JP5049206B2 - ２線式電磁流量計 - Google Patents

Description

本発明は、静電容量方式で被検出流体の流量を検出する２線式電磁流量計に関する。

電磁流量計は、被検出流体を磁界中に流すことで、被検出流体の流速に比例した起電力を発生させて、電極で検出した起電力に基づいて流量を演算する。このような電磁流量計には、大別して接液電極形と非接液電極形の２種類が存在する。接液電極形の電磁流量計は接液式あるいは電極式電磁流量計等とも呼ばれ、電極が被検出流体と直接接触し、被検出流体に発生する起電力を直接検出する。一方、非接液電極形の電磁流量計は（静電）容量式電磁流量計等とも呼ばれ、電極が被検出流体と直接接触せず、被検出流体に発生する起電力を被検出流体と電極間の静電容量を介して検出する。

接液電極形の電磁流量計では、常に電極を被検出流体の液体と接液させるため、電極を腐蝕しない液体であることが必要となる。また液中に含まれる絶縁性付着物が電極に付着して抵抗が増したり、電極が錆びる等の問題、電極の配置部分で防水構造が必要となる等の問題がある。これに対して容量式電磁流量計は、磁界に直交して導電性の被検出流体が流れると、印加した磁界の強さと流体の流速との積に比例する起電力が発生し、この起電力を、被検出流体の流れる測定管の外面に付着し、被検出流体に非接触な一対の電極で静電容量式に検出することにより、流量を測定できる原理に基づく。図５２に、容量式電磁流量計のブロック図の一例を示す。この容量式電磁流量計９００は、被検出流体を流す測定管９１０の外側に電極９３０を貼付し、測定管９１０のパイプ厚さでコンデンサを形成している。この電極９３０で検出する電界と直交する方向に一対の励磁コイル９２２を配置し、励磁回路９２４により交番磁界を発生させる。この構成では、電極９３０部が被検出流体に接液しないので、絶縁性付着物の影響を受け難く、電極９３０の劣化や防水構造を考慮する必要がなくメンテナンスが容易である、被検出流体のリークの発生要因を解消できる等の利点がある。

一方で、このような電磁流量計の接続方式として、電源ラインと信号ラインを分離した４線式と、電源ラインに信号を統合した２線式が知られている。２線式電磁流量計は、線数が少ないことから遠距離に敷設する場合等に適している。ただ、２線式の場合は伝送線に通電される電流量を４ｍＡ−２０ｍＡの範囲に制限し、電流量で流量情報を伝達する形式となるため、流量が少ない場合は供給電流も小さくなり、励磁コイルを励磁するための励磁回路に十分な電流量を供給できないという問題がある。この問題を解決するために特許文献１、２の２線式電磁流量計が提案されている。

電磁流量計においては、検出された信号にＰ側励磁、Ｎ側励磁それぞれにオフセット分がある。特に接液式電磁流量計はオフセットが比較的一定しているが、容量式電磁流量計の場合はオフセットが変動する。例えば突発ノイズや振動ノイズでオフセット変動が起こるため、これらを排除する必要がある。

２線式の電磁流量計では、出力電流が検出された流量に応じて規定されるため、駆動に電力を要する励磁コイルへの励磁電流の供給を十分に確保できないという問題がある。この問題を解消するために、常時励磁電流を供給して励磁を継続的に行う連続励磁でなく、電力の少ない期間は励磁を休止する間欠励磁を採用することが知られている。間欠励磁の場合は、休止期間の後に励磁を再開する必要があるため、基準値が変動する問題がある。よって、このような基準値の変動量、すなわち低周波ノイズ成分のオフセット量を考慮しなければならない。

このようなオフセットを除去するために、特許文献１−３の方法が提案されている。特許文献１では、間欠励磁において偶数回の励磁を行う際に、その前後の休止期間も含めてサンプルホールドして保持し、前後の差分を演算することでオフセットを相殺する。しかしながらこの方法では、信号サンプリングの回数が必然的に増大し、消費電流が増大するという問題があった。また演算回数も増えるためこの点においても電力消費が大きくなる。特にＡ／Ｄ変換は電力を消費するものが多い。この点につき、２線式の電磁流量計では、利用可能な電力が制限されていることから、このような電力消費の大きいＡ／Ｄ変換はなるべく少ない方が好ましい。また、演算処理もＣＰＵ等の演算回路の電力消費を増加させるため、少ない程好ましいといえる。

一方、連続励磁の接液式電磁流量計において、オフセット除去回路を設ける構成が提案されている。例えば特許文献２に、図５３に示すようなオフセット除去回路５７０が開示される。このオフセット除去回路５７０は、スイッチング素子ＳＷ₅₇₁、ＳＷ₅₇₂、ＳＷ₅₇₃、ＳＷ₅₇₄と、ホールドコンデンサＣ₅₇₁、Ｃ₅₇₂と、差分増幅器Ａ₅₇を備え、信号線Ｌ１の入力を差分増幅器Ａ₅₇の反転入力に入力する一方、スイッチング素子ＳＷ₅₇₁、ＳＷ₅₇₂を信号入力のタイミングで交互に切り替えることで、ホールドコンデンサＣ₅₇₁、Ｃ₅₇₂に信号を保持しておき、差分増幅器Ａ₅₇の反転入力には半周期前の信号が入力されるようスイッチング素子ＳＷ₅₇₃、ＳＷ₅₇₄を交互にＯＮ／ＯＦＦする。このオフセット除去回路５７０は、半周期前の入力信号と現在の入力信号を取得し、半周期前の入力信号を基準に、現在の信号を差分増幅器Ａ₅₇で差分増幅することで、低周波のオフセット成分を除去できる。図５４の波形パターンに示すように、スイッチング素子ＳＷ₅₇₁、ＳＷ₅₇₂、ＳＷ₅₇₃、ＳＷ₅₇₄を交互にＯＮ／ＯＦＦして得られた矩形波を生成すると共に、現在の信号Ｌ１と、その半周期前の信号ｍ１を差分増幅して２倍の出力信号ｍ２を生成する。この方法であれば、オフセットの変動が見られる場合でも、出力信号からオフセット変動を除去できる。具体的には、図５５（ｂ）に示すように入力信号Ｌ１にオフセットの変動が含まれていても、出力信号ｆ３は図５５（ｄ）に示すようにオフセット変動を除去できる。

さらに特許文献３に係るオフセット除去回路を備える電磁流量計の例を図５６に示す。この図に示す電磁流量計は、測定管６１２内に設けられた接液式の電極６１３と、励磁回路６１４と、オフセット補償回路６１５を備える。オフセット補償回路６１５は、サンプルホールド回路６１６で半周期前の出力を基準電位として増幅している。このようなオフセット除去回路は、従来接液式の電磁流量計に用いられてきたが、非接液式の容量式電磁流量計においても、突発ノイズや振動ノイズでオフセット変動が起こるため、それらの除去に利用できる。これらの技術はいずれも、連続励磁の際の入力又は出力の半周期前の信号を基準として現在の信号を取得することで、両者の差分を得て、低周波オフセット成分を消去するものである。

しかしながら、これらの方式は間欠励磁方式ではそのまま適用できないという問題がある。その理由は、間欠励磁することによって励磁電流の流れない休止期間が生じ、その後に再開される半周期励磁のリファレンス精度が悪くなるためである。例えば、図５７に示すようなＰＮ→ＰＮを交互に励磁する場合は、休止期間後にＰ側励磁を再開した際には、リファレンスしたい前回のＮ側励磁から時間が経過しているため、既にオフセット成分が変動してしまい、これを利用してもオフセット成分を効果的に除去できない。
特許３８９９２２５号公報 特公平４−７７８５３号公報 特許２５８３２８４号公報

このように、従来の技術ではオフセット補償回路を間欠励磁に適用すると流量測定の精度が悪化するという問題があった。本発明は、従来のこのような問題点を解決するためになされたものである。本発明の主な目的は、オフセット補償回路を間欠励磁に適用しつつ、測定精度を高めた２線式電磁流量計を提供することにある。また他の目的は、消費電力を低減してオフセットを補償可能な２線式電磁流量計を提供することにある。

課題を解決するための手段及び発明の効果

以上の目的を達成するために、第１発明に係る２線式電磁流量計によれば、被検出流体の流量を非接液式で検出し、検出された流量の信号伝送と電源供給を共通の２本の伝送線で行う２線式電磁流量計において、被検出流体を通過させる流路を構成する測定管と、前記測定管の流路と直交するように配置された少なくとも一対の励磁コイルと、前記励磁コイルを励磁するための励磁電流を、休止期間を設けて通電する間欠励磁可能な励磁回路と、被検出流体と隔離された状態で、前記一対の励磁コイル間を結ぶ直線、及び前記測定管の流路と相互に直交するように配置される少なくとも一対の電極と、前記電極で検出された検出信号をサンプリングし、該検出信号に基づいて前記測定管の流路を通過する被検出流体の流量を演算する演算手段と、前回の検出信号を基準としてホールドすることにより低周波信号のオフセット成分を補償するためのオフセット補償回路とを備え、前記演算手段は、励磁期間にＰ側励磁とＮ側励磁とを交互に１回以上、且つその合計が奇数回となるように励磁タイミングを制御すると共に、各励磁期間の内で最初の１回目の励磁を、オフセット成分補償のためのリファレンス目的で利用し、以降の励磁で検出信号のサンプリングを行うことができる。これにより、間欠励磁において休止期間後に再開された励磁期間においても、まずリファレンス目的で励磁を１回行わせることでオフセット成分を補償することが可能となる。さらにこの１回については検出信号をサンプリングしないことで、測定精度の低下を回避できる。

また第２発明に係る２線式電磁流量計によれば、前記演算手段が、休止期間後に再開された励磁期間において、前回の励磁期間で最後に励磁した極性と逆の極性で、１回目の励磁を行うよう構成できる。これにより、前回の励磁期間がＰ側励磁で終了した場合は、休止期間後のリファレンス励磁をＮ側励磁とし、またＮ側励磁で終了した場合は、再開時のリファレンス励磁をＰ側励磁として、Ｐ側励磁とＮ側励磁での測定変動を吸収できより精度を高められる。

さらに第３発明に係る２線式電磁流量計によれば、前記演算手段が、励磁期間における励磁回数を奇数回に設定することができる。これにより、前回の励磁期間がＰ側励磁で終了した場合は、休止期間後のリファレンス励磁をＮ側励磁とし、またＮ側励磁で終了した場合は、再開時のリファレンス励磁をＰ側励磁として、Ｐ側励磁とＮ側励磁での測定変動を吸収できより精度を高められる。

さらにまた第４発明に係る２線式電磁流量計によれば、前記演算手段が、励磁期間における励磁回数を５回以上とすることができる。これにより、最初のリファレンス励磁では流量検出を行わない分、励磁期間における励磁回数を多くすることで効率よく流量検出を行える。

さらにまた第５発明に係る２線式電磁流量計によれば、被検出流体の流量を非接液式で検出し、検出された流量の信号伝送と電源供給を共通の２本の伝送線で行う２線式電磁流量計において、被検出流体を通過させる流路を構成する測定管と、前記測定管の流路と直交するように配置された少なくとも一対の励磁コイルと、前記励磁コイルを励磁するための励磁電流を、休止期間を設けて通電する間欠励磁可能な励磁回路と、被検出流体と隔離された状態で、前記一対の励磁コイル間を結ぶ直線、及び前記測定管の流路と相互に直交するように配置される少なくとも一対の電極と、前記電極で検出された検出信号をサンプリングし、該検出信号に基づいて前記測定管の流路を通過する被検出流体の流量を演算する演算手段と、前回の検出信号を基準としてホールドすることにより低周波信号のオフセット成分を補償するためのオフセット補償回路とを備え、前記演算手段が、半周期前の信号値に基づいてオフセット補償を行うと共に、各励磁期間の最初の半周期については、信号の利得を高めるゲイン補償を行うことができる。これにより、励磁電流を流す期間と信号のサンプリングを行う期間を一致させて高効率の流量測定が実現できる。また、休止期間後に再開された最初の半周期の信号について、ゲインが低くなる分を補償することで、測定精度の低下も回避できる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。ただし、以下に示す実施の形態は、本発明の技術思想を具体化するための２線式電磁流量計を例示するものであって、本発明は２線式電磁流量計を以下のものに特定しない。また、本明細書は特許請求の範囲に示される部材を、実施の形態の部材に特定するものでは決してない。特に実施の形態に記載されている構成部品の寸法、材質、形状、その相対的配置等は特に特定的な記載がない限りは、本発明の範囲をそれのみに限定する趣旨ではなく、単なる説明例にすぎない。なお、各図面が示す部材の大きさや位置関係等は、説明を明確にするため誇張していることがある。さらに以下の説明において、同一の名称、符号については同一もしくは同質の部材を示しており、詳細説明を適宜省略する。さらに、本発明を構成する各要素は、複数の要素を同一の部材で構成して一の部材で複数の要素を兼用する態様としてもよいし、逆に一の部材の機能を複数の部材で分担して実現することもできる。
（実施例１）

図１〜図５に、本発明の実施例１に係る２線式電磁流量計１００を示す。これらの図において、図１は２線式電磁流量計の外観斜視図、図２は図１の２線式電磁流量計の正面図、図３は側面図を、図４はブロック図を、図５は２線式電磁流量計１００を外部電源に接続した状態の回路図を、それぞれ示す。この電磁流量計は、非接液式の容量式としている。
（外観）

図１〜図３に示す２線式電磁流量計は、２線式電磁流量計本体を構成する本体１１０と、表示ユニット５０とで構成される。この２線式電磁流量計は、本体１１０の両端面に開口された流路口１１１から被検出流体を内部に通過させ、その流量を検出して伝送線ＤＬを通じて出力し、また必要に応じて表示ユニット５０に表示する。この本体１１０は金属製とする他、ＰＰＳ樹脂等で構成してもよい。本体１１０は、円筒状の端面に鍔状のフランジ部を設けており、パイプ等の配管と螺子で螺号するための螺子孔を開口している。螺合により配管する際の機械的強度を確保するために、好ましくはフランジ部を本体１１０と金属で一体形成する。またフランジ部に開口された流路口１１１は、本体１１０に内蔵される測定管１０とで流路を構成する。流路の口径は、流路口１１１の一端から他端までほぼ同じ直径として、この流路に被検出流体を一方向に流す際の損失を低減する。また本体１１０の上面には、図１に示すように表示ユニット５０を直交させるように固定される。表示ユニットの表示面を、円筒状本体と直交姿勢で固定することで、パイプ状の測定管１０に被検出流体を流す側面から、流量を視認し易くできる。
（表示ユニット５０）

表示ユニット５０は被検出流体の流量等の情報を表示するための部材であり、図４に示すように表示部５１として表示画面５２を備える。図２の例では表示画面５２に数値を表示する数値表示領域として、７セグメント式表示器を使用しており、流量等を数値で表示する。７セグメント式表示器には、検出した流量について、瞬時流量や積算流量等の数値を表示する。この図に示す表示画面５２は、７セグメント式表示器を２段備えており、積算流量と設定値とを同時に表示可能としている。ただ、７セグメント式表示器を１画面のみ設けて、積算流量や瞬時流量、設定値等の表示を切り替え可能としてもよい。さらに、ＬＥＤ等を使用したセグメント式の表示画面５２に代わって、液晶や有機ＥＬ等を使用した表示画面とすることも可能である。このように表示画面５２には、流量等の数値のみならず矢印等の図形やイメージを併せて、あるいは択一的に表示させることができ、検出した流量等の情報をユーザに視認しやすい形で表示できる。

また表示ユニット５０は、各種の設定を行う設定部８０として操作パネル５４を備えている。操作パネル５４は、各種の設定を行うためのキーやボタンを備えている。図２等の例では、表示画面５２に４桁の７セグメント式表示器を２段に配置し、さらに下方に操作パネル５４を設け、ボタン類を配置している。この設定部８０は、積算流量の初期値や所定のリセット値を設定するためのリセット設定部等として機能する。

なお、この例では表示画面５２を表示する表示回路に、検出回路３４及び励磁回路２４と接続されてこれらを制御する演算手段４０を組み込んでいる。ただ、演算手段を個別の部材で構成し、本体１１０内に組み込むことも可能であることは言うまでもない。また演算手段や検出回路、励磁回路等を統合することも可能である。

さらに表示ユニット５０は入力部を備えることもできる。入力部は、温度センサ等の外部機器からの入力信号や、積算値をリセットするためのリセット信号、各種設定情報等を入力するためのインターフェースである。入力部としては、データ通信可能な通信ユニットやＩ／Ｏ端子、メモリカード等が利用できる。また図１の例では、表示ユニット５０を本体１１０と別体としているが、表示ユニット５０を本体１１０に組み込んだ一体型とすることもできる。また、表示ユニットは、本体ケース１１０と固定する必要はなく、別の位置に表示ユニットを配置する分離型としてもよい。

この２線式電磁流量計は、伝送線ＤＬの電流値をアナログ出力として、測定された瞬時流量や積算流量等に応じたアナログ電流を出力できる。この例では、瞬時流量が０〜定格値の範囲で変化すると、４ｍＡ〜２０ｍＡの範囲でアナログ電流を出力する。このため出力部として、アナログ電流の電流出力回路１６を備える。アナログ電流は電圧信号に比べてノイズ耐性に優れており、これを外部に出力することで、データの記録や解析に利用できる。
（ブロック図）

次に２線式電磁流量計の構成を、図４のブロック図に基づいて説明する。この図に示すように、２線式電磁流量計１００は、被検出流体を通過させる測定管１０と、ポールピースの周囲に巻回され、測定管１０の外部から被検出流体に磁場を印加する励磁コイル２２と、励磁コイル２２で交番磁界を発生させるための励磁回路２４と、励磁コイル２２で発生される磁界中を被検出流体が通過して発生される起電力を検出するための電極３０と、電極３０を介して起電力を検出する検出回路３４と、励磁回路２４及び検出回路３４を駆動制御し、さらに検出された信号から流量を演算するための演算手段４０と、演算手段４０で演算された流量を表示する表示部５１とを備える。この演算手段４０は、流量検出手段を構成する本体ケース１１０で検出された被検出流体の流量に基づき、積算流量を演算可能な流量演算部として機能する。また演算手段４０は、流量演算値で演算された瞬時流量を加算あるいは積算して積算流量を保持するためのメモリ部４２を備えている。新たに測定された瞬時流量を順次積算流量に加算することで積算流量を更新し、更新された積算値をメモリ部４２に随時保持する。さらに必要に応じて、出力信号を出力するための出力部６０や、外部からのリセット信号等の各種入力信号を入力するための入力部７０、各種設定を行うための設定部８０等を設けてもよい。これら演算手段４０、表示部５１、出力部６０、入力部７０、設定部８０等は、表示ユニット５０として、本体ケース１１０と別部材のユニット状に構成される。
（測定管１０）

測定管１０は、管状の内部に被検出流体を通過させる絶縁性ライニングである。測定管１０には、被検出流体を通過させるパイプとしての優れた耐薬品性能と、コンデンサを構成するための電気的特性とが要求される。機械的特性の面からは、測定管１０は、被検出流体の圧力、温度変化による配管の伸縮に基づく引張又は圧縮の力を担う強度母体とし、かつそれに耐える所要の内径、肉厚、長さを有する剛構造部材とする。一方、電気的特性の面からは、測定管１０は非磁性の絶縁性部材として誘電体材料であることが望まれる。特に測定管１０の周囲に貼付される電極３０と被検出流体との静電容量結合を高めＳ／Ｎ比を改善するために、誘電率の高い材質で構成する。このような材質としてはセラミックスやプラスチックや、セラミックスを混入したＰＰＳ樹脂で構成できる。特に後者は、比較的強度があり、且つ成形精度と高誘電性を確保できる。ＰＰＳ樹脂は、耐油、耐薬品性等に優れる。また測定管１０の内面には必要に応じてライニングが施工される。

被検出流体は、水や非腐食性の液体であり、所定の導電率を備える液体である。非接液式の電磁流量計は、接液式の電磁流量計と異なり、電極３０を被検出流体に直接接触させないため、従来は使用できなかった電極を腐食するような液体であっても測定できる。また、測定管１０の材質を選択することによって、様々な被検出流体に対応できる。特に、測定精度等に対応して要求される誘電率と、被検出流体に対する耐性に応じて、測定管１０の材質を選択できる。特に本実施の形態に係る２線式電磁流量計は、測定管１０を本体１１０と別部材としているので、測定管１０のみを変更し、他の構成部品を共通化して様々な仕様の２線式電磁流量計を構成でき、製品仕込みの上で有利なものとなる。

測定管１０は、本体ケース１１０と別部材とする。これにより、測定管１０を構成する部材にはコンデンサに適した材質を選択できる。一方で本体１１０は、複雑な形状にも容易に成型可能な樹脂が使用できる。このように、測定管１０を本体１１０と別部材とすることにより、各々に適した部材で構成できる。特に測定管を構成する高誘電材料は一般に高価であるため、必要な部分のみを高価な部材で構成し、他の部材はより安価な材質として全体のコストを低減できる。また、２線式電磁流量計に要求される精度等に応じて、適切な材質の測定管１０を選定できる。さらに、口径の異なる測定管に交換することもできる。このように、２線式電磁流量計の検出目的や用途、求められる仕様やコストに応じて、適切な材質の測定管を選定することができる。また、複数の測定管を一の２線式電磁流量計にセット可能とすることで、多品種の２線式電磁流量計の部材を共通化して、安価に提供できる。
（電極３０）

測定管１０の周囲には電極３０が配置される。電極３０は、ポリイミド等の絶縁テープに銅箔をコーティングしたものが使用できる。この電極３０は、円筒状の測定管１０の外周に沿うように湾曲された面状の導電体であり、一対の電極３０を測定管１０を挟んで対向するように配置する。このように一対の電極３０と被検出流体との静電結合により、流体中に発生した起電力を測定管１０から外部に取り出して、流量を検出できる。各電極３０は、測定管１０の外周に隙間なく貼付される。貼付にはテープや接着剤等が利用できる。電極３０は、好ましくは可撓性部材で構成することにより、測定管１０の外面に隙間なく固定できる。

また面状の導電体である電極の腐食や結露による一対の電極間の導通を防止するために、導電体は絶縁層で被覆することが好ましい。なおこの例では一対の電極を使用したが、２組以上の電極を使用することも可能である。複数組の電極を使用する場合、各電極で検出する電界が磁界と直交するように、電極の位置は調整される。

この２線式電磁流量計１００の動作原理を、図４に基づいて説明する。被検出流体を導く測定管１０は、測定管１０の左右に配置された一対の励磁コイル２２により発生し、ポールピースに導かれたほぼ平行な磁界と直交するよう配置されている。また、測定管１０の上下面に対向して配置された一対の電極３０は、励磁コイル２２で発生される磁界及び被検出流体の通過方向と直交する方向に発生する起電力を検出するよう配置されている。この構成において、測定管１０内に被検出流体が流れる、すなわち磁界と直交する方向に導電性流体が移動すると、ファラデーの電磁誘導の法則に従い被検出流体中には、その移動速度（流速）に比例した起電力が発生する。このとき起電力はファラデーの法則により磁束密度、流速及び測定管径の積に比例する。電極３０は、誘導体からなる測定管１０の管壁を介して被検出流体と対向し、静電容量結合されており、流体内部に発生した起電力を電気的に取り出す働きをする。取り出された起電力は、演算手段４０に伝達され、流量信号に変換されて表示部５１に表示され、あるいは電気信号として出力される。

この２線式電磁流量計は、一対の励磁コイル２２を離間して配置し、励磁回路２４で励磁コイル２２に通電して励磁して、励磁コイル間に磁界を生じさせる。これにより、測定管１０に対して、被検出流体として導電率を有する液体を流すと、液体の運動方向と直交する方向に起電力を生じさせる。なお図４の例では、励磁コイル２２を２つ使用し、測定管１０の左右に設けているが、励磁コイルを一とすることもできる。

出力部６０は積算値出力部や瞬時値出力部として機能できる。なお出力部は、上記の制御出力、アナログ出力、タイムアウト出力のいずれかを省略したり、あるいはさらに別の出力端子を備えてもよい。さらに、各出力端子の出力状態を示す出力表示灯を設けてもよい。

次に図５に基づいて、２線式電磁流量計の動作の詳細について説明する。この図に示す２線式電磁流量計１００は、測定管１０と、電極３０と、励磁コイル２２と、励磁コイル２２を励磁するための励磁回路２４と、電極３０で検出されるアナログ信号を検出する検出回路３４と、検出回路３４で検出されたアナログ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器３８と、演算手段４０と、制御信号絶縁回路１２と、電源部１４とを備える。上述した部材と同一名称の部材は基本的に同一のものが利用できるため、詳細説明を省略する。また励磁コイル２２は、説明を簡略化するため一のみ図示しているが、上記と同様１対もしくはそれ以上を使用できることは言うまでもない。

電源部１４の変圧器２０の２次側出力には、電源部１４からの電荷をチャージするチャージ手段としてチャージコンデンサＣ_Cが並列に接続されている。さらに電源部１４は、演算手段４０からの電源制御信号に基づいて、伝送線ＤＬを通電する１次側入力電流値（出力電流Ｉ_O）を制御可能な電流出力回路１６と、電流出力回路１６で制御され該伝送線ＤＬから供給される１次側入力電流の直流電力を所定の電力に変換して２次側に出力可能なスイッチング回路１８とを備える。これにより、スイッチング回路１８によって１次側と絶縁された２次側の出力電流Ｉ_Oを任意に設定でき、従来の２線式電磁流量計のように励磁コイル２２の励磁電流Ｉ_Eを出力電流Ｉ_O以下とする制約を受けることなく、より高い励磁電流Ｉ_Eを供給できるため、高い電圧信号を得ることが可能となり、正確な流量検出が実現できる。
（電源部１４）

電源部１４は、外部電源に対する２本の伝送線ＤＬと接続されている。この電源部１４は、２本の伝送線ＤＬを接続可能な１次側入力と、１次側入力と絶縁された２次側出力とを備える。電源部１４は、伝送線ＤＬから供給される直流電力を所定の電力に変換して２次側出力から出力する。電源部１４の２次側出力には、励磁回路２４、検出回路３４等が接続される。すなわち、電源部１４により励磁回路２４や検出回路３４は、１次側入力側に配置された電流出力回路１６と絶縁されており、電源部１４で絶縁回路を兼用できる。

２本の伝送線ＤＬは、図５に示すようにＨＩＧＨ側の第１電源ラインと、ＬＯＷ側の第１コモンラインとの対で構成される。２線式とすることで、数ｋｍといった遠距離に電磁流量計を配置することも可能となる。

電源部１４の２次側には、被検出流体を通過させる測定管１０と、ポールピースの周囲に巻回され、測定管１０の外部から被検出流体に磁場を印加する励磁コイル２２と、励磁コイル２２で交番磁界を発生させるための励磁回路２４と、励磁コイル２２で発生される磁界中を被検出流体が通過して発生される起電力を検出するための電極３０と、電極３０を介して起電力を検出する検出回路３４と、検出回路３４で得られたアナログ信号をデジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器３８と、Ａ／Ｄ変換器３８のデジタル信号を入力して、検出された信号から流量に対応する１次側入力電流値となるよう、電源部１４に対して電源制御信号を送出するための演算手段４０が配置される。

電源部１４は、外部電源から伝送線ＤＬを介して供給される電力をＤＣ／ＤＣ変換する絶縁型スイッチング電源であり、出力電流検出抵抗Ｒ_oと、電流出力回路１６と、スイッチング回路１８で構成される。電流出力回路１６は、演算手段４０からの電源制御信号に基づいて、伝送線ＤＬを通電する１次側入力電流値を制御する。またスイッチング回路１８は、スイッチング制御回路１９と変圧器２０を含み、電流出力回路１６で制御され該伝送線ＤＬから供給される１次側入力電流から得られる直流電圧を所定の電圧にＤＣ／ＤＣ変換回路１７でＤＣ／ＤＣ変換して、変圧器２０の２次側に出力する。これにより、２次側に接続された励磁回路２４および演算手段４０、検出回路３４等の駆動電力が供給される。特に図５に示す電源部１４は、変圧器２０の２次側出力として、励磁回路２４と接続する励磁回路用出力と、演算手段４０と接続する演算手段用出力とを個別に設けている。これにより、１次側巻き線に対する巻数を調整し、励磁回路２４及び演算手段４０の駆動に必要な電力に個別に調整できる。ただ、２次側出力を共通として、励磁回路２４と演算手段４０とを回路上で並列に接続して駆動させる構成としてもよい。この場合は、同一の第２電源ラインに励磁回路２４と演算手段４０を接続するため、同じ電位で両部材が駆動できるような設計としたり、抵抗で分圧する等の方法が利用できる。

またＤＣ／ＤＣ変換回路１７を使用して必要最小限度の出力電圧を生成し、電力損失の極めて少ない励磁回路２４を構成できる。特にＤＣ／ＤＣ変換回路１７は、スイッチング動作する降圧コンバータであり、電圧変換する際の電力損失が少なく、電力損失を極減できる利点が得られる。

この構成は、従来の２線式電磁流量計のように１次側にＣＰＵ等の演算手段４０や励磁回路２４、アナログ信号増幅回路等の検出回路３４を配置する構成と異なり、これらを２次側、すなわち入力電流と絶縁された励磁コイル２２側に配置することで、様々な利点を有する。具体的には、アナログ信号増幅回路で検出された起電力を、絶縁することなく流量アナログ信号としてそのままＣＰＵに入力できる。よって、従来は必要とされていたこの間の絶縁回路が不要となり、また絶縁によって生じていた信号化けの問題も回避できる。

また、従来より必要であったアナログ信号検出回路用の絶縁電源と、励磁回路用の電源とを一体に統合した電源部１４とすることで、電源回路の個数を低減できる。換言すると、本質的に必要となるアナログ信号増幅回路用の絶縁電源を励磁回路用にも共用することで、電源回路数を少なくした構成に簡素化できる。

さらに励磁回路２４とＣＰＵとの間でも絶縁が不要となり、励磁回路２４の駆動制御を行う励磁制御信号をＣＰＵから直接出力できる。よって、この構成では絶縁回路は、ＣＰＵと電源部１４の電流出力回路１６との間でコモン電位（グラウンド）を分離する制御信号絶縁回路１２のみで足りる。このように絶縁回路の数を低減できる点においても、回路構成を一層簡素化できる。

さらにまた、図５の構成で変圧器２０の１次側に存在するのは、スイッチング回路１８と電流出力回路１６のみであるため、入力側の外部電源に対して幅広い範囲の電源電圧に対応できる利点も得られる。例えば、外部電源の電圧が低い場合でも、スイッチング回路１８のデューティ比を大きくしたり、変圧器２０の巻き数を大きくすることで２次側の電圧を昇圧できる。よって、例えば励磁回路２４の駆動に要する電圧が外部電源電圧よりも高いような、従来では動作させることが困難であった場合でも、本実施の形態によれば絶縁型スイッチング電源によって昇圧して動作させることができる。

加えて、間欠励磁方式で励磁する場合の回路構成が簡単になる利点も得られる。すなわち、１次側に励磁回路を配置した従来の２線式電磁流量計で励磁電流を増やそうとすれば、連続励磁でなく間欠励磁を行うことが考えられる。この場合は、流量に応じた１次側入力電流値の変動が大きいため、励磁回路での消費電流の変動も大きくなり、出力電流を一定に保つために大容量のコンデンサが必要になったり、電流出力回路の負担が大きくなる問題があった。これに対して図５の構成では、１次側に消費電流の変動が大きい回路がないため、内部の消費電力が変動しても出力電流Ｉ_Oの変動が大きくなったり、出力電流Ｉ_Oの変動を抑えるために大容量のコンデンサを設ける必要がない。よって２次側平滑化部分に大容量のチャージコンデンサＣ_Cを用い、そのチャージ電荷量をモニタすることで、励磁に必要な電荷が蓄えられたタイミングで励磁を行い、無駄のない高効率な間欠励磁が可能となる（詳細は後述）。このように、励磁電流を増やすために間欠励磁方式の回路とする場合の回路構成を非常に簡素化でき、電流を無駄にする部分がなく高効率にできる利点が得られる。
（電流出力回路１６）

電流出力回路１６は、図５に示すように２本の伝送線ＤＬの間、すなわちＨＩＧＨ側の第１電源ラインとＬＯＷ側の第１コモンラインとの間で、スイッチング回路１８と並列に接続されている。このような電流出力回路１６の回路例を、図６に示す。この図に示す電流出力回路１６は、ローパスフィルタＬＰＦと、演算増幅器１６２と、加算器１６４と、出力電流調整回路１６６を直列に接続している。また出力電流調整回路１６６は演算増幅器１６７とトランジスタ１６８、抵抗で構成され、演算増幅器１６７の＋入力端子をグランドとし、出力をトランジスタ１６８のベース側に接続している。トランジスタ１６８のエミッタを第１コモンラインに接地し、第１コモンラインで出力電流検出抵抗Ｒ_oと接続される。出力電流検出抵抗Ｒ_oは、第１コモンラインを通じて外部電源に返される出力電流Ｉ_Oを出力電流検出電圧Ｖ_o（負電圧）に変換する。よってＶ_o＝−Ｉ_OＲ_oの関係が成立する。

この電流出力回路１６の動作を図６に基づいて説明する。まず演算手段（図６に図示せず）が電源制御信号として出力電流指示信号をＰＷＭ方式で、制御信号絶縁回路１２を介して電流出力回路１６に送る。電流出力回路１６は、そのＰＷＭ信号をローパスフィルタＬＰＦと演算増幅器１６２で出力電流指示電圧Ｖ_pに変換する。さらに加算器１６４と出力電流調整回路１６６で、出力電流Ｉ_Oを指示された電流値に調整する。ここでは、加算器１６４と出力電流調整回路１６６はＶ_p／Ｒ₁＋Ｖ_o／Ｒ₂＝０となるように動作する。上式において、Ｖ_o＝−Ｉ_oＲ_oであるから、Ｉ_o＝−Ｖ_o／Ｒ_o＝｛Ｒ₂／（Ｒ_oＲ₁）｝×Ｖ_pとなる。
（スイッチング回路１８）

図５の電源部１４のスイッチング回路１８は、スイッチング制御回路１９と変圧器２０で構成される。スイッチング制御回路１９の回路例を図７に示す。この図に示すスイッチング制御回路１９は、変圧器２０の１次側に並列に接続された平滑コンデンサＣ_S1と、平滑コンデンサＣ_S1と変圧器２０の間で第１コモンライン側に接続されたスイッチング素子１８１と、スイッチング素子１８１に接続された発振回路１８２とを備える。スイッチング素子１８１にはパワーＭＯＳＦＥＴ等が使用できる。発振回路１８２は、演算増幅器と抵抗とコンデンサで構成される。このスイッチング回路１８は発振回路１８２で駆動パルスを生成し、この駆動パルスをトランジスタＴｒのゲートに入力してＯＮ／ＯＦＦスイッチングすることで変圧器２０を駆動し、２次側の出力を調整する。このようにスイッチング制御回路１９でスイッチング素子１８１を駆動して電力をＯＮ／ＯＦＦ制御し、出力を安定化させる電源部１４は、小型、軽量に構成できる。
（測定管１０）

測定管１０は被検出流体を通過させる流路を構成する。この測定管１０の流路と直交するように、一対の励磁コイル２２及び電極３０が各々配置される。励磁コイル２２と電極３０は、間に測定管１０を挟むように一対の励磁コイル２２及び電極３０が互いに対向姿勢で固定される。また電極３０は、測定管１０の外部に固定され、被検出流体と隔離されて接触しない。これら励磁コイル２２、電極３０、測定管１０とが相互に直交するように配置されることで、上述の通り起電力が発生し流量の検出が可能となる。検出回路３４は、電極３０で検出された起電力の電圧信号を検出する。
（演算手段４０）

演算手段４０は、検出回路３４で検出された電圧信号に基づいて、測定管１０の流路を通過する被検出流体の流量を演算する。また演算手段４０は、励磁回路２４の駆動状態を制御するための励磁制御信号を励磁回路２４に出力し、さらに電源部１４の駆動状態を制御する電源制御信号を電源部１４に出力する。これらの信号によって演算手段４０は、演算された被検出流体の流量に応じて電源部１４の１次側入力に供給される伝送線ＤＬからの電流量を制御する。この演算手段４０は、ＣＰＵ等で構成される。
（制御信号絶縁回路１２）

制御信号絶縁回路１２は、１次側入力と演算手段４０との間のコモン電位を分離しつつ、演算手段４０から電源部１４への電源制御信号を送出する。一方で演算手段４０が、電源部１４の２次側出力に配置されているので、検出回路３４の出力側に接続できる。これにより、励磁回路２４と演算手段４０を２次側出力に配置して、伝送線ＤＬのある１次側入力と絶縁できるため、従来必要であった検出回路３４と演算手段４０との間の絶縁回路を不要にできる。また演算手段４０を電源部１４とコモン電位を絶縁した状態で、信頼性高く演算手段４０から電源部１４を制御できる。さらに絶縁すべき箇所を低減できるので、必要な絶縁回路の数も低減できる。
（検出回路３４）

図５に示す検出回路３４は、電極３０で検出される電圧信号を増幅するアナログ信号増幅回路で構成される。アナログ信号増幅回路は、各電極３０に各々接続されるバッファ回路３４１と、バッファ回路３４１の出力を入力する差動増幅器３４２と、差動増幅器３４２の出力を入力する増幅器３４３を備える。バッファ回路３４１は、電極３０で検出された信号を増幅するプリアンプを構成する。２線式電磁流量計においては、電極３０と被検出流体との静電容量結合が一般に数十ｐＦ程度と小さいため、電気信号を通すためのフィルタを設ける際の抵抗のインピーダンスが極めて高くなる。このため、各電極３０にバッファ回路３４１を接続してインピーダンスを下げている。各電極３０で検出された電気信号は、バッファ回路３４１を介して差動増幅器３４２の入力に各々入力され、差分を増幅器３４３で増幅された後、Ａ／Ｄ変換器３８を介して演算手段４０に出力される。なおアナログ信号増幅回路には、演算手段４０から周期的に送られるリセット信号を受けて検出された電圧をリセットするための回路として、周期性リセット回路を必要に応じて設けてもよい。
（励磁回路２４）

励磁コイル２２を励磁して交番磁界を発生させるためには、励磁回路２４を利用する。電源部１４は、励磁回路２４を駆動するための定電圧電源として、低電圧Ｖ_Lと高電圧Ｖ_Hを備えている。励磁回路２４は、励磁コイル２２に励磁極性切替回路を介して、定電圧電源の低電圧Ｖ_L、高電圧Ｖ_Hと励磁定電流回路２９（後述）を接続している。低電圧Ｖ_L、高電圧Ｖ_Hから供給される直流定電圧により、励磁定電流回路２９で定電流を発生させると共に、ブリッジ状にスイッチを接続した励磁極性切替回路でスイッチングして交流化し、励磁コイル２２に交流電流を通電する。

励磁回路２４は、電源部１４の２次側出力の第２電源ラインに接続される。図８に、励磁回路２４の一例を示す。この図に示す励磁回路２４は、ブリッジ状に接続されたトランジスタＴｒ１〜４と、ブリッジの中央に接続された励磁コイル２２と、励磁コイル２２に通電されるコイル電流Ｉ_Lを一定値とするための励磁定電流回路２９とを備える。ここで、コイル電流Ｉ_Lとは、励磁コイル２２に通電される電流であって交番電流であり、励磁電流Ｉ_Eとは励磁コイル２２からブリッジ回路を経て励磁定電流回路２９に通電される電流であり、直流電流である。すなわち励磁電流Ｉ_Eはコイル電流Ｉ_Lの絶対値と等しい。なお図８では、説明のため励磁コイル２２はブリッジの中央に配置しているが、実際の装置では図５に示すように励磁コイル２２は測定管１０の近傍に配置される。
（励磁定電流回路２９）

励磁定電流回路２９は、トランジスタＴｒ₅と、演算増幅器Ａ₂と、基準電圧Ｖ_ref1と、励磁電流検出抵抗Ｒ_Eで構成される。演算増幅器Ａ₂の反転入力（−）は励磁電流検出抵抗Ｒ_Eと、非反転入力（＋）は基準電圧Ｖ_ref1と、それぞれ接続され、また出力側はトランジスタＴｒ₅のゲートに入力されている。この励磁定電流回路２９では、励磁電流検出抵抗Ｒ_Eで励磁電流Ｉ_Eを検出し、これを励磁電流検出電圧Ｖ_REに変換して演算増幅器Ａ₂の反転入力（−）に入力している。この励磁電流検出電圧Ｖ_REが基準電圧Ｖ_ref1と等しくなるよう、演算増幅器Ａ₂がトランジスタＴｒ₅を制御する。すなわち励磁電流検出電圧Ｖ_REと基準電圧Ｖ_ref1との差分がトランジスタＴｒ₅のゲートに入力され、トランジスタＴｒ₅の出力を調整することで、励磁電流Ｉ_Eを調整するフィードバック制御を行っている。またブリッジトランジスタＴｒ₁〜Ｔｒ₄のゲートは、それぞれ演算手段４０に接続されており（図８に図示せず）、演算手段４０から送られる励磁制御信号として励磁タイミング信号Ｓ_ETにより、各ブリッジトランジスタＴｒ₁〜Ｔｒ₄がＯＮ／ＯＦＦ駆動される。演算手段４０は、励磁タイミング信号Ｓ_ETによりブリッジトランジスタＴｒ₁〜Ｔｒ₄で励磁コイル２２にコイル電流Ｉ_Lを流すタイミングを制御する。そして励磁電流検出電圧Ｖ_REが基準電圧Ｖ_ref1と等しくなるよう、演算増幅器Ａ₂がトランジスタＴｒ₅を制御することで、励磁電流Ｉ_Eを定電流とする。

図９に、励磁コイル２２に流れるコイル電流Ｉ_L及び励磁電流Ｉ_Eの波形パターンの一例を示す。図９において（ａ）はブリッジトランジスタＴｒ₁、Ｔｒ₄、（ｂ）はブリッジトランジスタＴｒ₂、Ｔｒ₃、（ｃ）はコイル電流Ｉ_L、（ｄ）は励磁電流Ｉ_Eの波形パターンをそれぞれ示している。この図に示すように、ブリッジ状に配置した図８のブリッジトランジスタＴｒ₁、Ｔｒ₄及びＴｒ₂、Ｔｒ₃を交互にＯＮ／ＯＦＦすることで、励磁コイル２２を流れるコイル電流Ｉ_Lの向きを図８に示すＡ、Ｂの方向に変化させ、交番磁界を生成できる。これにより直流の励磁電流Ｉ_Eから交流のコイル電流Ｉ_Lを得ることができる。

なお一般に、励磁コイルには電圧を印加しても直ちにはコイル電流が流れず、これが定電流域に達するまでにある程度の時間を要する。よって、図９に示すように、コイル電流Ｉ_Lの向きを切り替える際にはなだらかな電流変化が生じる。この部分を改善するためには、励磁コイル２２にコイル電流Ｉ_Lを通電する際には励磁コイル２２に高電圧Ｖ_Hを印加し、定電流になった後には低電圧Ｖ_Lに切り替えるよう、図８に示す第２電源ラインを切替制御することが好ましい（詳細は後述）。
（実施例２）

以上の図５では、電源部１４の２次側出力に励磁回路２４と演算手段４０を並列に接続する例を説明した。ただ、この構成に限られず、２次側に配置した励磁回路２４及びその他の回路は、直列接続とすることもできる。このような回路例を、実施例２に係る２線式電磁流量計２００として図１０に示す。この図に示す２線式電磁流量計２００も、１次側は図５と同様の構成が利用できる。また２次側の部材も、図５と同様の部材が利用できるため、これらの詳細説明を省略する。図１０の２線式電磁流量計２００は、電源部１４の２次側出力の第２電源ラインである励磁回路電源ラインに励磁回路２４を接続する。さらに励磁回路２４と直列に演算手段４０及びＡ／Ｄ変換器３８を接続した上で、２次側出力の回路コモンラインと接続している。また演算手段４０とＡ／Ｄ変換器３８とは並列とし、励磁回路２４を経て励磁回路コモンラインと接続される。よって励磁回路コモンラインが、演算手段４０やＡ／Ｄ変換器３８等、励磁回路以外の回路電源ラインとなる。

ただこの構成では、演算手段４０等励磁回路以外の回路コモンラインと、励磁回路コモンラインが異なることになる。このため、演算手段４０から励磁回路２４に送出する励磁制御信号すなわち励磁タイミング信号Ｓ_ETのレベルが異なるため、これらの間を回路上絶縁する必要がある。このため、励磁回路２４と演算手段４０との間の励磁タイミング信号線に、励磁信号絶縁回路１２Ｂを設けている。
（電源部１４）

次に、電源部１４の構成例を図１１に基づいて説明する。この図に示す２線式電磁流量計は、電源部１４の２次側出力の構成を簡素化して図示している。ここでは絶縁型スイッチング電源として、ＤＣ／ＤＣ変換回路１７と、電流出力回路１６が統合されており、２次側出力と出力電流Ｉ_Oが調整される。この図に示す電源部１４は、スイッチング素子１８１と、スイッチング素子１８１のＯＮ／ＯＦＦを制御する発振回路１８２と、出力電流検出抵抗Ｒ_oと、変圧器２０と、平滑コンデンサＣ_S1を備える。この電源部１４は、スイッチング素子１８１を用いてスイッチング動作を行い、これを平滑コンデンサＣ_S1で平滑化する。スイッチング素子１８１はＭＯＳＦＥＴ等のパワートランジスタＴｒが利用できる。発振回路１８２は、発振周波数とデューティを調整して、スイッチング素子１８１のスイッチングパターンを変化させることができる。発振回路１８２でスイッチング素子１８１のスイッチングパターンを変化させることで、出力電流Ｉ_Oを調節する。

この電源部１４は、従来のように回路内部で消費し切れない余剰電流をトランジスタに通電して熱として消費することで帳尻を合わせる構成としない。これに代わって、指示された出力電流Ｉ_Oになるよう、発振回路１８２がトランジスタＴｒのデューティを調整し、スイッチング電源の２次側に送出する電力を可変にすることで、出力電流Ｉ_Oを調整している。これにより、電源電圧、出力電流Ｉ_Oの変動に強く、広い電源電圧・出力電流で高効率に維持できる。特に、どのような電源電圧あるいは出力電流であっても、最大限スイッチング電源で２次側に電力を送出するようにＤＣ／ＤＣ変換させるため、余分な電力等が発生せず、熱として消費させる必要がない利点が得られる。また電源電圧が上昇した場合であっても、その上昇分の電力を無駄に消費することなく内部回路で有効活用できる利点は、他の回路形式では得られない優れた特長である。また２線式電磁流量計の場合、最も消費電力が大きいのは励磁回路であるため、励磁電流を一定にして間欠励磁を行う場合（後述）や、励磁電流を動的に変化させる場合の回路構成においても、高効率な動作が実現できる。

なお、図１１の例では変圧器を用いた絶縁型スイッチング電源を説明したが、これに限定されるものでなく、例えば変圧器を使用しない非絶縁型の電源でも利用できる。このような２線式電磁流量計を変形例として図１２に示す。この図に示す２線式電磁流量計の電源部は、平滑コンデンサＣ_S1と、スイッチング素子１８１Ｂと、コイルＬと、チャージコンデンサＣ_Cと、発振回路１８２Ｂとを備える。この２線式電磁流量計の回路動作は、上述した絶縁型スイッチング電源とほぼ同じであり、出力電流Ｉ_Oが出力電流指示信号で指示された値になるよう発振回路１８２Ｂを動作させることで、出力電流Ｉ_Oを調整する。

次に、発振回路１８２を用いて、トランジスタＴｒのスイッチング速度を変化させる様子を、図１３〜図１６の波形パターンに基づいて説明する。これらの図において、図１３は出力電流Ｉ_Oを小さくする場合の動作、図１４は出力電流Ｉ_Oを大きくする場合の動作、図１５は電源電圧が上がった場合の動作、図１６は下がった場合の動作を、それぞれ示している。また各図において、Ｖ_AI3は図１１に示すトランジスタＴｒのゲート電圧、Ｖ_T1は同じく変圧器２０の１次側電圧を、それぞれ示している。

まず、出力電流Ｉ_Oを小さくする場合は、演算手段４０から出力される出力電量指示信号としての出力電流指示電圧Ｖ_IOを低くする。充電時間Ｔ_onを一定とした場合、Ｖ_AI3の休止時間のみが長くなってデューティが相対的に小さくなるため、トランジスタＴｒのスイッチングデューティが小さくなり、出力電流Ｉ_Oは減少する。

一方、出力電流Ｉ_Oを大きくする場合は、出力電流指示電圧Ｖ_IOを高くする。すると図１４に示すようにＶ_AI3のデューティが大きくなるため、トランジスタＴｒのスイッチングデューティが大きくなり、出力電流Ｉ_Oは増加する。

このように、変圧器２０の１次側をスイッチングするデューティ比を変化させることで、出力電流Ｉ_Oを変化させている。なお、出力電流を変化させる方式はこの構成に限られず、例えばスイッチングの周波数を変化させることでも同様の変化を実現できる。

またスイッチング電源は、外部電源の電源電圧が変動しても安定した出力を維持する安定化電源としても機能する。例えば、図１５に示すように電源電圧が上がると、変圧器２０の１次側電圧Ｖ_T1も増加し、振幅値が大きくなる。この場合は、１回の変圧器２０のスイッチングで伝送できる電力が増加する。いいかえると、１回の変圧器２０のスイッチングでの消費電流が増加することになる。そこで、変圧器２０をスイッチングするオフ時間Ｔ_offを長くするように発振回路１８２が働くことで、相対的に電流を低下させ、出力電流Ｉ_Oを指示値に維持することができる。

逆に電源電圧が低下した場合は、１回の変圧器２０のスイッチングで伝送できる電力が減少することになる。いいかえると、１回の変圧器２０のスイッチングでの消費電流が減少する。このため、図１６に示すように変圧器２０のスイッチングのオフ時間Ｔ_offを短くするように発振回路１８２が働くことで、相対的にオン時間を長く、すなわち電流値を大きくして、出力電流Ｉ_Oを指示値に維持することができる。

このように、出力電流Ｉ_Oを所望の指示値に維持するように、スイッチングのデューティや周波数を変化させる方式を採用することで、電源電圧が変化した場合でもスイッチング電源がその変化分に対応して出力電流Ｉ_Oを一定に維持することができ、出力の安定化と信頼性の向上が図られる。これによりスイッチング電源は、現在供給されている電源電圧や、現在出力する出力電流Ｉ_Oにおける最大限のスイッチングを行い、常時スイッチング電源の出力側に高効率に電力伝送ができる利点が得られる。

以上のように、検出された流量に応じて決定される出力電流値となるように発振回路１８２がスイッチングを行っているため、無駄な消費電流を排除して、指示された出力電流値で効率よくスイッチングを行うことができる。このため、従来の方式と比べて、電力を熱に変換して消費させる部分がなく、効率面で優れる。特に２線式の電磁流量計は元来利用可能な電力が少ないため、この特長は有益である。また電源電圧の変動に強い利点も得られ、電源電圧が変動しても、その電源電圧で指示電流値になるようにスイッチングのデューティが調整できる。
（余剰電流調整回路１８５）

なお、デューティや周波数を可変としたスイッチング電源においても、変動できる消費電力には制限がある。すなわち、スイッチング電源で伝送できる消費電力が上限に達すると、残りの電力を消費することができない。そこで、このような場合にも対応できるよう、余剰の電流を消費するための余剰電流調整回路を付加した２線式電磁流量計の例を、変形例として図１７に示す。この２線式電磁流量計は、絶縁型スイッチング電源としてＤＣ／ＤＣ変換回路１７と、デューティ調整回路を含む発振回路１８２と、トランジスタＴｒ₆と抵抗で構成される余剰電流調整回路１８５と、トランジスタＴｒ₆を制御するトランジスタ制御回路１８４と、出力電流検出抵抗Ｒ_oと、制御信号絶縁回路１２とを備える。この図に示す２線式電磁流量計は、上述したスイッチング電源に、従来と同様の電流出力回路１６Ｂを併用している。すなわち、スイッチング電源で伝送できる消費電力が上限に達した場合に、余剰分の電流をトランジスタＴｒ₆に通電して消費するため余剰電流調整回路１８５を、変圧器２０の１次側に設けている。また余剰電流調整回路１８５は、スイッチング電源の出力側に配置することもできる。図１８に、流量と出力電流Ｉ_Oの関係を示したグラフを示す。この図に示すように、出力電流Ｉ_Oを４ｍＡから２０ｍＡの範囲で変化させる際、電流値がスイッチング電源で伝送できる上限までの範囲では、スイッチング電源で伝送し、回路内部で電流を消費する。一方、図１８にクロスハッチングで示すスイッチング電源伝送上限以上の範囲では、余剰分の電流を余剰電流調整回路１８５にて消費する。すなわちトランジスタＴｒ₆をＯＮとし、抵抗とトランジスタＴｒ₆で余剰分を消費する。
（実施例３ 間欠励磁を行う励磁回路）

さらに、スイッチング電源の出力側に、電力可変とした励磁回路を用いることもできる。このような励磁回路を用いた２線式電磁流量計を実施例３として図１９に示す。この図に示す２線式電磁流量計３００は、ＤＣ／ＤＣ変換回路１７を含む電源部１４と、電源部１４の２次側に接続される励磁回路２４と、励磁回路２４に供給するチャージ電圧Ｖ_cをモニタするチャージ電荷モニタ回路２６と、チャージ電荷モニタ回路２６からチャージ完了信号を受信して励磁回路２４の励磁開始を指示する励磁タイミング信号Ｓ_ETを励磁回路２４に出力するための演算手段４０と、演算手段４０への電源供給と信号増幅を行うための定電圧電源２５と、測定管１０と、電極３０と、検出回路３４と、Ａ／Ｄ変換器３８とを備える。各部材の内、上述した部材と同一名称の部材は、基本的に上記実施例のものと同様であり、詳細説明を省略する。

この励磁回路２４は、励磁コイル２２を励磁するためのコイル電流Ｉ_Lをほぼ一定に維持している。従来の電磁流量計のようにコイル電流を変更すると、信号の直線性が悪くなることがあるが、コイル電流を変化させず適切な値で一定に保つことにより、直線性を高め高精度な流量検出が実現できる。また、出力電流値を一定にする場合は、その値の設定が重要となる。すなわち電流値を低く設定すると、該低い電流値で励磁コイルを励磁できるように励磁回路を設計する必要があるが、この設計において出力電流値が高い場合は、励磁回路で消費されない電流が増えて熱等で無駄に消費されることとなる。そこで本実施例においては、電流値を最低の電流値に設定せず、これよりも高い電流値としている。この場合、電流値が低い流量範囲では励磁できないので、この範囲では励磁を一時的に休止する間欠励磁を行っている。具体的な電流値の設定は、流量５０％での電流値に設定している（出力電流Ｉ_Oの範囲が４−２０ｍＡの場合は１２ｍＡ）。これにより、５０％以上の電流範囲では連続励磁を行え、高精度の流量検出を安定して行える。また５０％以下の電流範囲では、上記の通り間欠励磁を行うことで、コイル電流Ｉ_Lを一定値に維持している。さらに、５０％以上の領域においても余剰電流を捨てることなく、後述する励磁コイル２２の立ち上がり電圧（高電圧Ｖ_H）の充電に利用して立ち上がり特性を改善している。

間欠励磁の実行中は、励磁の休止期間中に、回路の駆動に必要な電力を超える電力を蓄えておき、励磁可能な電力が得られた時点で休止期間から励磁期間に移行し、励磁を開始する。また励磁開始後、電力が消費されて励磁の継続が不能となった時点で、再び励磁期間から休止期間に移行して放電から充電に切り替える。具体的には、励磁電流がＯＦＦされたタイミングで、電力のチャージコンデンサへのチャージを開始する。図１９の例では、励磁回路２４と並列に、定電圧電源２５とチャージ電荷モニタ回路２６とが接続される。定電圧電源２５は電源部１４から受けた電力をＤＣ／ＤＣ変換して、演算手段４０を駆動する電圧値に調整して供給する。一方チャージ電荷モニタ回路２６は、励磁回路２４にコイル電流Ｉ_Lを供給するために必要な電圧をモニタする。具体的には、間欠励磁の際に励磁回路２４からチャージ電荷モニタ回路２６にチャージ電圧指示信号が指示されると、チャージコンデンサＣ_Cへのチャージを開始して、所定の電圧がチャージされた時点で励磁回路２４に対しチャージ電圧Ｖ_cを供給する。

次に、このような励磁回路を構成した２線式電磁流量計を図２０に示す。この図に示す２線式電磁流量計は、電源部１４の２次側部分の励磁回路２４及びその周辺回路を示している。この２線式電磁流量計は、スイッチング制御回路１９と、変圧器２０と、チャージ手段として、電源回路の２次側で励磁コイル２２を励磁する電圧を生成するチャージコンデンサＣ_Cと、チャージコンデンサＣ_Cに蓄えられたチャージ電荷をモニタするチャージ電荷モニタ回路２６と、チャージ電荷モニタ回路２６のモニタ結果に基づいて励磁のタイミングを指示する励磁タイミング信号Ｓ_ETを送出する演算手段４０と、励磁回路２４として、励磁コイル２２と、励磁コイル２２の励磁の極性を切り替える励磁極性切替回路２８と、励磁コイル２２に流れるコイル電流Ｉ_Lを一定に維持する励磁定電流回路２９と、残留電圧検出回路１８０とを備える。

図２０の回路では、スイッチング電源である電源部１４の２次側に、チャージ電荷モニタ回路２６を用いた励磁回路２４を備えており、間欠励磁を行う。チャージ電荷モニタ回路２６は励磁休止期間中に電源部１４からチャージコンデンサＣ_Cにチャージされる電荷をモニタし、規定の電力がチャージできた時点で、演算手段４０に対しチャージ完了信号ＣＨＧ＿ＣＯＭＰを送出する。演算手段４０は、チャージ完了信号ＣＨＧ＿ＣＯＭＰを受領すると、ブリッジ状の励磁極性切替回路２８を構成する各ブリッジスイッチＳＷ_B1〜ＳＷ_B4に励磁タイミング信号Ｓ_ETを送り、励磁を開始する。

また一方で演算手段４０は、残留電圧検出タイミング信号Ｓ_RVを残留電圧検出回路１８０に送出し、励磁コイル２２の残留電圧を一定に維持する。励磁定電流回路２９には、トランジスタＴｒ₅と励磁電流検出抵抗Ｒ_Eの電圧降下により残留電圧が生じる。特にトランジスタＴｒ₅の電圧降下分は電力損失となって発熱の原因となる。この残留電圧を残留電圧検出回路１８０で検出して、残留電圧が小さくなるように制御する。

このようにして残留電圧検出回路１８０は、励磁定電流回路２９内の消費電流が少なくなるようにチャージ電圧Ｖ_cを指示するチャージ電圧指示信号をチャージ電荷モニタ回路２６に送る。チャージ電荷モニタ回路２６は、チャージコンデンサＣ_Cに蓄えられる電荷量をチャージ電圧Ｖ_cでモニタする。また、励磁を開始できると判断するチャージ電圧Ｖ_cは、励磁コイル２２の残留電圧が一定になるように設定される。これにより、励磁コイル２２に応じたチャージ電圧Ｖ_cに設定され、どのようなサイズ、特性の励磁コイルを使用しても適切な電力に調整されるため、無駄な電流消費を極減できる。なお、ここでのチャージ電圧Ｖ_cは、上述した低電圧Ｖ_Lと同様のものである。
（間欠励磁）

図２０の励磁極性切替回路２８は、中央の励磁コイル２２を挟んでブリッジ状に接続された４つのブリッジスイッチＳＷ_B1-B4を備える。励磁コイル２２に対して斜めに位置するブリッジスイッチＳＷ_B1とＳＷ_B4及びＳＷ_B2とＳＷ_B3の対を一組として同時にＯＮ／ＯＦＦさせると共に、これらの組を交互にＯＮ／ＯＦＦすることで、励磁コイル２２にコイル電流Ｉ_Lを正逆方向に交互に通電する。なおコイル電流Ｉ_Lの通電方向を区別するために、コイル電流Ｉ_Lが順方向（図８において右向き）の励磁をＰ側励磁、逆方向の励磁をＮ側励磁と呼ぶ。ここで図２１〜図２３に基づいて、連続励磁及び間欠励磁のパターンを説明する。図２１は連続励磁のパターンを示しており、交互にＰ側励磁、Ｎ側励磁を繰り返している。一方図２２はＰ側励磁、Ｎ側励磁を一組として連続して励磁した後、休止期間を設け、再度Ｐ側励磁、Ｎ側励磁を行う動作を繰り返している。また間欠励磁はこのパターンに限られず、例えば図２３に示すように、Ｐ側励磁、Ｎ側励磁、Ｐ側励磁、Ｎ側励磁、Ｐ側励磁という奇数回の励磁を連続させた後、休止期間を設け、再開時にはＮ側励磁から開始している。これにより、励磁の度に最初に行われる励磁の極性を交互に入れ替えることができ、バランス良く励磁を行うことができる。

さらに、図２０の回路で励磁コイル２２の間欠励磁を行う場合の動作例を、図２４の波形パターンに示す。この図において図２４（ａ）は励磁の基本周期を示し、図２４（ｂ）は励磁コイル２２の両端電圧、図２４（ｃ）はコイル電流Ｉ_L、図２４（ｄ）は励磁電流検出電圧Ｖ_RE、図２４（ｅ）は演算手段４０が出力する電源切替信号Ｓ_VH、図２４（ｆ）は低電圧Ｖ_L、図２４（ｇ）はチャージ電荷モニタ回路２６から出力されるチャージ完了信号ＣＨＧ＿ＣＯＭＰ、図２４（ｈ）は残留電圧検出タイミング信号Ｓ_RVの波形を、それぞれ示している。図２４（ａ）は、休止期間を設けた間欠励磁でＰ側励磁とＮ側励磁を交互に行うタイミングを示している。図２０に示す励磁コイル２２を設けた励磁極性切替回路２８の４つのブリッジスイッチＳＷ_B1-B4の内、ＳＷ_B1とＳＷ_B4、ＳＷ_B2とＳＷ_B3を対にして交互に、図２０右下に示す演算手段４０からの励磁タイミング信号Ｓ_ETでＯＮ／ＯＦＦさせることで、励磁コイル２２に交流電流を交互に通電し、交番磁界を発生させる。図２４では、Ｐ側励磁を１回行った後、休止期間を挟んでＮ側励磁を１回行うという、励磁期間を１回（奇数回）とする励磁を繰り返す例を説明している。

励磁の開始は、演算手段４０から励磁タイミング信号Ｓ_ETをブリッジスイッチＳＷ_B1〜ＳＷ_B4に指示して行われる。励磁コイル２２への電圧印加時は、コイル電流Ｉ_Lを流れ易くするために高い電圧を印加することが好ましい。よって図２４（ｅ）に示すように演算手段４０の出力（電源切替信号Ｓ_VH）をＨＩＧＨとし、電源切替スイッチ１９２をＯＮとして、図２４（ｂ）に示すように励磁コイル電源の高電圧Ｖ_Hを印加する。その後励磁コイル２２にコイル電流Ｉ_Lが流れ始めると、図２４（ｄ）に示すように励磁定電流回路２９の励磁電流検出電圧Ｖ_REが次第に高くなる。そして励磁電流検出電圧Ｖ_REが所定の閾値を超えると、図２４（ｅ）に示すように電源切替信号Ｓ_VHがＯＦＦとなり、電源切替スイッチ１９２がＯＦＦとなる結果、図２４（ｂ）に示すように低電圧Ｖ_Lに切り替えられて励磁コイル２２に印加される。この状態で、コイル電流Ｉ_Lは図２４（ｃ）に示すようにほぼ一定値となる。なお図２４（ｃ）に示す破線は、当初から低電圧Ｖ_Lを印加した場合にコイル電流Ｉ_Lが増加する様子を示している。破線で示すように励磁コイル２２は立ち上がり特性が悪いため、電圧投入時の投入電圧を高くすることで、立ち上がりを急峻にして安定した励磁を短時間で得ることができるようになる。

一方、低電圧Ｖ_Lについては図２４（ｆ）に示すように、励磁コイルの立ち上げから通常の定電流に移行した際の励磁コイル残留電圧が所定値となるように、残留電圧検出回路１８０が調整している。また図２４（ｇ）のチャージ電荷モニタ回路２６のチャージ完了信号ＣＨＧ＿ＣＯＭＰが演算手段４０に入力されると、演算手段４０から励磁極性切替回路２８に励磁タイミング信号Ｓ_ETが出力されて、図２４（ａ）に示すように励磁が開始される。

以上のように実施例３では、間欠励磁の際の休止期間は一定ではなく、休止期間ができるだけ少なくなるよう回路が判断して励磁を行っている。これにより供給されている電力内で最も効率的な励磁が行える。また、休止期間中には流量演算等が必要ないため、演算手段４０を構成するＣＰＵも消費電力を減らし、最低限の動作のみを行う。ＣＰＵの消費電力を減らす方法は、クロック分周、メインクロックとは別にサブクロックを持つ等、動作周波数を低くする方法が利用できる。

図２０の回路を構成する具体例を、図２５に示す。励磁極性切替回路２８の各ブリッジスイッチＳＷ_B1-B4はブリッジトランジスタＴｒ₁〜Ｔｒ₄で構成され、図示しない演算手段４０からの励磁タイミング信号Ｓ_ETでＯＮ／ＯＦＦを制御される。
（チャージ電荷モニタ回路２６）

間欠励磁の際にチャージ電荷モニタ回路２６で休止期間を制御する波形パターンを図２６に示す。この図において図２６（ａ）は励磁タイミング、図２６（ｂ）はチャージ電圧Ｖ_c、図２６（ｃ）はチャージ完了信号ＣＨＧ＿ＣＯＭＰの波形を、それぞれ示している。励磁期間においては、励磁電流Ｉ_Eが流れると共に、チャージコンデンサＣ_Cの放電によりＶｃは低下する。励磁が終了し休止期間になると、励磁電流Ｉ_Eが停止され、チャージコンデンサＣ_Cへのチャージが開始される。そしてＶｃが上昇して、チャージ電圧指示電圧Ｖ₂に達すると、図２０に示す演算手段４０から励磁タイミング信号Ｓ_ETがブリッジスイッチＳＷ_B1-B4に出力されて、再び励磁電流Ｉ_Eが励磁コイル２２に通電される。このようにしてチャージコンデンサＣ_Cに蓄えられた電力は、励磁期間に励磁コイル２２で消費され、休止期間に電源部１４からチャージされる。

この励磁回路２４は、休止期間を一定とせず、チャージ電圧指示電圧Ｖ₂ 及びチャージコンデンサＣ_Cの電荷量に応じて動的に変化する。すなわち、指示されたチャージ電圧指示電圧Ｖ₂ に達した時点で速やかに励磁が開始されるので、チャージコンデンサＣ_Cへの充電が早く完了すると、その分だけ休止期間も短くなる。休止期間が短い程、励磁される期間が相対的に長くなり、流量検出の精度向上及び安定動作に貢献できる。

またこの回路では、チャージコンデンサＣ_Cへの供給電荷量が十分であれば、間欠励磁に移行することなく連続励磁を維持できる。出力電流Ｉ_Oが増え連続励磁を維持できる場合の動作例を図２７に示す。この図も上記図２６と同様、（ａ）は励磁タイミング、（ｂ）はチャージ電圧Ｖ_c、（ｃ）はチャージ完了信号ＣＨＧ＿ＣＯＭＰの波形を、それぞれ示している。図２７に示すように、チャージコンデンサＣ_Cにチャージされる電力が、励磁回路２４で消費する電力を上回る場合は、Ｖｃが指示されたチャージ電圧指示電圧Ｖ₂ を下回らないため、励磁電流Ｉ_Eの通電を維持する連続励磁が可能となる。このため、後述するアンプモードにおいて出力電流を付加することで、間欠励磁を行うことなく連続励磁を維持して、高精度な流量検出が可能となる。

このように間欠励磁のタイミングは、チャージ電荷モニタ回路２６が決定する。間欠励磁の周期は、出力電流値で規定することも考えられるが、この方法ではオフセット等を考慮する必要があり、どうしても電流の無駄が生じてしまう。これに対して本実施例では、チャージ電荷モニタ回路２６がチャージコンデンサＣ_Cに蓄えられた電荷量をモニタし、チャージ可能な電圧になった時点で放電する構成としているため、現実の電荷量に即した動作ができ、電流を無駄に消費しない高効率の駆動が可能となる。またこの方式では、現実の電圧値をモニタするため、励磁コイル等の特性を変更しても、常に実際の電荷量をモニタして励磁可能なタイミングを決定できるので、異なる励磁コイルにも対応できるという利点も得られる。

なお本実施の形態のチャージ電荷モニタ回路２６では、励磁コイルの励磁電圧を一のみとしているが、図２０、図２４等に示したように、励磁電圧を複数設けることもできる。特に励磁コイルは、電圧印加時の立ち上がりが遅いため、電流投入時には通常電圧よりも高い電圧を印加することが好ましい。図２８に、コイル立ち上げ時の電圧として通常の低電圧Ｖ_Lよりも高電圧Ｖ_Hを生成するチャージ手段の例を示す。このチャージ手段は、高電圧Ｖ_Hと低電圧Ｖ_Lを供給するよう、電源部１４の２次側に巻数の異なる複数のコイルと整流ダイオード、チャージコンデンサＣ_Cを各々備えている。この回路では、チャージ電圧Ｖ_cの上にさらに第２チャージコンデンサＣ_C2を積み上げて、高電圧Ｖ_Hを得ている。この構成では、高電圧Ｖ_Hがチャージ電圧Ｖ_Cを基準に作られるため、Ｖｃの上下変動と合わせてＶ_Hも上下変動する。

次に図２５の回路の詳細について、図２９の波形パターンを参照しながら説明する。図２５に示す励磁コイル２２の電源は２種類設けられており、通常電圧（低電圧Ｖ_L）であるチャージ電圧Ｖ_cと、励磁コイル立ち上げ時用の高電圧Ｖ_Hである。通常はチャージ電圧Ｖ_cで励磁するが、電圧印加時には、高電圧を印加した方が励磁電流Ｉ_Eの立ち上がりが速くなるため、これらを電源切替スイッチ１９２で切り替えて使用する。励磁極性切替回路２８のブリッジスイッチＳＷ_B1-B4を構成するブリッジトランジスタＴｒ₁〜Ｔｒ₄は、Ｔｒ₁・Ｔｒ₄とＴｒ₂・Ｔｒ₃を組とし、励磁コイル２２に正負両方の励磁電圧を印加することができ、この結果励磁コイル２２には交流電流が流れる。図２９は連続励磁動作時の波形パターンを示しており、（ａ）はブリッジトランジスタＴｒ₁・Ｔｒ₄のＯＮ／ＯＦＦタイミング、（ｂ）はブリッジトランジスタＴｒ₂・Ｔｒ₃のＯＮ／ＯＦＦタイミング、（ｃ）は励磁コイル２２に印加される励磁電圧、（ｄ）は励磁電流Ｉ_E、（ｅ）は励磁電流検出電圧Ｖ_RE、（ｆ）は電源切替信号Ｓ_VH、（ｈ）は残留電圧検出タイミング信号Ｓ_RVの波形を、それぞれ示している。なお（ｃ）においては、Ｖ_C、Ｖ_Hはチャージコンデンサの放電であるため、若干傾斜を示す。
（励磁定電流回路２９）

励磁定電流回路２９は、演算増幅器Ａ₂とトランジスタＴｒ₅、励磁電流検出抵抗Ｒ_E、基準電圧Ｖ_ref1で構成される。演算増幅器Ａ₂の非反転入力は基準電圧Ｖ_ref1と、反転入力は励磁電流検出抵抗Ｒ_EとトランジスタＴｒ₅との間と、それぞれ接続され、また出力側はトランジスタＴｒ₅と接続される。演算増幅器Ａ₂の反転入力（励磁電流検出抵抗Ｒ_EとトランジスタＴｒ₅との間）の電圧を励磁電流検出電圧Ｖ_REとすると、演算増幅器Ａ₂はＶ_ref1＝励磁電流検出電圧Ｖ_REとなるようにトランジスタＴｒ₅を駆動する。その結果、励磁電流Ｉ_E＝Ｖ_RE（≒Ｖ_ref1）／Ｒ₂になるように制御される。

励磁定電流回路２９は、励磁電流検出電圧Ｖ_REが基準電圧Ｖ_ref1に近づくようにトランジスタＴｒ₅を制御している。具体的には、励磁電流検出電圧Ｖ_REが所定の基準値よりも低いときは、電源切替スイッチ１９２を構成するトランジスタＴｒ₆をＯＮすることで励磁コイル２２は高電圧Ｖ_Hで駆動される。逆に高い場合はトランジスタＴｒ₆はＯＦＦとなり、励磁コイル２２はチャージ電圧Ｖ_cで駆動される。

またこれとは逆に、チャージ電荷モニタ回路２６から出力するチャージ完了信号ＣＨＧ＿ＣＯＭＰを演算手段４０に出力し、演算手段４０で励磁タイミング信号Ｓ_ETを発生させる構成に変えて、演算手段を介さずに専用の回路を設けることもできる。ただ、この場合は休止期間中に演算手段の動作周波数を変更する等して消費電力を低減するメリットを享受できない。
（実施例４ アンプモード）

また電磁流量計は、出力電流Ｉ_Oを４−２０ｍＡで動作させるノーマルモードの他、測定精度を向上させるために、出力電流を増して動作させるアンプモードに切り替えるアンプモード切替機能を備えることもできる。アンプモードでは、例えば４−２０ｍＡの消費電流に２０ｍＡの付加電流（ベース電流）を加えた２４−４０ｍＡで動作させることで、励磁電流Ｉ_Eを増加させ起電力を大きくしてより安定な性能が得られるようになる。この結果、間欠励磁の休止期間を低減或いは排除し、連続励磁で安定した測定を実現できる。

このようなアンプモード切替機能を備える電磁流量計を、実施例４として図３０に示す。この図に示す電磁流量計４００は、演算手段４０がモード切替手段の機能を果たす他は、図１９の電磁流量計３００とほぼ同じ構成であり、図１９と同一の部材については詳細説明を省略する。演算手段４０は、ノーマルモードから、出力電流に所定の付加電流を付加して出力するアンプモードへの切替を指示するアンプモード指示信号Ｓ_APを、電源部１４及び励磁回路２４に出力する。電源部１４及び励磁回路２４は、アンプモード指示信号Ｓ_APを受けると、付加電流を付加したアンプモードの動作に移行する。またアンプモードにおいては、出力電流Ｉ_Oを増加させるため、出力電流を受ける外部機器においても、電流増加分に対応して流量を検出する機構が必要となる。例えば、アンプモードに対応した変換器を接続して、電流増加分を加味した流量に適切に変換する。またアンプモード切替手段も、このような変換器等のアンプモード対応型外部機器と接続されたことを自動的に検出して、アンプモードに切り替えるよう構成してもよい。

次にアンプモード切替機能を備える電磁流量計の出力電流調整回路の例を図３１に、示す。この図に示す電磁流量計は、絶縁型スイッチング電源であるＤＣ／ＤＣ変換回路１７と、ＤＣ／ＤＣ変換回路１７のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路１９として、デューティ調整回路を含む発振回路１８２と、ローパスフィルタＬＰＦと、演算手段４０と、演算手段４０からの電源制御信号を絶縁して電流出力回路１６に送出する制御信号絶縁回路１２と、アンプモード切替手段３３を備える演算手段４０からのアンプモード指示信号Ｓ_APでＯＮ／ＯＦＦを切り替えられるアンプモード切替スイッチと、アンプモード指示信号Ｓ_APを絶縁する指示信号絶縁回路１２Ｃと、分解能を下げることなく付加電流を付加可能な電流出力回路として、付加した消費電流をアンプモード時に有効に活用できるように出力電流Ｉ_oとアンプモード時の基準電圧V_aを加算する加算回路３１とを備える。加算回路３１は、演算増幅器Ａ₂と、抵抗Ｒ_a、Ｒ_b、Ｒ_cで構成される。

この演算手段４０は、アンプモード切替手段３３を兼用しており、アンプモード指示信号Ｓ_APで基準電圧を切り替える。具体的には、基準電圧の変化により励磁電流Ｉ_Eと励磁電圧を引き上げて電磁流量計の動作を安定させるよう、２つの制御を切り替えている。すなわち、（Ａ）励磁コイル２２の励磁電圧をＶ_HからＶ_Lに切りかえるタイミングの閾値を切り替える。（Ｂ）励磁電流Ｉ_Eのレンジを切り替えて、付加電流を加えた分励磁電流Ｉ_Eを大きくする。

この電磁流量計は、アンプモード切替手段３３からのアンプモード指示信号Ｓ_APで、アンプモード切替スイッチのＯＮ／ＯＦＦを切り替える。ここではアンプモード切替スイッチがＯＦＦのときはノーマルモード、ＯＮのときはアンプモードとなる。アンプモード時に出力電流に対して単純に付加電流を付加する場合、例えば２０ｍＡの電流を付加すると、電流範囲が４−２０ｍＡから４−４０ｍＡに拡大する結果、分解能が相対的に低下してしまう虞がある。そこで、この出力電流調整回路ではアンプモード時には演算手段４０が加算回路３１にアンプモード指示信号Ｓ_APを送出して、電流範囲を２４−４０ｍＡにシフトさせることで、分解能を維持したまま消費電流のベースアップができるよう構成している。

図３１の回路図に基づいて、出力電流調整回路がアンプモード時に付加電流を付加する動作例を説明する。デューティ調整回路に入力される電圧はＶ_pであり、ローパスフィルタＬＰＦを通じてデューティ調整回路のＰＷＭ制御に適した電圧としている。一方、デューティ調整回路の電圧Ｖ_nは、ノーマルモード時にはアンプモード切替スイッチがＯＦＦであるため、
Ｖ_n＝Ｒ_b／Ｒ_a×Ｉ_oＲ_o
となる。一方、アンプモード時にはアンプモード切替スイッチがＯＮとなり、加算回路３１が働く結果、
Ｖ_n＝Ｒ_b／Ｒ_a×Ｉ_oＲ_o−Ｒ_b／Ｒ_c×Ｖ_a
となる。そして、デューティ調整回路がＶ_p＝Ｖ_nとなるように作動すると、出力電流Ｉ_Oはノーマルモード時には、
Ｉ_o＝Ｒ_a／Ｒ_o×Ｖ_p／Ｒ_b
アンプモード時には、
Ｉ_o＝Ｒ_a／Ｒ_o×（Ｖ_p／Ｒ_b＋Ｖ_a／Ｒ_c）
となる。すなわち、ノーマルモード時の出力電流Ｉ_Oに加え、アンプモード時はアンプモード切替スイッチのＯＮ／ＯＦＦ切り替えにより、付加電流Ｉ_addとしてＲ_a／Ｒ_o×Ｖ_a／Ｒ_cの電流を加算して通電することができる。この出力電流調整回路により、ノーマルモードとアンプモードとで任意にスパンを設定できるため、デューティ調整回路でのＰＷＭ制御の分解能を低下させることなく、４−２０ｍＡ又は２４−４０ｍＡの電流出力に切り替え可能とできる。

このように、より安定した動作を要求する場合はアンプモードに設定して動作を行う。なお、得られる信号は２０ｍＡの付加電流が付加しているために信号の受け側にて２０ｍＡの減算を行う必要がある。あるいは、アンプモード動作に対応した専用の変換器を使用する。このような専用の変換器では、得られた信号を例えば２５０Ωの抵抗で受けて６−１０Ｖの電圧信号とする。すなわち付加電流２０ｍＡに相当する電圧５Ｖ分を減算することにより、１−５Ｖの電圧信号に変換することが可能となる。この１−５Ｖの電圧信号は通常良く使われる電圧信号であって、処理も容易である。

アンプモードを利用することで、出力電流に関係なく励磁電流をある程度の大きさに確保できる利点が得られる。ノーマルモードでは、例えば流量が小さく出力電流Ｉ_Oが４ｍＡで動作している時でも、３０ｍＡの励磁電流Ｉ_Eを間欠的に流すことができる。すなわち、励磁電流はどんな値にでも設定できるが、間欠励磁を行うと一定時間での励磁回数が連続励磁に比べて少なくなるため、アンプモードの使用される頻度が高く、高精度が要求される出力電流値で連続励磁ができるように励磁電流を設定する。ノーマルモードでは、例えば１２ｍＡ以上の出力電流Ｉ_Oで使われる頻度が高く、高精度が要求される場合、１２ｍＡの出力電流Ｉ_Oで連続励磁できるように励磁電流Ｉ_Eを定めるのが望ましい。
（リファレンス励磁機能）

間欠励磁においては、Ａ／Ｄ変換の回数をなるべく増やさず、低周波オフセット成分を除去するために、オフセット補償回路を利用し、アナログ回路でオフセット補償を行う。この際、図３２に示すようにリファレンスをセットするための半周期励磁を付加するリファレンス設定機能を設けることもできる。これにより、ゼロ点の変動分を除去するオフセット補償が実現できる。従来利用されているオフセット補償回路は、間欠励磁では精度が悪くなるため、そのまま利用できない。これに対して本実施の形態では、奇数回の半周期励磁を行い、最初の１回の励磁でサンプリングを行わずオフセット補償回路のみ駆動させることで、精度を低下させることなくオフセット補償を可能としている。

次に、このようなオフセット補償回路を備える電磁流量計の例を、図３３に示す。この図に示す電磁流量計は、励磁コイル２２と、励磁回路２４と、測定管１０と、電極３０と、信号増幅回路３４Ｃと、Ａ／Ｄ変換器３８と、演算手段４０とを備える。上述した部材と同一名称の部材については、ほぼ同様の構成が利用でき、詳細説明を省略する。この信号増幅回路３４Ｃは、検出回路の差動増幅器３４２と差動増幅器３４３との間に、オフセット補償回路３４４を備えている。オフセット補償回路３４４は、スイッチＳＷ_O1、ＳＷ_O2と、抵抗器Ｒ_O1、Ｒ_O2と、ホールドコンデンサＣ_O1、Ｃ_O2で構成される。このようにオフセット補償回路３４４が２つの充放電経路を有するのは、Ｐ側励磁とＮ側励磁にそれぞれ対応させるためである。差動増幅器３４３の反転入力には、差動増幅器３４２の出力Ｖ_Sが接続される。一方、オフセット補償回路３４４のスイッチＳＷ_O1が差動増幅器３４２の出力Ｖ_Sと、スイッチＳＷ_O2が差動増幅器３４３の非反転入力と、各々接続される。すなわち、オフセット補償回路３４４は、差動増幅器３４２の出力Ｖ_Sを入力してホールドコンデンサＣ_O1、Ｃ_O2のいずれかを充電し、差動増幅器３４３の非反転入力に対して放電するよう出力する。

演算手段４０は、基準電圧切替信号Ｓ_refsをオフセット補償回路３４４に出力し、スイッチＳＷ_O1、ＳＷ_O2を切り替える。スイッチＳＷ_O1、ＳＷ_O2は、図３３に示すように一方をホールドコンデンサＣ_O1、他方をホールドコンデンサＣ_O2に接続するようにＯＮ／ＯＦＦされる。これにより、差動増幅器３４２の出力がホールドコンデンサＣ_O1、Ｃ_O2のいずれ一方に充電されて保持されるサンプルホールド回路が構成され、前段の出力Ｖ_Sとの比較結果が差動増幅器３４３より出力される。

図３２の例では、常にＰ側励磁→Ｎ側励磁の順序でサンプリングを行っている。好ましくは、リファレンス励磁は、励磁期間毎に極性を交互に変更する。本実施の形態では、図３４に示すように、Ｐ側励磁→Ｎ側励磁の順で励磁されると、休止期間後に再開される次の励磁では、Ｎ側励磁→Ｐ側励磁の順に、すなわち開始される励磁の極性が逆になるように設定する。これによって、Ｐ側励磁とＮ側励磁を均等に扱うことができる。このような極性を交互に入れ替える励磁を行うため、半周期励磁は励磁期間で奇数回生じるようにする。この波形パターンの例を図３４に示す。図３４において（ａ）は励磁パターンのタイミングを、（ｂ）は演算手段４０が出力する基準電圧切替信号Ｓ_refsを、（ｃ）は差動増幅器３４２の出力Ｖ_S（すなわちオフセット補償回路３４４の入力）を、（ｄ）は差動増幅器３４３の反転入力Ｖ_refo（すなわちオフセット補償回路３４４の出力）を、（ｅ）は差動増幅器３４３の出力Ｖ_OSを、（ｆ）は演算手段４０が検出信号のサンプリングを行うタイミングを、それぞれ示している。この例では、アナログ回路である差動増幅器３４２の出力Ｖ_Sに、図３４（ｃ）に示すように直線状に傾斜したオフセット分が存在していると想定する。各励磁期間において、最初の半周期励磁がリファレンス励磁であり、図３４（ｆ）に示すように信号サンプリングを行わない。また、リファレンス励磁においては、オフセット補償回路３４４の出力Ｖ_refoは、サンプルホールドのため、オフセット分が生じる。さらにオフセット補償回路３４４の出力Ｖ_refoは、休止期間においても半周期前の最後の電圧が出力される。この様子を図３５の表に示す。休止期間を除いて、ＰＮＰ→ＮＰＮ→ＰＮＰ・・・の励磁期間を順に１，２，３・・・，２ｎ，・・・と表現すると、以下の式で表せる。ここでｋ番目の状態のときの電圧Ｖｓは、Ｖｓ（ｋ）と表現する。

ｎが奇数のとき、コンデンサＣ₀₁に充電すると、
ＶＣ₀₁（２ｎ）＝ＶＣ₀₁（２ｎ−１）＝Ｖ_s（２ｎ−１）
ＶＣ₀₂（２ｎ＋１）＝ＶＣ₀₂（２ｎ）＝Ｖ_s（２ｎ）
Ｖ_ref0（２ｎ）＝ＶＣ₀₁（２ｎ）＝Ｖ_s（２ｎ−１）
Ｖ_ref0（２ｎ＋１）＝ＶＣ₀₂（２ｎ＋１）＝Ｖ_s（２ｎ）
となる。

このように、Ｎが偶数、奇数によらず、Ｖ_ref0（Ｎ）＝Ｖ_s（Ｎ−１）となる。よって、
Ｖ_os（Ｎ）＝Ｇａｉｎ×（Ｖ_s（Ｎ）−Ｖ_ref0（Ｎ））＝Ｇａｉｎ×（Ｖ_s（Ｎ）−Ｖ_s（Ｎ−１））
となる。ここで、起電力をＥｓ（Ｎ）、オフセット成分をＥｎとすると、
Ｖ_s（Ｎ）＝Ｅｓ（Ｎ）＋Ｅｎ
と表現でき、この場合でも
Ｖ_oS（Ｎ）＝Ｇａｉｎ×（（Ｅｓ（Ｎ）＋Ｅｎ）−（Ｅｓ（Ｎ−１）＋Ｅｎ））＝Ｅｓ（Ｎ）−Ｅｓ（Ｎ−１）
となり、オフセット成分によらず差動増幅が行える。

図３４の例では、Ｐ側励磁、Ｎ側励磁の一組の信号に対して、最初にリファレンス励磁として半周期励磁を付加することで、全体として３回の半周期励磁を励磁期間内に行う。また、Ｐ→Ｎ→Ｐ→Ｎのように偶数回の纏まった励磁に対して半周期を付加すればよいので、全体で５回や７回等にしてもよい。なお、２ｎ＋１回の半周期励磁を行う場合、実際に信号サンプリングを行うのは最初のリファレンス励磁を除いた２ｎ回であるため、１／（２ｎ＋１）の割合で信号サンプリングがなされない。よって、効率の面からはｎを可能な限り大きく取ることが望ましい。よって、チャージコンデンサＣ_Cに蓄えられたチャージ分で可能な最大回数のサンプリングを行うことが好ましい。これにより、Ｐ側、Ｎ側いずれの側にオフセットが生じていても、効果的に排除できる。

ここで、オフセット補償すなわちアナログリセット動作について図３６、図３７に基づいて説明する。図３６はアナログリセット回路の回路図、図３７はこの回路で連続励磁を行った場合の動作波形を、それぞれ示している。また図３７の（ａ）はアナログ検出信号の入力波形、（ｂ）はリセット信号ＡＮ＿ＲＥＳ＿Ｔ１、（ｂ）はリセット信号ＡＮ＿ＲＥＳ＿Ｔ２の波形を、それぞれ示している。図３６の回路は図３３と同様、Ｐ側励磁専用、Ｎ側励磁専用のサンプルホールド回路を各々有しており、各サンプルホールド回路はホールドコンデンサＣ₀₁、Ｃ₀₂を備え、スイッチを介して演算増幅器３４３の非反転入力と接続される。スイッチはリセット信号によりＯＮ／ＯＦＦを切り替えられる。図３６では、各アナログスイッチはＬｏｗ状態を示しており、演算増幅器３４３の非反転入力側にＰ側が接続されている。ホールドコンデンサＣ₀₁、Ｃ₀₂の充電は信号サンプリング中でも可能であり、Ｐ側波形の増幅時には半周期前のＮ側励磁の値をリファレンスに持ち、Ｎ側波形の増幅時には半周期前のＰ側励磁の値をリファレンスに持つ。この結果、図３７に示すように各Ａ／Ｄサンプリング区間中に一方のホールドコンデンサの充電が行われ、同時に他方のホールドコンデンサの電圧が維持されて、リファレンス動作が可能となる。
（変形例）

上記の方法では、信号のサンプリングを行わない期間にも励磁電流を通電しているため、測定に寄与しない無駄な電力を消費しているため効率の面で劣る。そこで図３３と同一の回路を使用しつつ、励磁をせずにオフセット補償回路の駆動のみを行うこともできる。図３８に、このような駆動方法の一例を示す。図３８（ａ）に示すようにＰ→Ｎ→休止→Ｐ→Ｎの間欠励磁を行う際に、図３３の回路を用いて各々半周期前の信号を基準として信号のサンプリングを行うと、図３８（ｂ）に示すような出力が得られる。この方法であれば、励磁の回数と信号サンプリングの回数が同じになるため、無駄な励磁電流を無くして低消費で効率の良い励磁が行える。この方法で図３４と同様に、Ｐ→Ｎ→Ｐ→休止→Ｎ→Ｐ→Ｎのような奇数回の半周期励磁を連続させる場合の波形パターンを、図３９に示す。図３９においても、（ａ）は励磁パターンのタイミングを、（ｂ）は演算手段４０が出力する基準電圧切替信号Ｓ_refsを、（ｃ）は差動増幅器３４２の出力Ｖ_Sを、（ｄ）は差動増幅器３４３の反転入力Ｖ_refoを、（ｅ）は差動増幅器３４３の出力Ｖ_OSを、（ｆ）は演算手段４０が検出信号のサンプリングを行うタイミングを、それぞれ示している。この例でも、アナログ回路である差動増幅器３４２の出力Ｖ_Sに、図３９（ｃ）に示すように直線状に傾斜したオフセット分が存在している場合を想定している。

この方法では、図３９（ｅ）及び図３８（ｂ）に示すように、奇数回の半周期励磁のうち、最初の１回の信号が半減する。オフセット補償回路３４４がゲインを有するため、休止期間後の１回目の励磁では半周期前の信号が無いことからゲインが低くなる。そのため、最初の１回の信号のみゲインを持たせた演算を行ったり、あるいは最初の１回の信号をＰとＮでセットにして演算を行うといった処理を行うことで対応できる。例えば図４０（ａ）に示すように、Ｐ→Ｎ→Ｐ→休止→Ｎ→Ｐ→Ｎのような奇数回の半周期励磁を連続させる際、図４０（ｂ）に示すように各励磁期間の最初に現れる低いゲインＡ、Ｂを合わせて一つの信号とするように演算する。これによって半減するゲインを補償でき、通常の半周期分の励磁信号と同様に扱うことができる。

またオフセット補償方法は上記の方法に限られず、例えばアンプ３４３の出力電圧をフィードバックして、入力のリファレンスとする方法でもオフセット補償を実現できる。
（変換器）

次に、このような２線式電磁流量計に変換器を接続した２線式電磁流量計システムの例を図４１に示す。ここでは２線式電磁流量計と外部直流電源とを回路的に絶縁する絶縁型の変換器を説明する。この図に示す変換器５００は、昇圧電源５０１と、絶縁トランス５０２と、絶縁型スイッチング制御回路５０３と、電流検出抵抗５０４と、電圧減算回路５０５と、絶縁型のパルストランス５０６と、出力回路５０７を備える。この変換器５００は、外部直流電源ＤＣから電力線ＰＬを介して受けた電力をスイッチング方式により変換して、伝送線ＤＬを介して２線式電磁流量計４００に供給する一方、２線式電磁流量計４００で検出した流量に応じた出力電流Ｉ_Oを出力電圧Ｖ_Oに変換して、出力回路から出力線ＯＬを介して１−５Ｖの電圧信号として出力する。

また、図４２に他の２線式電磁流量計システムの例を示す。この変換器６００は、通常の電圧出力に加えて、流量の積算パルスを出力する積算パルス警報出力を備える高機能型である。この変換器６００は、昇圧スイッチング電源６０１と、電流検出抵抗６０４と、電圧減算回路６０５と、Ａ／Ｄコンバータ６０８と、演算部６０９と、ＤＣ／ＤＣ変換回路６０２と、Ｆ／Ｖ変換回路６１０と、積算パルス警報出力回路６１１とを備えている。この変換器６００は、図４１と同様に２線式電磁流量計４００で検出した流量に応じた出力電流Ｉ_Oから、電圧減算回路６０５で付加電圧分を減算した後、Ａ／Ｄコンバータ６０８でＡ／Ｄ変換した信号を演算部６０９に送出する。演算部６０９は、検出されたデジタル信号に基づいて流量を演算し、流量に応じて周波数を変化させたデジタル信号をＦ／Ｖ変換回路６１０及び積算パルス警報出力回路６１１に出力する。Ｆ／Ｖ変換回路６１０は、周波数／電圧変換を行い、流量に応じた１−５Ｖの電圧信号を出力する。一方で積算パルス警報出力回路６１１は、流量信号の積算値を、トランジスタ出力として出力する。これにより、流量信号の積算値に基づいて警報出力が得られる。
（アンプモード切替機能）

これらの２線式電磁流量計では、出力電流Ｉ_Oとして４−２０ｍＡで動作させるノーマルモード以外に、測定精度を向上させるために、付加電流を付加して動作させるアンプモードに切り替えることができる。ノーマルモードとアンプモードの切替は、アンプモード切替手段３３で行う。アンプモード切替手段３３はアンプモード指示信号Ｓ_APを出力して、ノーマルモードとアンプモードの切替を指示する。図４１及び図４２の例では、アンプモードにおいて出力電流に２０ｍＡの付加電流を加算する。これによりアンプモード時には出力電流Ｉ_Oとして２４−４０ｍＡで動作できるので、流量が少ない場合でも励磁コイル２２の連続励磁が可能となり、安定した流量測定が実現できる。

また変換器は、アンプモードの有無もしくはＯＮ／ＯＦＦに応じて、出力信号を切り替える。図４１の例では、変換器５００が電流検出抵抗でアンプモードを検出すると、電圧減算回路で出力電圧を付加電圧分（例えば５Ｖ）だけ減算して、パルストランスを介して絶縁した後、出力回路から出力することにより、ノーマルモード時、アンプモード時のいずれにおいても流量に応じた１−５Ｖの電圧信号が出力される。

このようなアンプモード切替機能を備えた２線式電磁流量計の例を、図４３に示す。この図に示す２線式電磁流量計は、外部直流電源ＤＣと一対の伝送線ＤＬで接続されており、伝送線ＤＬの間に電流出力回路１６を設けている。電流出力回路１６は、演算増幅器Ａ₆とトランジスタで構成される。また電流出力回路１６は、加減算指示回路４１に接続される。加減算指示回路４１は、演算増幅器Ａ₇と抵抗で構成される。演算増幅器Ａ₇の反転入力には、抵抗を介してスイッチＳＷ₇が接続される。スイッチＳＷ₇は、内部回路のアンプモード切替手段３３から出力されるアンプモード指示信号Ｓ_APでＯＮ／ＯＦＦを切り替えられる。また演算増幅器Ａ₇の反転入力はさらに別の抵抗を介して内部回路と接続されている。これにより、内部回路から出力される出力電流指示信号Ｓ_VOが抵抗を介して反転側入力側に入力される。

図４３の内部回路は、ノーマルモード時には、流量レンジに合わせて４−２０ｍＡを消費させるように設計されている。一方、アンプモード時には、付加電流が付加される。この場合、例えば２０ｍＡを付加電流として単純に付加するのであれば、流量レンジに対して４−４０ｍＡを消費させる指示回路が必要となり分解能が下がることになる。これに対して、図４３の例では、アンプモード時にはアンプモード指示信号Ｓ_APによりスイッチＳＷ₇がＯＮまたはＯＦＦされ、加減算指示回路４１の基準電圧を変化させる。この結果、電流出力回路１６の動作が切り替えられて、出力電流Ｉ_Oが４−４０ｍＡでなく、２４−４０ｍＡの範囲で変化するように動作する。このようにして、アンプモード時に加減算指示回路４１で出力電流指示信号Ｓ_VOの分解能を低下させることなく、電流オフセット分を付加できる。

このような構成により、ノーマルモードとアンプモードを切り替えて動作できる。特に励磁電流Ｉ_Eと励磁電圧を引き上げて、電磁流量計として安定した動作が実現される。ユーザが流量測定により安定した動作を要求する場合は、アンプモードに設定する。ただ、この場合に得られる信号には２０ｍＡの付加電流が付加している。よって、信号の受け側で２０ｍＡの減算を行う必要がある。もしくは、アンプモード動作に対応した専用の変換器（又はディストリビュータ）を使用する。後者の例として、上述した図４１では、変換器５００は得られた信号を電流検出抵抗（例えば２５０Ωの抵抗）で受けて、６−１０Ｖの電圧信号とする。ここで付加電流２０ｍＡに相当する付加電圧５Ｖを減算することにより、１−５Ｖの信号に容易に変換できる。この１−５Ｖの電圧信号は広く使用されている電圧信号であるため、処理も容易である。
（励磁コントロール機能付き励磁回路）

アンプモード時に利用可能な電流を増やすことで、励磁コイル２２の連続励磁を可能にできる。このため、アンプモード時に付加される消費電流を有効に活用できるように、励磁電流と励磁電圧を上げる回路が必要となる。次に、このようなアンプモードに対応して励磁電流、電圧の制御が可能な励磁コントロール機能を備える励磁回路の例を図４４に示す。この電磁流量計は、チャージ電荷モニタ回路２６と、残留電圧検出回路１８０と、励磁極性切替回路２８と、励磁定電流回路２９と、アンプモード切替手段（図示せず）からアンプモード指示信号Ｓ_APを受けて、これら残留電圧検出回路１８０、励磁極性切替回路２８、励磁定電流回路２９が参照する基準電圧をＶ_ref3からＶ_ref4に切り替える基準電圧切替回路４３とを備える。

この励磁回路２４は、電磁流量計の安定動作を実現するために、３つの制御を切り替えている。すなわち、（１）励磁電流Ｉ_Eを切り替える。（２）励磁コイル２２の励磁電圧を切りかえるタイミングを切り替える。ここでは、励磁電圧をＶ_HからＶ_Lに切りかえるタイミングの閾値を、励磁定電流回路２９で切り替えている。（３）励磁コイル２２に供給する電圧を上げる。言い換えると、励磁電流Ｉ_Eを変更する。励磁電流Ｉ_Eを変更すると、残留電圧を変更する必要がある。残留電圧を変更した結果、残留電圧検出回路１８０からチャージ電荷モニタ回路２６へのチャージ電圧指示信号Ｖ_refが変わる。チャージ電荷モニタ回路２６が制御し、チャージ電圧指示電圧Ｖ₂が変わる。これによって、コイル電圧Ｖ_Lが上がることになる。このような構成により、アンプモードへの切り替え動作に加え、励磁のタイミングを調整して効率を一層改善できる。
（ダンピング機能）

またこの電磁流量計は、信号を安定化させるためのダンピング機能を備える。電磁流量計で検出される流速が低下すると、値のふらつきが大きくなって測定の安定性が低下する。そこで、ノイズ成分が大きくなる低流速でダンピング量を大きくして、安定性を向上させる。このようにダンピングは、移動平均化処理等における平均化の重み付けであり、ダンピング処理（平均化処理）の概要を図４５に示す。図４５（ａ）に示すように、入力値に対するダンピング処理後の出力値は、図４５（ｂ）に示すように入力がステップ状に変化したときの、図４５（ｃ）に示すように出力が６３％に至るまでの時間で定義される。図４５（ｃ）に示すように、ダンピングを大きくするほど値の安定性が向上するが、入力の変化に対する応答時間が悪化する。逆に、ダンピングが小さいと入力変化に対する応答時間は早くなるが、値の安定性は低くなり、値のばらつきに対してふれやすくなる。

図４６に、このようなダンピング機能を備える電磁流量計の例を示す。この図に示す電磁流量計７００は、上述した構成に加え、演算手段がさらにダンピング手段４４と、オートモード切替手段４５とを備え、さらにこれらの設定を行う設定部８０を接続している。ここでダンピング手段４４は、設定されたダンピング量に基づいてダンピング演算を行うための部材である。オートモード切替手段４５は、マニュアルモードとオートモードとを切り替えるための手段である。設定部８０は、ダンピング量やオートモード切替タイミング等の設定を行う部材であり、必要に応じてコンソールや表示モニタ、通信ポート等を備える。その他の部材については、上述した実施例と同様であり、詳細説明を省略する。なお図４６の例では、これらダンピング手段４４及びオートモード切替手段４５は、流量演算を行う演算手段４０に統合されている。ただ、演算手段と別個にこれらダンピング手段４４及び／又はオートモード切替手段４５を設けることも可能であることは言うまでもない。

この電磁流量計は、ダンピング手段４４でダンピング処理を行うと共に、オートモード切替手段４５でマニュアルモードとオートモードとを切り替え可能としている。ここでマニュアルモードとは、ダンピング手段４４がダンピング演算を行うダンピング量を予め定められた所定値に維持するモードであり、一方のオートモードとは、ダンピング手段４４がダンピング量を流量に応じて変化させるモードである。これにより電磁流量計は、定められた条件に従ってオートモード切替手段４５がマニュアルモードからオートモードに切り替えることで、ダンピング量を固定値から可変値に切り替えて、ダンピング量を大きくすることで安定した測定結果を得ることができる。以下、この処理について詳述する。
（ダンピング演算）

図４７、図４８に、ダンピング処理の一例を示す。これらの例では、流速の大きい領域では検出信号が安定しているため、ダンピング量を一定としつつ、流量の小さい領域ではダンピング量を大きくして、信号の安定化を図る。図４７の例では、ダンピング量を直線的に大きく変化させており、一方の図４８の例では、ダンピング量を指数関数的に変化させている。これらの変化は、要求される測定精度や応答性、また信号検出の安定度変化等に応じて設定される。

なおダンピング量は、典型的には平均化処理を行う時間を示すダンピング時定数であり、例えば０．５ｓ〜３０ｓの範囲で可変とする。

また、ダンピング量を可変とする基準、すなわちマニュアルモードからオートモードに切り替えるタイミングは、オートモード切替手段４５により決定される。切替の基準としては、ダンピング処理を大きくする必要がある領域であり、流速や出力電流等を利用できる。例えば演算された流速が低流速の範囲（０ｍ／ｓ〜０．５ｍ／ｓ等）では、信号値が小さいため、安定化が必要となる。また出力電流Ｉ_Oのアナログ出力が４〜１２ｍＡとなる範囲でも、励磁電流が小さいため検出信号も小さくなり、同様にダンピング処理による安定化が必要となる。また、励磁コイルのコイル電流が連続電流から、休止期間を設けた間欠励磁に切り替わると、同様に信号の安定性が悪くなるため、間欠励磁への切り替えを基準とすることもできる。また、ユーザが指定する任意のタイミングでオートモードとマニュアルモードとを切り替えるように構成してもよい。

このように低速領域になるとオートモードに移行すると共に、流量が低くなるほどダンピング量を大きくすることで、安定性を高めることができる。また逆に流量が大きくなるほどダンピング量を抑えることで、平均化処理を低減して流量変化に対する応答性を高めることができ、測定精度の維持と安定性を向上を両立させることが可能となる。

また図４９に、ダンピングの設定を行うイメージを示す。ここでは設定部８０のモニタ上に表示される設定画面例を示しており、ユーザがコンソールから各項目の設定を行う。この画面から、ダンピング手段４４がダンピング処理を行うダンピング量の設定として、マニュアルモード時のダンピング時定数を０．５ｓ、１．０ｓ、１．５ｓと切り替えることができる。このような固定値の選択に限られず、ユーザが任意の値を指定可能と構成してもよい。

またオートモード切替手段４５の動作として、規定の条件（レベル１、２、３等）から選択する。各レベルは、例えば流速値、励磁電流値等で規定される。またオートモードのＯＦＦ、すなわちダンピング量を流速に限られず一定値に維持するマニュアルモードのみの動作を選択することもできる。

また、出力電流Ｉ_Oでオートモードに切り替える場合は、ユーザが指定するスパンに対して規定することもできる。スパンとは、出力電流Ｉ_Oのアナログ出力の最大値である２０ｍＡを出力するときの流速または流量である。このように、流量と出力電流値との関係をユーザが割り当てる構成とすれば、オートモード切替の閾値についても同様にユーザが割り当てることができる。図５０に、このようなスパンの設定と、流速に対するアナログ出力の変化の例を示す。ここでは、流速０からスパン設定された流速値に向かって、アナログ出力が直線状に４ｍＡから２０ｍＡに変化する。このようなスパンの設定は、流速（ｍ／ｓ）、流量（Ｌ／ｍｉｎ）、質量流量（ｋｇ／ｓ）等の単位で設定することができる。また、このようなスパンの設定例を図５１に示す。この例でも図４９と同様に設定部８０の設定画面イメージを示している。ここでは、設定項目としてスパンを選択し、スパンの値を選択肢（例えば流量５００Ｌ／ｍｉｎ、流速２ｍ／ｓ、質量流量１００ｋｇ／ｈ）から、ユーザが所望の値を選択できる。

本発明の２線式電磁流量計は、導電性液体の流量を非接液状態で検出する容量式電磁流量計として好適に適用できる。

本発明の実施の形態１に係る２線式電磁流量計を示す外観斜視図である。 図１の２線式電磁流量計の正面図である。 図１の２線式電磁流量計の側面図である。 図１の２線式電磁流量計のブロック図である。 ２線式電磁流量計を外部電源に接続した状態を示す回路図である。 電流出力回路の回路例を示す回路図である。 電源部のスイッチング回路の回路例を示す回路図である。 励磁回路の回路例を示す回路図である。 励磁コイルに流れるコイル電流及び励磁電流の波形パターンの一例を示すグラフである。 実施の形態２に係る２線式電磁流量計を示すブロック図である。 電源部を絶縁型スイッチング電源で構成した例を示すブロック図である。 電源部を非絶縁型電源で構成した例を示すブロック図である。 出力電流を小さくする場合の動作を示す波形図である。 出力電流を大きくする場合の動作を示す波形図である。 電源電圧が上がった場合の動作を示す波形図である。 電源電圧が下がった場合の動作を示す波形図である。 余剰電流調整回路を付加した２線式電磁流量計を示すブロック図である。 流量と出力電流の関係を示すグラフである。 電力可変の励磁回路を用いた２線式電磁流量計を示すブロック図である。 励磁回路の例を示す回路図である。 ｐｎを交互に励磁する連続励磁のパターンを示すグラフである。 ｐｎを交互に励磁する間欠励磁のパターンを示すグラフである。 休止期間後に再開される一回目の励磁の極性を交互に変更する間欠励磁のパターンを示すグラフである。 図２０の励磁回路を用いて間欠励磁を行う際の波形パターンを示すグラフである。 励磁回路の具体的構成例を示す回路図である。 間欠励磁の際にチャージ電荷モニタ回路で休止期間を制御する様子を示す波形図である。 出力電流が増えた場合の動作例を示す波形図である。 高電圧ＶH及び低電圧ＶLを生成するチャージ手段を示す回路図である。 連続励磁の動作を示す波形図である。 アンプモード切替機能を備える電磁流量計のブロック図である。 アンプモード切替機能を備える出力電流調整回路のブロック図である。 リファレンスをセットした間欠励磁のパターンを示すグラフである。 オフセット補償回路を備える電磁流量計を示す回路図である。 リファレンス励磁機能による励磁動作を示す波形図である。 図３４の励磁状態を示す表である。 アナログリセット回路を示す回路図である。 図３６のアナログリセット回路で連続励磁を行った場合の動作波形を示す波形図である。 リファレンス励磁を行わないＰ→Ｎ→休止→Ｐ→Ｎ間欠励磁の入力及び出力波形を示す波形図である。 Ｐ→Ｎ→Ｐ→休止→Ｎ→Ｐ→Ｎ間欠励磁を示す波形図である。 Ｐ→Ｎ→Ｐ→休止→Ｎ→Ｐ→Ｎ間欠励磁の入力及び出力波形を示す波形図である。 ２線式電磁流量計に変換器を接続した２線式電磁流量計システムを示すブロック図である。 ２線式電磁流量計に変換器を接続した他の２線式電磁流量計システムを示すブロック図である。 アンプモード切替機能を備えた２線式電磁流量計を示す回路図である。 励磁コントロール機能を備える励磁回路を示す回路図である。 ダンピング処理の概要を示す概略図である。 ダンピング機能を備える電磁流量計を示すブロック図である。 ダンピング処理の一例を示すグラフである。 ダンピング処理の他の例を示すグラフである。 ダンピングの設定を行うイメージ図である。 スパンの設定と、流速に対するアナログ出力の変化の例を示すグラフである。 スパンの設定を行うイメージ図である。 容量式電磁流量計を示すブロック図である。 連続励磁の接液式電磁流量計のオフセット除去回路を示す回路図である。 図５３のオフセット除去回路の動作を示す波形図である。 流量波形のオフセットが変動する様子を示すグラフである。 他のオフセット除去回路を示す回路図である。 ＰＮ→ＰＮを交互に励磁する例を示すグラフである。

符号の説明

１００、２００、３００、４００、７００…電磁流量計
５００、６００…変換器
１０…測定管
１２…制御信号絶縁回路；１２Ｂ…励磁信号絶縁回路；１２Ｃ…指示信号絶縁回路
１４…電源部
１６、１６Ｂ…電流出力回路
１６２…演算増幅器；１６４…加算器；１６６…出力電流調整回路；１６７…演算増幅器
１６８…トランジスタ
１７…ＤＣ／ＤＣ変換回路
１８…スイッチング回路
１８１、１８１Ｂ…スイッチング素子；１８２、１８２Ｂ…発振回路
１８４…トランジスタ制御回路；１８５…余剰電流調整回路
１９…スイッチング制御回路
２０…変圧器
２２…励磁コイル；２４…励磁回路
２５…定電圧電源
２６…チャージ電荷モニタ回路
２８…励磁極性切替回路
２９…励磁定電流回路
３０…電極；３１…加算回路；３３…アンプモード切替手段
３４…検出回路；３４Ｃ…信号増幅回路
３４１…バッファ回路；３４２…差動増幅器；３４３…差動増幅器
３４４…オフセット補償回路；３８…Ａ／Ｄ変換器
４０…演算手段；４１…加減算指示回路；４２…メモリ部；４３…基準電圧切替回路
４４…ダンピング手段；４５…オートモード切替手段
５０…表示ユニット；５１…表示部；５２…表示画面；５４…操作パネル
６０…出力部；７０…入力部；８０…設定部
１１０…本体；１１１…流路口
１８０…残留電圧検出回路；１９２…電源切替スイッチ
５０１…昇圧電源；５０２…絶縁トランス；５０３…絶縁型スイッチング制御回路
５０４…電流検出抵抗；５０５…電圧減算回路；５０６…パルストランス
５０７…出力回路
５７０…オフセット除去回路
６０１…昇圧スイッチング電源；６０２…変換回路；６０４…電流検出抵抗
６０５…電圧減算回路；６０８…コンバータ；６０９…演算部；６１０…変換回路
６１１…積算パルス警報出力回路
６１２…測定管；６１３…電極；６１４…励磁回路；６１５…オフセット補償回路
６１６…サンプルホールド回路
９００…容量式電磁流量計；９１０…測定管；９２２…励磁コイル；９２４…励磁回路
９３０…電極
ＤＬ…伝送線；ＰＬ…電力線；ＯＬ…出力線
Ｌ…コイル
Ｒ_o…出力電流検出抵抗；Ｒ_E…励磁電流検出抵抗
Ｒ_a、Ｒ_b、Ｒ_c、Ｒ₁、Ｒ₂、Ｒ_O1、Ｒ_O2…抵抗
Ｃ_C…チャージコンデンサ；Ｃ_C2…第２チャージコンデンサ
Ｃ_S1…平滑コンデンサ；Ｃ₀₁、Ｃ₀₂…ホールドコンデンサ
Ｔｒ、Ｔｒ₅、Ｔｒ₆、Ｔｒ_C…トランジスタ；Ｔｒ₁〜Ｔｒ₄…ブリッジトランジスタ
Ａ₂、Ａ₅、Ａ₆、Ａ₇…演算増幅器
Ａ_E1…エラーアンプ
ＬＰＦ…ローパスフィルタ
ＤＣ…外部直流電源
ＳＷ_B1、ＳＷ_B2、ＳＷ_B3、ＳＷ_B4…ブリッジスイッチ；ＳＷ_O1、ＳＷ_O2、ＳＷ₇…スイッチ
ＳＷ_Vref…基準電圧切替スイッチ；ＳＷ₁…アンプモード切替スイッチ
Ｖ_ref1、Ｖ_ref2、Ｖ_ref3、Ｖ_ref4…基準電圧；Ｖ_refc…チャージ電圧指示電圧
Ｖ_refo…差動増幅器の反転入力；Ｖ_RE…励磁電流検出電圧
Ｖ_L…低電圧；Ｖ_H…高電圧
Ｖ_O…出力電圧；Ｖ_IO…出力電流指示電圧；Ｖ_p…出力電流指示電圧
Ｖ_c…チャージ電圧；Ｖ₂…チャージ電圧指示電圧；Ｖ_S…差動増幅器の出力；Ｖ_OS…差動増幅器の出力
Ｖ_AI3…トランジスタのゲート電圧；Ｖ_T1…変圧器の１次側電圧
Ｖ_n…エラーアンプの反転入力に入力される電圧；Ｖ_Tr…電圧
Ｉ_E…励磁電流
Ｉ_L…コイル電流
Ｉ_O…出力電流
Ｉ_add…付加電流
Ｔ_off…オフ時間
Ｔ_on…充電時間
ＣＨＧ＿ＣＯＭＰ…チャージ完了信号
ＡＮ＿ＲＥＳ＿Ｔ１、ＡＮ＿ＲＥＳ＿Ｔ２…リセット信号
Ｓ_RV…残留電圧検出タイミング信号
Ｓ_VH…電源切替信号
Ｓ_ET…励磁タイミング信号
Ｓ_refs…基準電圧切替信号
Ｓ_VO…出力電流指示信号
Ｓ_AP…アンプモード指示信号
ＳＷ₅₇₁、ＳＷ₅₇₂、ＳＷ₅₇₃、ＳＷ₅₇₄…スイッチング素子
Ｃ₅₇₁、Ｃ₅₇₂…ホールドコンデンサ；Ａ₅₇…差分増幅器
Ｌ１…入力信号；ｍ１、ｍ２、ｍ１’、ｍ２’…出力信号：ｇ…励磁信号

Claims (5)

1. 被検出流体の流量を非接液式で検出し、検出された流量の信号伝送と電源供給を共通の２本の伝送線で行う２線式電磁流量計において、
   被検出流体を通過させる流路を構成する測定管と、
   前記測定管の流路と直交するように配置された少なくとも一対の励磁コイルと、
   前記励磁コイルを励磁するための励磁電流を、休止期間を設けて通電する間欠励磁可能な励磁回路と、
   被検出流体と隔離された状態で、前記一対の励磁コイル間を結ぶ直線、及び前記測定管の流路と相互に直交するように配置される少なくとも一対の電極と、
   前記電極で検出された検出信号をサンプリングし、該検出信号に基づいて前記測定管の流路を通過する被検出流体の流量を演算する演算手段と、
   前回の検出信号を基準としてホールドすることにより低周波信号のオフセット成分を補償するためのオフセット補償回路と、
   を備え、
   前記演算手段は、励磁期間にＰ側励磁とＮ側励磁とを交互に１回以上、且つその合計が奇数回となるように励磁タイミングを制御すると共に、各励磁期間の内で最初の１回目の励磁を、オフセット成分補償のためのリファレンス目的で利用し、以降の励磁で検出信号のサンプリングを行うことを特徴とする２線式電磁流量計。
2. 請求項１に記載の２線式電磁流量計において、
   前記演算手段が、休止期間後に再開された励磁期間において、前回の励磁期間で最後に励磁した極性と逆の極性で、１回目の励磁を行うよう構成してなることを特徴とする２線式電磁流量計。
3. 請求項１又は２に記載の２線式電磁流量計において、
   前記演算手段が、励磁期間における励磁回数を奇数回に設定することを特徴とする２線式電磁流量計。
4. 請求項１から３のいずれか一に記載の２線式電磁流量計において、
   前記演算手段が、励磁期間における励磁回数を５回以上とすることを特徴とする２線式電磁流量計。
5. 被検出流体の流量を非接液式で検出し、検出された流量の信号伝送と電源供給を共通の２本の伝送線で行う２線式電磁流量計において、
   被検出流体を通過させる流路を構成する測定管と、
   前記測定管の流路と直交するように配置された少なくとも一対の励磁コイルと、
   前記励磁コイルを励磁するための励磁電流を、休止期間を設けて通電する間欠励磁可能な励磁回路と、
   被検出流体と隔離された状態で、前記一対の励磁コイル間を結ぶ直線、及び前記測定管の流路と相互に直交するように配置される少なくとも一対の電極と、
   前記電極で検出された検出信号をサンプリングし、該検出信号に基づいて前記測定管の流路を通過する被検出流体の流量を演算する演算手段と、
   前回の検出信号を基準としてホールドすることにより低周波信号のオフセット成分を補償するためのオフセット補償回路と、
   を備え、
   前記演算手段が、半周期前の信号値に基づいてオフセット補償を行うと共に、各励磁期間の最初の半周期については、信号の利得を高めるゲイン補償を行うことを特徴とする２線式電磁流量計。

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