｋ₁ を求め、これを演算番号３に示すサンプル電圧
ｅ_T に代入して流量信号ｅｓを求めることができる。

【００５２】しかし、これ等の演算ではそれぞれ流量が
所定期間で一定、或いは電極直流ノイズが所定期間で一
定等の条件が満足されたときに成立するものであるが、
測定流体の状況によってこれ等の演算を測定状態に適合
するように切り換える切換手段をマイクロプロセッサ２
１に設けることによって適用範囲をさらに拡張させるこ
とができる。

【００５３】

【発明の効果】以上の各実施例によれば、微分ノイズの
広範囲の変化に対してこれに対応して低周波の励磁成分
の周期を変更して微分ノイズを算出することが出来るの
で、高周波の励磁周波数を高くしても高周波成分の中に
含まれる微分ノイズをこの算出された微分ノイズを用い
て高周波をベ−スとして除去することができる。したが
って、信号周波数が高くなる分だけ流量の変化に対する
応答が速くなる。また、電磁流量計で発生する流体に含
まれる固形物などによるスラリ−ノイズ、低導電率流体
が移動するときに発生する流体ノイズ、低レベル信号を
受信する入力アンプのポップコ−ンノイズなどのノイズ
スペクトラムは１／ｆの周波数特性を持つので励磁周波
数を高くして信号周波数を高周波化するとＳ／Ｎを改善
することが可能となる。また、逆に従来の低周波励磁と
同じＳ／Ｎレベルとするならノイズ低減の効果により信
号レベルを小さくできるので励磁電力の低減が可能とな
り例えば２線式電磁流量計も実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は本発明の１実施例の構成を示す構成図で
ある。

【図２】図２は図１に示す実施例の動作を説明する波形
図である。

【図３】図３は本発明の第２の実施例の構成を示す構成
図である。

【図４】図４は本発明の他の励磁方式を説明する波形図
である。

【図５】図５は図１に示す実施例を更に具体的に説明す
る波形図である。

【図６】図６は図５に示す実施例における演算を説明す
る演算図である。

【図７】図７は従来の電磁流量計の構成を示す構成図で
ある。

【図８】図８は図７に示す電磁流量計の動作を説明する
波形図である。

【図９】図９は図７に示す電磁流量計の問題点を説明す
る説明図である。

【図１０】図１０は図９に示す説明図における等価回路
を示す等価回路図である。

【符号の説明】

１０、２３ 導管 １１、１２、２４、２５ 検出電極 １４ 励磁コイル １５、２２ 励磁回路 １７ サンプリング回路 １９、２１ マイクロプロセッサ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】励磁コイルに高周波電流とこれより低い周
   波数の低周波電流を重畳して流し測定流体にこれ等の複
   合磁場を印加する励磁手段と、この高周波電流における
   高周波のタイミングにより前記測定流体に発生した電圧
   をサンプリングしてサンプリングデ−タとして出力する
   サンプリング手段と、前記低周波電流における低周波の
   周期内でこのサンプリングデ−タの時系列的変化を用い
   て前記測定流体の流量に無関係なノイズ成分を算出する
   ノイズ演算手段と、このノイズ成分と前記サンプリング
   デ−タとを用いてノイズの影響を受けない流量信号を演
   算する流量演算手段とを具備することを特徴とする電磁
   流量計。
2. 【請求項２】励磁コイルに高周波電流とこれより低い周
   波数の低周波電流を重畳して複数の定常励磁レベルを繰
   返す励磁電流を流し測定流体にこれ等の複合磁場を印加
   する励磁手段と、この高周波電流における前記定常励磁
   レベルのタイミングにより前記測定流体に発生した電圧
   をサンプリングしてサンプリングデ−タとして出力する
   サンプリング手段と、高周波周期内の異なる励磁レベル
   間の前記サンプリング手段によりサンプリングされたサ
   ンプル電圧の差を演算して第１差電圧を出力する第１差
   電圧演算手段と、前記低周波の周期内で繰り返される少
   なくとも２つの前記第１差電圧相互間の差の第１比率を
   演算する第１比率演算手段と、前記第１比率を用いて微
   分ノイズのパラメ−タを算出する第１パラメ−タ演算手
   段と、算出された前記パラメ−タを用いて高周波の各周
   期で前記測定流体の流量を演算する流量演算手段とを具
   備することを特徴とする電磁流量計。
3. 【請求項３】励磁コイルに高周波電流とこれより低い周
   波数の低周波電流を重畳して複数の定常励磁レベルを繰
   返す励磁電流を流し測定流体にこれ等の複合磁場を印加
   する励磁手段と、この高周波電流における前記定常励磁
   レベルのタイミングにより前記測定流体に発生した電圧
   をサンプリングしてサンプリングデ−タとして出力する
   サンプリング手段と、高周波のサンプル電圧のうちゼロ
   励磁のときのサンプル電圧と同一低周波周期内の他のゼ
   ロ励磁のときのサンプル電圧との差を演算して第２差電
   圧を出力する第２差電圧演算手段と、前記低周波の周期
   内で繰り返される少なくとも２つの前記第２差電圧相互
   間の差の第２比率を演算する第２比率演算手段と、前記
   第２比率を用いて微分ノイズのパラメ−タを算出する第
   ２パラメ−タ演算手段と、算出された前記パラメ−タを
   用いて高周波の各周期で前記測定流体の流量を演算する
   流量演算手段とを具備することを特徴とする電磁流量
   計。
4. 【請求項４】適用される測定流体あるいは電極の状態に
   応じて前記第２請求項あるいは前記第３請求項に記載し
   た演算を切り換える切換手段を具備することを特徴とす
   る電磁流量計。 【０００１】