JP2015194417A - 電磁流量計 - Google Patents

Abstract

【課題】電源回路のスイッチングトランスを小型化する。
【解決手段】スイッチング電源回路１１が、入力直流電源ＤＣｉｎをスイッチングしてスイッチングトランス１１Ｂの一次側巻線に入力し、スイッチングトランス１１Ｂの二次側巻線から得られたパルス信号を整流回路１１Ｃで整流し、得られた信号処理用直流電源（ＶｍＡ，ＶｍＤ）を制御回路１４へ供給し、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２が、入力直流電源ＤＣｉｎを昇圧して得られた励磁用直流電源（ＶｅｘＨＬ）を励磁回路１５へ供給する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電磁流量計に関し、特に入力直流電源信号処理用直流電源を生成して制御回路へ供給するとともに、当該入力直流電源から励磁用直流電源を生成して励磁回路へ供給する電源回路技術に関する。

一般に、導電性を有する流体の流量を測定する電磁流量計では、測定管内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルへ、極性が交互に切り替わる励磁電流を供給し、励磁コイルからの発生磁界と直交して測定管内に配置された一対の電極間に生じる起電力を検出し、この電極間に生じる起電力を増幅して得られた流量信号を、サンプリングして信号処理することにより、測定管内を流れる流体の流量を測定している。

図８は、電磁流量計で用いる励磁回路の原理図である。図９は、図８の励磁回路の動作を示す信号波形図である。
通常、励磁コイルＬｅｘに励磁電流Ｉｅｘを供給する励磁回路では、フォトカプラやＭＯＳＦＥＴなどからなるアイソレーション型のスイッチ回路ＳＷ１〜ＳＷ５を設け、制御回路からの制御信号により、正極性のＩｅｘを供給する正期間ＴＰでは、ＳＷ１，ＳＷ４をオンさせるとともにＳＷ２，ＳＷ３をオフさせ、負極性のＩｅｘを供給する負期間ＴＮでは、ＳＷ１，ＳＷ４をオフさせるとともにＳＷ２，ＳＷ３をオンさせることにより、Ｉｅｘの極性を一定周期で切り替えるものとなっている。

この際、予め高電圧ＥＨと低電圧ＥＬの２つの電源を用意しておき、制御回路からの制御信号により、Ｉｅｘ立ち上げ時の高電圧期間ＴＨでは、スイッチＳＷ５をＨ側に切り替えて高電圧ＥＨで励磁し、Ｉｅｘ定常時の低電圧期間ＴＬでは、スイッチＳＷ５をＬ側に切り替えて低電圧ＥＬで励磁する方法が用いられている（例えば、特許文献１など参照）。

具体的には、正極性のＩｅｘを供給する正期間ＴＰの開始時点から始まるＴＨでは、ＬｅｘのインダクタンスによりＩｅｘがゆっくり立ち上がる。このため、ＳＷ５をＨ側に切り替えて、励磁用電源電圧としてＥＨをＬｅｘに供給する。これにより、Ｉｅｘの立ち上がりが早められる。
この後、Ｉｅｘが目標電流Ｉｓに達した時点から始まるＴＬでは、定電流回路ＣＣＳによりＩｅｘが定電流となって流量計測が行われる。このため、ＳＷ５をＬ側に切り替えて、励磁用電源電圧としてＥＬをＬｅｘに供給する。これにより、ＣＣＳでの発熱が抑制される。

次に、負極性のＩｅｘを供給するＴＮの到来に応じて、上記のＴＨおよびＴＬと同様の動作が行われる。
このように、Ｉｅｘ立ち上げ時は高電圧ＥＨで励磁し、Ｉｅｘ定常時は低電圧ＥＬで励磁することにより、励磁極性切替時の励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりを早めることができ、励磁周波数をより高くすることにより１／ｆノイズを減少させることが可能となるとともに、Ｉｅｘ定常時には定電流回路ＣＣＳでの発熱も抑制することができ、周辺部品への温度影響に起因する流量計測値の誤差発生を低減することが可能となる。

特開２０００−２４１２１５号公報

図１０は、電磁流量計で用いる電源回路の具体例である。一般的な電磁流量計５０では、電源回路５１により、上位装置（図示せず）から供給された例えば２４Ｖの入力直流電圧ＤＣｉｎから、制御回路５２や励磁回路５３で用いる動作電源を生成する。この際、上位装置からの電源と制御回路５２で用いる動作電源とをアイソレーションするため、電源回路５１として、スイッチングトランス５１Ｂ〜ＭＡＥＱスイッチング方式の電源回路が用いられる。

具体的には、電源回路５１において、ＤＣｉｎをスイッチング制御回路５１Ａでスイッチングしてスイッチングトランス５１Ｂの一次側へ入力し、スイッチングトランス５１Ｂの二次側から得られた高周波信号を整流回路５１Ｃ，５１Ｅで整流した後、レギュレータ５１Ｄ，５１Ｆ，５１Ｇで定電圧化して制御回路５２や励磁回路５３に供給している。

ここで、電磁流量計５０の小型化やコストダウンを考えたい場合、スイッチングトランス５１Ｂを小型化する方法が考えられる。しかしながら、一般的な電磁流量計５０では、制御回路５２と励磁回路５３を両方合わせて、約１０Ｗ程度の電力を消費するため、スイッチングトランス５１Ｂの巻線の細線化やコアの縮小化などのさらなるサイズダウンを行うことが難しいという問題があった。

また、流量信号のＳ／Ｎ比を改善し、電磁流量計５０の計測精度向上を考えた場合、励磁電流の立ち上がりをさらに早くして励磁周波数を高くすることにより１／ｆノイズを減少させる方法や、励磁電流自体を大きくして、得られる流量信号の振幅を大きくする方法が考えられる。しかしながら、これらの方法は、いずれも励磁回路へ供給する動作電源の電力増大が必要となり、スイッチングトランス５１Ｂの大型化やコストアップの要因となる。

本発明はこのような課題を解決するためのものであり、電源回路のスイッチングトランスを小型化できる電磁流量計を提供することを目的としている。

このような目的を達成するために、本発明にかかる電磁流量計は、入力直流電源から信号処理用直流電源を生成して制御回路へ供給するとともに、当該入力直流電源から励磁用直流電源を生成して励磁回路へ供給する電源回路を備える電磁流量計であって、前記入力直流電源をスイッチングしてスイッチングトランスの一次側巻線に入力し、当該スイッチングトランスの二次側巻線から得られたパルス信号を整流回路で整流することにより前記信号処理用直流電源を生成するスイッチング電源回路と、前記入力直流電源からチョークコイルに流れる電流をスイッチング素子でスイッチングし、得られたパルス信号をダイオードを介して容量素子で充電することにより前記励磁用直流電源を生成する非絶縁型の昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータとを備えている。

また、本発明にかかる上記電磁流量計の一構成例は、前記昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータが、前記励磁用直流電源の出力電圧を抵抗分圧して得られた出力電圧検出電圧と前記出力電圧の上限電圧を示す基準電圧との差分を増幅することにより、前記出力電圧に応じて前記スイッチング素子のオン期間を制御するための電圧帰還制御用電圧を出力する出力電圧制御回路と、前記スイッチング素子でのスイッチングにより流れる電流のピーク電流を示すピーク電流検出電圧と前記電圧帰還制御用電圧とを比較することにより、前記励磁用直流電源のピーク電流を制限するとともに前記出力電圧に応じて前記スイッチング素子のオン期間を制御するための電圧・電流帰還制御用のＰＷＭ調整信号を出力するピーク電流制限回路と、前記スイッチング用のクロック信号と前記ＰＷＭ調整信号とに基づいて、前記スイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ信号を生成して出力するフリップフロップ回路とを備えるものである。

本発明によれば、励磁回路へ供給する励磁用直流電源が、スイッチングトランスを用いるスイッチング電源回路とは別個に設けられた、スイッチングトランスを用いない昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータから供給されることになる。したがって、励磁用直流電源の電力分だけ、スイッチングトランスの負担を削減することができる。

このため、例えば、電磁流量計全体の消費電力のうちの約３／４程度が励磁回路で消費されており、残りの約１／４程度が制御回路などの他の回路で消費されている場合、本発明によれば、スイッチングトランスに要求される定格電力を従来の約１／４程度にまで削減できることになる。したがって、スイッチングトランスの巻線の細線化やコアの縮小化などについて、大幅なサイズダウンを行うことができ、スイッチングトランスの小型化することができる。これにより、電磁流量計全体の小型化およびコストダウンを実現することが可能となる。

一実施の形態にかかる電磁流量計の構成を示すブロック図である。 昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。 励磁回路の構成を示す回路部である。 昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧制御モードにおける動作を示す信号波形図である。 昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータのピーク電流制限モードにおける動作を示す信号波形図である。 昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの動作モードを示す説明図である。 励磁回路の動作を示す信号波形図である。 電磁流量計で用いる励磁回路の原理図である。 図８の励磁回路の動作を示す信号波形図である。 電磁流量計で用いる電源回路の具体例である。

次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
まず、図１を参照して、本発明の一実施の形態にかかる電磁流量計１０について説明する。図１は、一実施の形態にかかる電磁流量計の構成を示すブロック図である。

この電磁流量計１０は、導電性を有する流体の流量を測定する機能を有しており、検出器１６の測定管Ｐｅｘ内を流れる流体の流れ方向に対して磁界発生方向が垂直となるよう配置された励磁コイルＬｅｘへ、極性が交互に切り替わる励磁電流Ｉｅｘを供給し、励磁コイルＬｅｘからの発生磁界と直交して測定管Ｐｅｘ内に配置された一対の電極の間に生じる起電力を検出し、この起電力を増幅した後、サンプリングして信号処理することにより、測定管Ｐｅｘ内を流れる流体の流量を測定する。

［電磁流量計］
次に、図１を参照して、本実施の形態にかかる電流計の構成について詳細に説明する。
図１に示すように、電磁流量計１０には、主な回路部として、スイッチング電源回路１１、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２、定電圧電源回路１３、制御回路１４、励磁回路１５、検出器１６、および設定・操作器１７が設けられている。

スイッチング電源回路１１は、上位装置（図示せず）からの入力直流電源ＤＣｉｎ（例えば２４Ｖ）から信号処理用直流電源を生成して、制御回路１４に供給する機能を有しており、主な回路部として、スイッチング制御回路１１Ａ、スイッチングトランス１１Ｂ、整流回路１１Ｃ、および電圧レギュレータ１１Ｄが設けられている。

スイッチング制御回路１１Ａは、ＤＣｉｎを、例えば数１０ＫＨｚ〜数ＭＨｚ程度の高周波でスイッチングしてスイッチングトランス１１Ｂの一次側巻線へ供給する。整流回路１１Ｃは、スイッチングトランス１１Ｂの二次側巻線から出力された高周波のパルス信号を整流して直流のアナログ信号処理用の動作電圧ＶｍＡ（例えば２４Ｖ）と接地電位ＶｍＣＯＭ（０Ｖ）を生成して制御回路１４へ供給する。電圧レギュレータ１１Ｄは、ＶｍＡからデジタル信号処理用の動作電圧ＶｍＤ（例えば５Ｖ）を生成して制御回路１４へ供給する。

昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、非絶縁型の昇圧チョークコンバータ回路からなり、ＤＣｉｎからチョークコイルに流れる電流を、例えば数１００ＫＨｚ程度の高周波数からなるＰＷＭ周期Ｔｐｗｍのクロック信号ＣＬＫに基づきＤＣｉｎをパルス幅変調ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）で高周波スイッチングし、得られた高周波信号をダイオードを介して容量素子で充電することにより励磁用直流電圧ＶｅｘＨＬ（例えば１００Ｖ−２４Ｖ）を生成して励磁回路１５へ供給する機能と、スイッチングの際、電圧帰還制御および電流帰還制御を行う機能とを有している。

定電圧電源回路１３は、電圧レギュレータ１３ＡによりＤＣｉｎから定電流回路ＣＣＳを制御するための定電流用制御電圧ＶｅｘＣＣ（例えば５Ｖ）を生成して励磁回路１５へ供給する機能と、電圧レギュレータ１３ＢによりＤＣｉｎから励磁回路１５のスイッチ回路を駆動するための共通駆動用電圧ＶｅｘＳＷ（例えば１０Ｖ）を生成して励磁回路１５へ供給する機能とを有している。

制御回路１４は、ＣＰＵ、信号処理回路、伝送Ｉ／Ｆ回路などを含み、励磁回路１５の制御、検出器１６の電極から検出した起電力に基づく流量の算出、および上位装置に対する流量信号出力を行う機能を有している。

励磁回路１５は、制御回路１４からの制御に基づき、検出器１６の励磁コイルＬｅｘに対して、一定周期で励磁極性が切り替えられる励磁電流を供給する機能とを有している。
この際、励磁回路１５は、従来技術と同様、励磁極性切り替え時の励磁電流の立ち上がりを早くするため、予め高電圧から低電圧まで可変出力可能な電源を用意しておき、励磁電流立ち上げ時は高電圧で励磁し、定常時は低電圧で励磁する。

検出器１６は、流量測定対象となる流体が流れる測定管Ｐｅｘと、このＰｅｘに対して励磁回路１５からの励磁電流により磁界を発生させる励磁コイルＬｅｘと、Ｐｅｘの内側面に設けられた１対の検出電極とを有している。
設定・操作器１７は、作業者の設定操作入力を検出して制御回路１４へ出力する機能と、制御回路１４からの表示出力をＬＥＤやＬＣＤで表示する機能とを有している。

［昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ］
次に、図２を参照して、本実施の形態にかかる昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の構成について詳細に説明する。図２は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。

昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２には、一端がＤＣｉｎが供給される端子Ｎ１１に接続され他端が端子Ｎ１２を介して接地電位ＶｅｘＣＯＭに接続された容量素子Ｃ１と、一端がＮ１１に接続されたチョークコイルＬ１と、アノード端子がＬ１の他端に接続されカソード端子がＶｅｘＨＬを出力するＮ１４に接続されたダイオードＤ１と、一端がＮ１４に接続され他端がＶｅｘＣＯＭに接続された容量素子Ｃ２と、入力端子（ドレイン端子）がＬ１の他端に接続されたＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなどからなるスイッチング素子Ｑ１とが設けられている。

これらに加えて、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２には、出力電圧制御回路１２Ａ、ピーク電流制限回路１２Ｂ、およびフリップフロップ回路ＦＦとが設けられている。
出力電圧制御回路１２Ａは、ＶｅｘＨＬを抵抗分圧して得られた出力電圧検出電圧Ｖ１とＶｅｘＨＬの上限電圧Ｖｌｉｍを示す基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅することにより、ＶｅｘＨＬに応じてＱ１のオン期間を制御するための電圧帰還制御用電圧Ｖ２を出力する機能を有している。

ピーク電流制限回路１２Ｂは、Ｑ１での高周波スイッチングにより流れる電流のピーク電流を示すピーク電流検出電圧Ｖ３と電圧帰還制御用電圧Ｖ２とを比較することにより、ＩｅｘＨＬのピーク電流を制限するとともにＶｅｘＨＬに応じてＱ１のオン期間を制御するための電圧・電流帰還制御用のＰＷＭ調整信号ＰＲを出力する機能を有している。
フリップフロップ回路ＦＦは、高周波スイッチング用のクロック信号ＣＬＫとＰＷＭ調整信号ＰＲとに基づいて、Ｑ１をオンオフ制御するためのＰＷＭ信号を生成して出力する機能を有している。

出力電圧制御回路１２Ａには、２つの抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の直列接続回路からなり、一端がＮ１４に接続されて他端がＶｅｘＣＯＭに接続された出力電圧検出用抵抗ＲＶと、非反転入力端子（＋端子）がＲＶのＲ１，Ｒ２で抵抗分圧して得られた出力電圧検出電圧Ｖ１に接続され、反転入力端子（−端子）が基準電圧Ｖｒｅｆに接続され、これらＶ１とＶｒｅｆとの差分を増幅してえられたＶ２を出力端子から出力するオペアンプＵ１と、抵抗素子Ｒ３と容量素子Ｃ３の直列接続回路からなり、一端がＵ１の出力端子に接続され他端がＶｅｘＣＯＭに接続された位相補償器ＰＣとが設けられている。

ピーク電流制限回路１２Ｂには、一端がＱ１の出力端子（ソース端子）に接続され他端がＶｅｘＣＯＭに接続されたピーク電流検出用抵抗素子ＲＩと、非反転入力端子（＋端子）がＲＩの両端に発生したＶ３に接続され、反転入力端子（−端子）が出力電圧制御回路１２Ａから出力されたＶ２に接続され、これらＶ２とＶ３を比較して得られたＰＷＭ調整信号ＰＲを、ＦＦのリセット端子Ｒに出力するコンパレータＵ２とが設けられている。

フリップフロップ回路ＦＦは、セット端子ＳがＣＬＫが入力される端子Ｎ１３に接続され、出力端子ＱがＱ１の制御端子（ゲート端子）に接続され、リセット端子Ｒがピーク電流制限回路１２ＢからのＰＷＭ調整信号ＰＲに接続され、ＱからのＰＷＭ信号によりＱ１をオンオフ制御するＲＳ型のフリップフロップ回路である。

［励磁回路］
次に、図３を参照して、本実施の形態にかかる励磁回路１５の構成について説明する。図３は、励磁回路の構成を示す回路部である。
励磁回路１５には、一定の励磁周期Ｔｅｘ（＝ＴＮ＋ＴＰ）のうち正期間ＴＰと負期間ＴＮとで励磁極性を切り替える際に、ＴＰにオンするとともにＴＮにオフすることにより励磁電流Ｉｅｘを正極性に切り替えて供給するスイッチ回路ＳＷ１，ＳＷ４と、ＴＮにオンするとともにＴＰにオフすることによりＩｅｘを負極性に切り替えて供給するスイッチ回路ＳＷ２，ＳＷ３が設けられている。これらＳＷ１〜ＳＷ４は、共通駆動電圧ＶｅｘＳＷで動作するフォトカプラやＭＯＳＦＥＴからなる公知のアイソレーション回路を用いて構成すればよい。

ＳＷ１は、入力端子が励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬに接続され、出力端子が励磁コイルＬｅｘの一端Ｎ１に接続され、ＴＰでオンしＴＮでオフする回路である。
ＳＷ２は、入力端子がＮ１に接続され、出力端子が定電流回路ＣＣＳの入力端子に接続され、ＴＰでオフしＴＮでオンする回路である。
ＳＷ３は、入力端子がＶｅｘＨＬに接続され、出力端子がＬｅｘの他端Ｎ２に接続され、ＴＰでオフしＴＮでオンする回路である。
ＳＷ４は、入力端子がＮ２に接続され、出力端子がＣＣＳの入力端子に接続され、ＴＰでオンしＴＮでオフする回路である。

なお、ＳＷ１において、制御側ダイオードは、アノード端子が制御回路１４からの動作電圧Ｖｍに接続され、カソード端子がＳＷ４の制御側ダイオードのアノード端子に接続されている。また、ＳＷ２において、制御側ダイオードは、アノード端子がＶｍに接続され、カソード端子がＳＷ３の制御側ダイオードのアノード端子に接続されている。また、ＳＷ４の制御側ダイオードは、カソード端子が抵抗素子Ｒ１１を介して制御回路１４からの極性切替信号ＥＸＤ１に接続されており、ＳＷ３の制御側ダイオードは、カソード端子が抵抗素子Ｒ１２を介して制御回路１４からの極性切替信号ＥＸＤ２に接続されている。

［本実施の形態の動作］
次に、図４および図５を参照して、本実施の形態にかかる昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の動作について説明する。図４は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧制御モードにおける動作を示す信号波形図である。図５は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータのピーク電流制限モードにおける動作を示す信号波形図である。

励磁用電源電流ＩｅｘＨＬが基準電流Ｉｍより低く、励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬが上限電圧Ｖｌｉｍと等しい場合、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、図４に示す出力電圧制御モードで動作し、ＩｅｘＨＬがＩｍ以上で、ＶｅｘＨＬが上限電圧Ｖｌｉｍ未満の場合、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、図５に示すピーク電流制限モードで動作する。

基本動作としては、出力電圧制御モードおよびピーク電流制限モードのいずれにおいても、まず、クロック信号ＣＬＫがＬレベルからＨレベルに立ち上がった時刻Ｔ１に同期して、フリップフロップ回路ＦＦがセットされて、出力端子Ｑからの制御信号ＰＷＭがＬレベルからＨレベルに立ち上がる。

これにより、スイッチング素子Ｑ１がオンして、チョークコイルＬ１を流れるコイル電流ＩＬが、Ｌ１のインダクタンスにより徐々に増大し、ピーク電流検出用抵抗素子ＲＩの両端に発生するピーク電流検出電圧Ｖ３も徐々に増大する。なお、容量素子Ｃ２には、時刻Ｔ１直前に励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬが充電されており、Ｑ１のオンによりダイオードＤ１のアノード端子の電圧ＶＤがＶｅｘＨＬより低くなるため、Ｄ１により逆流が阻止されてダイオード電流ＩＤはゼロとなる。

この後、時刻Ｔ２に、ピーク電流検出電圧Ｖ３が増大してオペアンプＵ１からの電圧帰還制御用電圧Ｖ２に達した時点で、ＰＷＭ調整信号ＰＲがコンパレータＵ２から出力されてＦＦからの制御信号ＰＷＭがＨレベルからＬレベルに立ち下がる。これにより、Ｑ１がオフして、Ｌ１で発生した高電圧によりＩＤが流れ始め、この後、ＣＬＫが再びＬレベルからＨレベルに立ち上がる時刻Ｔ３までの期間にＣ２が充電されるとともに、ＩＬおよびＩＤが徐々に低下し、時刻Ｔ３以降、時刻Ｔ１からの動作が繰り返される。

図６は、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータの動作モードを示す説明図である。
前述した基本動作において、図４に示すように、ＩｅｘＨＬがＩｍより低く、Ｑ１のオンデューティが５０％以上の場合、結果としてＶｅｘＨＬが入力電圧ＤＣｉｎの２倍以上に上昇する。このため、電圧帰還制御が働いて、ＶｅｘＨＬは、Ｖ１とＶｒｅｆとが等しい場合の上限電圧Ｖｌｉｍ＝ＶｅｘＨ一定となるモード、すなわち図６に示す出力電圧制御モードＭ１で動作することになる。

一方、前述した基本動作において、図５に示すように、ＩｅｘＨＬがＩｍ以上で、Ｑ１のオンデューティが５０％未満の場合、結果としてＶｅｘＨＬは入力電圧ＤＣｉｎの２倍未満になる。このため、電流帰還制御が働いて、ＶｅｘＨＬは、Ｖｌｉｍより低い値を示すものとなり、ＩｅｘＨＬの増加に応じてＶｅｘＨＬが低下するモード、すなわち図６に示すピーク電流制限モードＭ２で動作することになる。

出力電圧制御モードＭ１中にＩｅｘＨＬが増大し、Ｉｍに到達した時点でピーク電流制限モードＭ２に移行するが、このときのＩｍは昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の最大出力電力をＰｍａｘとすると次式（１）により求めることができる。
Ｉｍ＝Ｐｍａｘ／Ｖｌｉｍ …（１）

また、電流帰還制御が働いているピーク電流制限モードＭ２のうち、ＩｅｘＨＬが目標電流Ｉｓに達した時点で、定電流回路ＣＣＳによりＩｅｘＨＬが定電流に制御されるため、図６に示す定電流動作モードＭ３で動作することになる。

このようにして、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２では、電圧帰還制御と電流帰還制御を併用しているため、図６に示したように、ＩｅｘＨＬに応じてＶｅｘＨＬが自動的に上下する。
一般的な昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、電圧帰還制御のみであるため、出力電流に関係なく出力電圧を一定に保つよう働くが、本実施の形態にかかる昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２によれば、出力電圧検出用抵抗ＲＶによる電圧帰還制御だけでなく、ピーク電流検出用抵抗素子ＲＩによる電流帰還制御も働く。

これにより、ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍごとに、毎回、ＶｅｘＴＨが上限電圧Ｖｌｉｍ以下に制限されるとともに、ＩｅｘＨＬの増大に応じて、ＶｅｘＴＨが自動的に低下するよう制御される。また、ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍごとに、毎回、ＩｅｘＨＬのピーク電流が制御されるため、万一、定電流回路ＣＣＳが短絡故障したとしてもＩｅｘＨＬがＩｓを大幅に超過することがなく過電流保護にもなる。
したがって、従来の電源回路で必要とされていたＶｅｘＨ（１００Ｖ）とＶｅｘＬ（２４Ｖ）からなる２種類の励磁用直流電源を別個に供給する必要がなくなり、制御回路１４からの電圧切替信号や切替スイッチも不要となる。

本実施の形態において、実際に、これら各動作モードを自動的に切り替える昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２を実現する場合、回路定数として次の２点を考慮すればよい。
まず１つ目は、ＲＩの抵抗値として、Ｕ１から出力されるＶ２が最大値を示す場合、すなわち定電流動作モードＭ３の場合に、ＲＩ両端のＶ３がＶ２と等しい値となるような抵抗値を設定する。この際、ＩＤの平均値であるＩｅｘＨＬがＩｓであるときのＶｅｘＨＬがＶｅｘＬと等しくなるよう、各回路定数を設定すればよい。これにより、電流動作モードＭ３が定義される。
ＶｅｘＨＬの電圧値は、Ｑ１のオン・デューティをＤｏｎとし、Ｑ１のオン抵抗およびＤ１の電圧降下を無視した場合、次の式（２）で計算できる。
ＶｅｘＨＬ≒ＤＣｉｎ／（１−Ｄｏｎ） …（２）

２つ目は、ＶｅｘＨＬが印加されるＱ１，Ｄ１，Ｃ１，Ｃ２やＳＷ１〜ＳＷ４などの回路素子の耐圧を越えないよう、ＲＶのＲ１，Ｒ２でＶｅｘＨＬの最大値を設定する。これにより、励磁極性の切り替え時のＩｅｘＨＬ立ち上がり時前に、ＶｅｘＨＬがこれら回路部品の耐圧を越えて昇圧することを防止できる。この際、これら回路部品の耐圧に対してある程度の余裕を持った上で、できるだけ高い最大値を設定することにより、ＩｅｘＨＬの立ち上がりを可能な限り急峻にすることができる。

次に、図３および図７を参照して、励磁回路１５の動作について説明する。図７は、励磁回路の動作を示す信号波形図である。
励磁コイルＬｅｘに対する励磁電流Ｉｅｘは、制御回路１４からの極性切替信号ＥＸＤ１，ＥＸＤ２により、一定の励磁周期Ｔｅｘ（＝ＴＮ＋ＴＰ）のうち正期間ＴＰと負期間ＴＮとで励磁極性が切り替えられる。

まず、時刻Ｔ１１からの正期間ＴＰにおいて、ＥＸＤ１がＬレベルに制御され、ＥＸＤ２がＨレベルに制御されるため、ＳＷ１，ＳＷ４がオンし、ＳＷ２，ＳＷ３がオフする。これにより、励磁回路１５では、Ｉｅｘが流れる正極性ループとして、ＶｅｘＨＬ→ＳＷ１→Ｎ１→Ｌｅｘ→Ｎ２→ＳＷ４→ＣＣＳ→ＶｅｘＣＯＭが形成されて、Ｉｅｘは、ＬｅｘのインダクタンスによりＴ１１の直前のＴＮにおける目標電流−Ｉｓから徐々に増加し、その後、極性が反転して、時刻Ｔ１２に基準電流Ｉｍに達する。
ここで、Ｔ１１からＴ１２までの期間は、Ｉｅｘ＜Ｉｍであることから、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、図６の出力電圧制御モードＭ１で動作する。これにより、励磁用電源電圧ＶｅｘＨＬは、上限電圧Ｖｌｉｍと等しい高電圧ＶｅｘＨとなる。

Ｔ１２以降、ＩｅｘはＩｍから徐々に増加し、時刻Ｔ１３にＩｍに達する。これにより、Ｔ１２からＴ１３までの期間は、Ｉｅｘ≧Ｉｍであることから、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、図６のピーク電流制限モードＭ２で動作する。これにより、ＶｅｘＨＬは、Ｉｅｘの増加に応じてＶｅｘＨから徐々に低減する。
また、時刻Ｔ１３からＴＮ先頭の時刻２１までの期間ではＩｅｘがＩｓに達するため、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、図６の定電流動作モードＭ３で動作する。これにより、ＩｅｘがＩｓ一定となり、ＶｅｘＨＬが低電圧ＶｅｘＬ一定となる。

したがって、正期間ＴＰのうち、Ｔ１１からＴ１２までの期間における励磁電流立ち上げ時において、高電圧ＶｅｘＨからなるＶｅｘＨＬが昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２から励磁回路１５へ供給される。これにより、Ｉｅｘの立ち上がりが早めることができ、励磁周波数ｆｅｘをより高くすることにより１／ｆノイズを減少させることが可能となる。

また、この後、Ｔ１２からＴ１３の期間において、Ｉｅｘの増加に応じてＶｅｘＨＬがＶｅｘＨが徐々に低減し、Ｔ１３からＴ２１までの定常時において、低電圧ＶｅｘＬからなるＶｅｘＨＬが昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２から励磁回路１５へ供給される。これにより、定常時にＣＣＳに印加される電圧が低減されるため、ＣＣＳのパワートランジスタからの発熱を抑制でき、周辺部品への温度影響に起因する流量計測値の誤差発生を低減できる。

なお、Ｔ２１以降の負期間ＴＮについては、励磁回路１５において正期間ＴＰと励磁極性が逆転するが、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２における回路動作は、ＴＰのＴ１１，Ｔ１２，Ｔ１３に対応するＴＮのＴ２１，Ｔ２２，Ｔ２３においてそれぞれ同様であり、ここでの詳細な説明は省略する。

［本実施の形態の効果］
このように、本実施の形態は、スイッチング電源回路１１が、入力直流電源ＤＣｉｎを高周波スイッチングしてスイッチングトランス１１Ｂの一次側巻線に入力し、当該スイッチングトランス１１Ｂの二次側巻線から得られた高周波信号を整流回路１１Ｃで整流することにより信号処理用直流電源（ＶｍＡ，ＶｍＢ）を生成し、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２が、ＤＣｉｎからチョークコイルＬ１に流れる電流をスイッチング素子Ｑ１で高周波スイッチングし、得られた高周波信号をダイオードＤ１を介して容量素子Ｃ２で充電することにより励磁用直流電源（ＶｅｘＨＬ）を生成するようにしたものである。

これにより、励磁回路１５へ供給するＶｅｘＨＬが、スイッチングトランス１１Ｂを用いるスイッチング電源回路１１とは別個に設けられた、スイッチングトランスを用いない昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２から供給されることになる。したがって、ＶｅｘＨＬの電力分だけ、スイッチングトランス１１Ｂの負担を削減することができる。

このため、例えば、電磁流量計全体の消費電力のうちの約３／４程度が励磁回路で消費されており、残りの約１／４程度が制御回路などの他の回路で消費されている場合、本実施の形態によれば、スイッチングトランスに要求される定格電力を従来の約１／４程度にまで削減できることになる。したがって、スイッチングトランス１１Ｂの巻線の細線化やコアの縮小化などについて、大幅なサイズダウンを行うことができ、スイッチングトランス１１Ｂの小型化することができる。これにより、電磁流量計１０全体の小型化およびコストダウンを実現することが可能となる。

また、流量信号のＳ／Ｎ比を改善し、電磁流量計１０の計測精度向上を考えた場合、励磁電流Ｉｅｘの立ち上がりをさらに早くして励磁周波数ｆｅｘを高くすることにより１／ｆノイズを減少させる方法や、励磁電流Ｉｅｘ自体を大きくして、得られる流量信号の振幅を大きくする方法が考えられる。これらはいずれも励磁回路１５への供給電力増大が必要となるが、本実施の形態によれば、この励磁回路１５への供給電力増大は、スイッチングトランス１１Ｂに影響しないため、スイッチングトランス１１Ｂの大型化やコストアップを要することなく、計測精度向上を実現することができる。

また、図１０で説明したように、一般的な検出器の構造によれば、制御回路に接続されている検出器の電極と励磁コイルＬｅｘとはアイソレーションされている。また、図８で説明したように、一般的な励磁回路１５の回路構成では、フォトカプラやＭＯＳＦＥＴを用いたアイソレーション型のスイッチ回路ＳＷ１〜ＳＷ４により、制御回路側の電源系と励磁用電源とがアイソレーションされている。このため、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２において、上位装置から供給されるＤＣｉｎとアイソレーションする必要はない。したがって、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２において、スイッチングトランスを使用する必要がなくなり、回路構成の簡素な非絶縁型の昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２を実現できる。

また、本実施の形態において、ＶｅｘＨＬを抵抗分圧して得られた出力電圧検出電圧Ｖ１とＶｅｘＨＬの上限電圧Ｖｌｉｍを示す基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅することにより、ＶｅｘＨＬに応じてＱ１のオン期間を制御するための電圧帰還制御用電圧Ｖ２を出力する出力電圧制御回路１２Ａと、Ｑ１での高周波スイッチングにより流れる電流のピーク電流を示すピーク電流検出電圧Ｖ３とＶ２とを比較することにより、ＩｅｘＨＬのピーク電流を制限するとともにＶｅｘＨＬに応じてＱ１のオン期間を制御するための電圧・電流帰還制御用のＰＷＭ調整信号ＰＲを出力するピーク電流制限回路１２Ｂと、高周波スイッチング用のクロック信号ＣＬＫとＰＷＭ調整信号ＰＲとに基づいて、Ｑ１をオンオフ制御するためのＰＷＭ信号ＰＷＭを生成して出力するフリップフロップ回路ＦＦとを設けてもよい。

これにより、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２において、励磁電流Ｉｅｘの立ち上げ時には、出力電圧制御回路１２Ａの電圧帰還制御が働いて出力電圧制御モードＭ１に自動的に切り替えられて、ＶｅｘＨからなるＶｅｘＨＬが供給され、励磁電流Ｉｅｘの定常時には、ピーク電流制限回路１２Ｂの電流帰還制御が働いて定電流動作モードＭ３に自動的に切り替えられて、低電圧ＶｅｘＬからなるＶｅｘＨＬが供給される。

したがって、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２において、ＤＣｉｎからＶｅｘＨおよびＶｅｘＬを別個に作成して供給する必要がなくなるとともに、励磁回路１５においてＶｅｘＨおよびＶｅｘＬをＬｅｘに切替供給する必要がなくなる。このため、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２および励磁回路１５の回路構成を簡素化することができ、電磁流量計１０全体の小型化、コストダウン、さらには計測精度向上を実現することが可能となる。

また、Ｌｅｘのインダクタンスは、検出器の測定管Ｐｅｘの口径によって異なり、Ｉｅｘの立ち上がり時間も口径によって異なる。このため、従来の電磁流量計では、制御回路からＶｅｘＬ／ＶｅｘＨを切り替えるタイミングも口径に応じて調整することが必要となる。この調整を行なわず、例えばＶｅｘＨからＶｅｘＬへの切替タイミングが早すぎると、Ｉｅｘの立ち上がりが遅れて定常時の期間が短くなり、計測誤差が増大する。また、ＶｅｘＨからＶｅｘＬへの切替タイミングが遅すぎると、ＣＣＳへの余剰電流が発生し、ＣＣＳのパワートランジスタでの発熱が増大し、周辺部品への温度影響に起因する流量計測値の誤差発生が増大する。

本実施の形態によれば、昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧制御回路１２Ａおよびピーク電流制限回路１２Ｂにより、Ｌｅｘのインダクタンスに応じたＩｅｘの大きさに基づいて、ＶｅｘＨおよびＶｅｘＬが自動的に切り替えられてＬｅｘに供給される。このため、Ｐｅｘの口径が異なる場合でも、切替タイミングのずれが発生しなくなり、計測誤差の増大抑制でき、Ｐｅｘの口径が異なる各種検出器に対して、口径に固有の調整を行うことなく、共通の回路を適用することができ、製造コストや管理コストをさらに削減することができる。

［実施の形態の拡張］
以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。

１０…電磁流量計、１１…スイッチング電源回路、１１Ａ…スイッチング制御回路、１１Ｂ…スイッチングトランス、１１Ｃ…整流回路、１１Ｄ…電圧レギュレータ、１２…昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータ、１２Ａ…出力電圧制御回路、１２Ｂ…ピーク電流制限回路、１３…定電圧電源回路、１３Ａ，１３Ｂ…電圧レギュレータ、１４…制御回路、１５…励磁回路、１６…検出器、１７…設定・操作器、Ｌｅｘ…励磁コイル、Ｐｅｘ…測定管、Ｑ１…スイッチング素子、Ｄ１…ダイオード、Ｌ１…チョークコイル、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３…容量素子、ＲＩ…ピーク電流検出用抵抗素子、ＦＦ…フリップフロップ回路、Ｕ１…オペアンプ、Ｕ２…コンパレータ、ＲＶ…出力電圧検出用抵抗、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３…抵抗素子、ＰＣ…位相補償器、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４…スイッチ回路、Ｒ１１，Ｒ１２…抵抗素子、ＣＣＳ…定電流回路、Ｎ１１，Ｎ１２，Ｎ１３，Ｎ１４，Ｎ１，Ｎ２…端子、ＤＣｉｎ…入力直流電源、ＶｅｘＨＬ…励磁用電源電圧、ＶｅｘＣＯＭ…接地電位、ＩｅｘＨＬ…励磁用電源電流、ＩＬ…コイル電流、ＩＤ…ダイオード電流、Ｉｅｘ…励磁電流、Ｖｅｘ…励磁電圧、Ｖｒｅｆ…基準電圧、Ｖ１…出力電圧検出電圧、Ｖ２…電圧帰還制御用電圧、Ｖ３…ピーク電流検出電圧、ＰＲ…ＰＷＭ調整信号、ＣＬＫ…クロック信号、ＰＷＭ…制御信号、ＶｅｘＳＷ…共通駆動用電圧、ＶｅｘＣＣ…定電流用制御電圧、Ｖｍ，ＶｍＡ，ＶｍＢ…動作電圧、ＥＸＤ１，ＥＸＤ２…極性切替信号、ＶｅｘＨ…高電圧、ＶｅｘＬ…低電圧、Ｖｌｉｍ…上限電圧、Ｉｓ…目標電流、Ｉｍ…基準電流、Ｍ１…出力電圧制御モード、Ｍ２…ピーク電流制限モード、Ｍ３…定電流動作モード、Ｔｐｗｍ…ＰＷＭ周期、Ｔｅｘ…励磁周期、ＴＰ…正期間、ＴＮ…負期間。

Claims (2)

1. 入力直流電源から信号処理用直流電源を生成して制御回路へ供給するとともに、当該入力直流電源から励磁用直流電源を生成して励磁回路へ供給する電源回路を備える電磁流量計であって、
   前記入力直流電源をスイッチングしてスイッチングトランスの一次側巻線に入力し、当該スイッチングトランスの二次側巻線から得られたパルス信号を整流回路で整流することにより前記信号処理用直流電源を生成するスイッチング電源回路と、
   前記入力直流電源からチョークコイルに流れる電流をスイッチング素子でスイッチングし、得られたパルス信号をダイオードを介して容量素子で充電することにより前記励磁用直流電源を生成する非絶縁型の昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータと
   を備えることを特徴とする電磁流量計。
2. 請求項１に記載の電磁流量計において、
   前記昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータは、
   前記励磁用直流電源の出力電圧を抵抗分圧して得られた出力電圧検出電圧と前記出力電圧の上限電圧を示す基準電圧との差分を増幅することにより、前記出力電圧に応じて前記スイッチング素子のオン期間を制御するための電圧帰還制御用電圧を出力する出力電圧制御回路と、
   前記スイッチング素子でのスイッチングにより流れる電流のピーク電流を示すピーク電流検出電圧と前記電圧帰還制御用電圧とを比較することにより、前記励磁用直流電源のピーク電流を制限するとともに前記出力電圧に応じて前記スイッチング素子のオン期間を制御するための電圧・電流帰還制御用のＰＷＭ調整信号を出力するピーク電流制限回路と、
   前記スイッチング用のクロック信号と前記ＰＷＭ調整信号とに基づいて、前記スイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ信号を生成して出力するフリップフロップ回路と
   を備えることを特徴とする電磁流量計。

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