JP2015162939A - Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電流検出回路に不具合があっても、過大電流に対する回路の保護機能を維持できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、スイッチング素子４と、スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部７とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータであって、制御部は、ＤＣ／ＤＣコンバータが有する回路素子４に流れる電流が検出される時間の遅延に基づき、スイッチングのデューティ比の上限を設定し、当該デューティ比の上限を超えないようにスイッチングを制御することを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、過大電流に対する回路の保護機能を有するＤＣ／ＤＣコンバータおよびＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法に関するものである。

様々な電子機器等に用いられるＤＣ／ＤＣコンバータには、コイル、スイッチング素子、ダイオードおよびコンデンサ等から構成されるチョッパ回路がよく用いられる。このチョッパ回路には、例えば特許文献１のように、回路を過大電流から保護し、オープン故障にも対応するための電流検出回路またはリミット検出回路などが設けられる。

特開２００５−１１７８７３号公報

しかし、このように電流検出回路等を設けても、例えば電流検出回路自身に故障が発生すると、過大電流を検出することができない。このような場合、適切な回路停止がなされないために、ＤＣ／ＤＣコンバータが故障に至るおそれがあった。

また、電流検出回路にフィルタを挿入したり、電流モニタ位置の回路上の制約により電流検出出力に時間遅れが生じると、過大電流を正確に検出することができない。このため回路停止が間に合わず、ＤＣ／ＤＣコンバータが故障に至るおそれがあった。

かかる点に鑑みてなされた本発明の目的は、電流検出回路に不具合があっても、過大電流に対する回路の保護機能を維持できるＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが有する回路素子に流れる電流が検出される時間の遅延に基づき、前記スイッチングのデューティ比の上限を設定し、当該デューティ比の上限を超えないように前記スイッチングを制御することを特徴とする。

また、コイルを備え、前記制御部は、前記コイルのインダクタンスに基づき前記デューティ比の上限を設定することが好ましい。

また、前記制御部は、前記コイルのインダクタンスを前記回路素子に流れる電流の関数として、前記デューティ比の上限を設定することが好ましい。

また、前記制御部は、前記スイッチングの周期ごとに前記デューティ比の上限を設定することが好ましい。

また、前記制御部は、前記スイッチングのデューティ比に基づき、前記スイッチングの制御を開始してから前記回路素子に流れる電流が所定の閾値を超えるまでの経過時間の上限を設定し、前記経過時間の上限を超えるときに前記スイッチングを停止させることが好ましい。

また、上記課題を解決するため、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法は、スイッチング素子のスイッチングをおこなうステップと、ＤＣ／ＤＣコンバータが有する回路素子に流れる電流を検出するステップと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが有する回路素子に流れる電流が検出される時間の遅延に基づき、前記スイッチングのデューティ比の上限を設定するステップと、前記デューティ比の上限を超えないように前記スイッチングを制御するステップとを含むことを特徴とする。

本発明によれば、電流検出機能に不具合がある場合であっても、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する回路に過大電流が流れないように、回路の保護機能を維持することができる。

本発明の第１の実施形態に係る昇圧用ＤＣ／ＤＣコンバータのブロック図である。 本発明の実施形態によるスイッチング動作により、コイルを流れる電流波形を示す。 本発明の第１の実施形態において、スイッチングのデューティ比とコイルを流れる電流の変化率との関係を示すグラフである。 コイルを流れる直流電流とインダクタンスとの関係を示すグラフである。 本発明の実施形態における、スイッチング素子の制御フロー（メインプログラム）を示す。 本発明の実施形態における、スイッチング素子の制御フロー（割り込みタイマにおける処理）を示す。 本発明の第２の実施形態に係る降圧用ＤＣ／ＤＣコンバータのブロック図である。 本発明の第２の実施形態において、スイッチングのデューティ比とコイルを流れる電流の変化率との関係を示すグラフである。

以下、本発明に係る実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る昇圧用ＤＣ／ＤＣコンバータ１００のブロック図である。本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、昇圧用のコイル２と、電流センサ３と、電流のスイッチングをおこなうスイッチング素子４と、整流用ダイオード５と、コンデンサ６と、制御部７とを備える。電流センサ３は、コイル２を流れる電流を検出するセンサである。制御部７は、後述するようにスイッチング素子４等の制御をおこなう。また、電圧Ｖｂを出力する定電圧電源１がＤＣ／ＤＣコンバータ１００の入力側に接続される。そして、負荷８が、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の出力側に接続される。

コイル２は、昇圧用コイルであり、後述するスイッチング素子４のオン状態において電気エネルギーを蓄える役割を果たす。

電流センサ３は、コイル２に直列に設けられ、コイル２を流れる電流を測定可能に構成されている。電流センサ３には、抵抗での電圧降下を利用したもの、カレント・トランスを利用したもの、およびホール素子を利用したものなどを用いることができる。スイッチング素子４がオン状態にあるときは、コイル２を流れる電流とスイッチング素子４を流れる電流がほぼ等しくなる。そのため、制御部７は、電流センサ３の出力をモニタすることにより、スイッチング素子４を流れる過大電流を監視することができる。後述のように、制御部７は、電流センサ３の出力を取得することができる。

スイッチング素子４は、制御部７からの制御信号によりＰＷＭ(Pulse Width Modulation)駆動される。本実施形態において、スイッチング素子４には、ＭＯＳ型ＦＥＴを用いているが、他の種類のトランジスタを用いることもできる。

制御部７は、マイコン７ａ、ＰＷＭドライバ７ｂ、およびＡＤ(Analog-to-Digital)コンバータ７ｃ〜７ｅから構成される。

マイコン７ａは、内部にプログラム格納用およびデータ記憶用メモリを有する。マイコン７ａは、ＡＤコンバータ７ｃ〜７ｅとバスを経由して接続され、各ＡＤコンバータから入力電圧Ｖｂ，電流センサ３の出力および出力電圧Ｖｃをデジタルデータとして取得する。また、マイコン７ａは、ＰＷＭドライバ７ｂに制御信号を伝送する。

なお、本実施形態において、制御部７が、マイコン７ａ、ＰＷＭドライバ７ｂ、およびＡＤコンバータ７ｃ〜７ｅを全て別の電子部品として有するように構成したが、本発明はこの形態に限定されない。マイコン７ａがＰＷＭドライバおよびＡＤ(Analog-to-Digital)コンバータの機能を内部に有し、マイコン７ａのみによって制御部７を構成してもよい。

次に、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１００を用いた昇圧の原理について説明する。なお、本実施形態では、コイルに常に電流が流れる連続モードを仮定して説明をおこなうが、本発明の範囲が連続モードでの動作に限定されるものではない。

まず、制御部７は、スイッチング素子４をｔｏｎ時間の間オン状態にする。一般的にコイルの両端にかかる電圧Ｖと、コイルを流れる電流の時間変化ｄｉ／ｄｔと、コイルのインダクタンスＬとの関係は、以下の数式（１）で表される。

つまり、電流の変化率ｄｉ／ｄｔは以下の数式（２）で表される。

スイッチング素子４をオン状態としている間、コイル２の両端にかかる電圧はＶｂである。従って、スイッチング素子４をオン状態としてからｔｏｎ時間経過したときのコイル２を流れる電流ｉｐは以下の数式（３）で表される。

ここで、ｉｏｆｓは、スイッチング素子４をオンしたときのコイル２を流れる電流である。なお、スイッチング素子４のオン抵抗は考慮していない。

次に、制御部７は、ｔｏｆｆ時間の間、スイッチング素子４がオフ状態となるように制御をおこなう。出力電圧Ｖｃの方が入力電圧Ｖｂよりも高いので、ｔｏｆｆ時間の間はコイル２に対して逆電圧Ｖｃ−Ｖｂが印加され、コイル２を流れる電流ｉは減少する。時間ｔｏｆｆを経過したときのコイル２を流れる電流ｉｂは以下の数式（４）で表される。

なお、数式（４）においてダイオードの順電圧は考慮していない。

ところで、コイルに常に電流が流れる連続モードを仮定しているから、ｔｏｎ時間とｔｏｆｆ時間の和は、スイッチング素子４を制御するパルス信号の周期Ｔに等しい。また、周期Ｔに対するｔｏｎ時間の割合はデューティ比となる。すなわち、以下の数式（５）および（６）が成り立つ。

なお、数式（６）においてｄｕｔｙはデューティ比を表す。

ここまでの説明を基に、スイッチング素子４の駆動を開始した後の、コイル２に流れる電流波形の概略を図２に示す。ここでは、時間０においてコイル２に流れる電流をｉｏｆｓとしている。スイッチング素子４をオンしてから時間ｔｏｎが経過するまでの間は、数式（２）から分かるように単位時間あたり（Ｖｂ／Ｌ）の割合で電流が増加する。そして、時間ｔｏｎでは、数式（３）で表される電流ｉｐが流れる。ｔｏｎの時間が経過後、更にｔｏｆｆの時間が経過するまでの間は、数式（２）から分かるように単位時間あたり｛（Ｖｃ−Ｖｂ）／Ｌ｝の割合で電流が減少する。そして、時間ｔｏｆｆ経過後には、数式（４）で表される電流ｉｂが流れる。

次に、周期Ｔの間における電流ｉの変化率ｄｉ／ｄｔについて考える。時間Ｔにおける電流値ｉｂと時間０における電流値ｉｏｆｓとの差分を周期Ｔで割った値が、単位時間当たりの電流の変化、すなわち電流変化率となる。よって電流変化率は、以下の数式（７）で表される。

上記の数式（７）を数式（５）および（６）を用いて変形すると以下の数式（８）が得られる。

数式（８）をグラフに表したものが、図３である。図３は、横軸にデューティ比、縦軸に電流の変化率ｄｉ／ｄｔを示す。数式（８）および図３から分かるように、デューティ比が１−Ｖｂ／Ｖｃよりも大きい場合には、電流の変化率が正の値となる。その場合、図２のように周期Ｔが経過したときの電流値はｉｏｆｓまで下がり切らない。従って、１周期経過する度に電流値は増加していく。

一方、デューティ比が１−Ｖｂ／Ｖｃよりも小さい場合には、電流の変化率が負の値となる。その場合、周期Ｔが経過したときの電流値はｉｏｆｓ以下まで下がる。従って、１周期経過する度に電流値は減少していく。

このように、制御部７は、デューティ比の値を変化させることにより、コイル２を流れる電流の変化率を制御することが可能となる。すなわち、制御部７は、デューティ比の値を変化させることにより、コンデンサ６に蓄積される電荷を制御することができ、従って出力電圧Ｖｃを制御することができる。このように、制御部７は、出力電圧Ｖｃを計測し、その値に基づいてデューティ比を増減させてＶｃを目標値へと導くＰＩ(Proportional Integral)制御をおこなうことができる。

また、制御部７は、数式（８）から分かるように、計測された入力電圧Ｖｂおよび出力電圧Ｖｃと、現在のデューティ比とから、電流の変化率ｄｉ／ｄｔを算出できる。従って、電流センサ３の故障によって電流値の検出が出来なくなっても、制御部７は、以下の手順により電流値を予測することが出来る。

数式（８）に対して時間積分をおこなうと、数式（９）が得られる。また、数式（９）を時間ｔについて解くと数式（１０）が得られる。

ここで、スイッチング素子４の制御を開始してから、スイッチング素子４を流れる電流がスイッチング素子４の最大許容電流ｉｍａｘに到達するまでの時間ｔｌｉｍを考える。ｉｍａｘは、スイッチング素子４の電気特性等から定まる最大許容電流である。また、スイッチング素子４の制御開始時は、ｉｏｆｓ＝０である。従って、電流がｉｍａｘに達すると予想される時間ｔｌｉｍは、数式（１０）にｉ＝ｉｍａｘ、ｉｏｆｓ＝０をあてはめることにより、以下の数式（１１）として表すことができる。

従って、電流センサ３が故障して電流値を検出できない場合であっても、スイッチング素子４の駆動を開始してからの時間が上述のｔｌｉｍを超えないように監視すれば、スイッチング素子４に過大電流が流れることを防止することができる。なお、このｔｌｉｍを用いたスイッチング素子４の制御フローについては、後ほど詳しく説明する。

ところで、本実施形態において、ダイオード５のカソード側の電圧Ｖｃの方がアノード側の電圧Ｖｂよりも高い。そのため、スイッチング素子４がオン状態のときにダイオード５には電流が流れない。従って、数式（１１）におけるｉｍａｘは、コイル２に流れる電流として定義しているものの、スイッチング素子４がオンのときには、スイッチング素子４を流れる電流と等しい。また、スイッチング素子４がオフのときは、スイッチング素子４には電流が流れない。従ってコイル２へ流れる電流がｉｍａｘを超えないように制御すれば、スイッチング素子４へ流れる電流もｉｍａｘ以下に抑えることが可能である。

なお、スイッチング素子４がオフになると、その時コイル２に流れている電流がそのままダイオード５の順方向に流れる。従って、ダイオード５の選定に際しては、ｉｍａｘ以上の最大許容電流を有しているものを選択する必要がある。

本実施形態においては、ｉｍａｘをスイッチング素子４の最大許容電流として定義し、コイル２を流れる電流がｉｍａｘを超えないように制御しているが、本発明はこの形式には限定されない。スイッチング素子４とダイオード５の最大許容電流のうち、小さい方の電流値をｉｍａｘと定めてスイッチング素子４の制御をおこなってもよい。

次に、電流センサ３の検出遅延時間を考慮したリミッタについて説明する。図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ１００にはフィルタを挿入していないが、実使用時には、ノイズ除去のために回路中にフィルタを挿入することがある。また、回路上の制約により電流を観測する位置と、過大電流から保護したい回路素子の位置が一致しない場合も多い。更に、過渡的な高速の変化を検出できない電流センサを使用する場合も考えられる。このような場合、保護したい回路素子（本実施形態ではスイッチング素子４）に流れる電流に対して、電流センサ３で観測する出力に時間遅れｔｄｌｙが発生する。すなわち、この時間遅れｔｄｌｙの間は、電流センサ３により電流の増加分を観測することができない。

ここで、スイッチング素子４の電気特性等から定まる最大許容電流をｉｍａｘとする。そして、時間ｔｄｌｙの間にコイル２に流れる電流ｉが最大許容電流ｉｍａｘに達するようなデューティ比であるｄｕｔｙｌｉｍを考える。まず、数式（９）のｉ，ｄｕｔｙ，ｔにそれぞれｉｍａｘ，ｄｕｔｙｌｉｍ，ｔｄｌｙを代入することにより数式（１２）を得る。

そして、数式（１２）をｄｕｔｙｌｉｍについて解くと、数式（１３）を得る。

制御部７は、出力電圧ＶｃをフィードバックしておこなうＰＩ制御等により算出されたデューティ比に対して、上述のｄｕｔｙｌｉｍで制限をかける。これにより、電流センサ３による検出に時間遅れｔｄｌｙが生じても、スイッチング素子４にｉｍａｘ以上の電流が流れることはない。特にこのｄｕｔｙｌｉｍは、現在の電圧Ｖｂ，Ｖｃおよび電流ｉｏｆｓに基づき動的に設定をおこなうため、速やかに目標電圧に追従させることができる。

なお、上述の説明において、コイル２のインダクタンスＬは、固定値として記載しているが、コイル２に流れる直流電流の関数であるとしてもよい。図４に示すように、コイルに流れる直流電流の増加と共に、コイルのインダクタンスＬが減少することが知られている。従って、コイル２のインダクタンスＬをコイル２に流れる直流電流ｉｏｆｓの関数Ｌ（ｉｏｆｓ）であるとして数式（１３）によりｄｕｔｙｌｉｍを求めることができる。インダクタンスＬを直流電流ｉｏｆｓの関数とすることにより、コイル２に流れる直流電流ｉｏｆｓが小さいときはインダクタンスＬが相対的に大きくなる。従って、数式（１３）から、ＰＷＭ出力時により大きなデューティ比を用いることができる。これにより出力電圧Ｖｃを速やかに目標電圧に追従させることができる。一方、コイル２に流れる直流電流ｉｏｆｓが大きいときは、インダクタンスＬが相対的に小さくなる。従って、数式（１３）から、ＰＷＭ出力は小さなデューティ比に制限される。これによりスイッチング素子４に流れる電流の最大値を確実にｉｍａｘ以下に抑制することができる。

次に、上述のｔｌｉｍおよびｄｕｔｙｌｉｍを用いた本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ１００の制御フローについて説明する。図５は、マイコン７ａによって実行されるメインプログラムにおける、スイッチング素子４の制御に関連する処理を記載した制御フローである。

図５において、制御部７は、マイコン７ａにメインプログラムを開始させ、各パラメータの初期化等をおこなった後（ステップＳ５０１）、ＰＷＭ割り込みタイマを開始させる（ステップＳ５０２）。この割り込みタイマは、所定のサンプリング時間（本実施形態では５０マイクロ秒）ごとに処理を実行し、各種パラメータの取得およびＰＷＭ出力等をおこなう。なお、割り込み処理の詳細な説明については後述する。

ステップＳ５０２において割り込みタイマを開始させた後、制御部７は、起動時チェックタイマを開始させる（ステップＳ５０３）。この起動時チェックタイマは、スイッチング素子４の制御を開始させた後、上述の時間ｔｌｉｍを超える前に、電流センサ３の出力が所定の電流値に達したか否かを判定するために設けられている。

ステップＳ５０３において起動時チェックタイマを開始させた後、制御部７は、起動時チェックタイマを開始させてからの経過時間が数式（１１）で表されるｔｌｉｍを超えたか否かを判定する（ステップＳ５０４）。制御部７は、ステップＳ５０４においてタイマ開始からの経過時間がｔｌｉｍを超えたと判定すると、ｔｌｉｍエラー時の処理を実行し（ステップＳ５１０）、ＰＷＭ出力を停止した後に（ステップＳ５０９）、処理を終了する。

なお、ｔｌｉｍエラー時の処理として、制御部７は、電流センサ３の故障が発生したと判断し、例えば重故障が発生した旨のエラー表示をおこなってもよい。

一方、ステップＳ５０４において、起動時チェックタイマを開始させてからの経過時間が数式（１１）で表されるｔｌｉｍを超えていないと判定すると、制御部７は、電流センサ３の出力が所定の閾値電流を超えたか否かを判定する（ステップＳ５０５）。このステップＳ５０５においては、電流センサ３が故障しておらず正常に出力していることを確認できればよい。そのため、ステップＳ５０５における閾値電流値としては、例えば、スイッチング素子４の電気特性等から定まる最大許容電流ｉｍａｘの２分の１程度の値を選択することができる。

ステップＳ５０５において、電流センサ３の出力が閾値電流値に満たないと判定すると、制御部７は、ステップＳ５０４に戻り、経過時間がｔｌｉｍを超えたか否かを再度判定する（ステップＳ５０４）。一方、制御部７は、ステップＳ５０５において電流センサ３の出力が閾値電流値以上であると判定すると、起動時チェックタイマを停止させる（ステップＳ５０６）。ステップＳ５０６以降はｔｌｉｍを用いた処理をおこなわないため、これ以降も起動時チェックタイマを動作させておく必要がないからである。

ステップＳ５０６において起動時チェックタイマを停止させた後、制御部７は、電流センサ３の出力が過電流に達しているか否かを判定する（ステップＳ５０７）。ステップＳ５０７における過電流に達したか否かの閾値は、スイッチング素子４の電気特性等から定まる最大許容電流ｉｍａｘである。なお、制御部７は、ｉｍａｘよりも小さい電流閾値を設定し、この閾値を用いてステップＳ５０７において過電流か否かの判定をおこなってもよい。

ステップＳ５０７において、電流センサ３の出力が過電流に達していると判定すると、制御部７は、過電流エラー処理をおこなう（ステップＳ５１１）。その後に、制御部７は、ＰＷＭ停止をおこない（ステップＳ５０９）、処理を終了する。なお、過電流エラー処理として、制御部７は、例えば軽微なエラーである旨の表示をおこなった後、一定時間経過後に自動的に回路を復帰させてもよい。

一方、制御部７は、ステップＳ５０７において、電流センサ３の出力が過電流に達していないと判定すると、次に運転停止すべきか否かを判定する（ステップＳ５０８）。なお、ここでいう運転停止とは、利用者により運転停止操作がおこなわれた場合のほか、制御部７が異常温度上昇等を検知して運転停止命令を実行した場合も含む。

制御部７は、運転停止すべきでないと判定すると、ステップＳ５０７に戻り、再度過電流検出をおこなう。一方、制御部７は、運転停止すべきであると判定すると、次にＰＷＭ停止をおこない（ステップＳ５０９）、処理を終了する。

次に割り込みタイマ処理について図６を用いて説明する。図５のステップＳ５０２において割り込みタイマを開始させた後、制御部７内のマイコン７ａは、サンプリング時間として設定した５０マイクロ秒ごとに出力電圧Ｖｃ，入力電圧Ｖｂおよび現在の電流値ｉｏｆｓをそれぞれＡＤコンバータ７ｅ、７ｃ、７ｄを経由して取得する（ステップＳ６０１）。次に制御部７は、ステップＳ６０１で取得した電流値ｉｏｆｓから、図４に示したような関数Ｌ（ｉｏｆｓ）を用いて、インダクタンス値を算出する（ステップＳ６０２）。次に制御部７は、ステップＳ６０１において取得した出力電圧Ｖｃ等から、ＰＩ演算により、ＰＷＭ出力におけるデューティ比を決定する（ステップＳ６０３）。更に、制御部７は、数式（１３）に、ステップＳ６０１において取得したＶｃ，Ｖｂ，ｉｏｆｓを代入することで求まるｄｕｔｙｌｉｍ値を算出する（ステップＳ６０４）。最後に制御部７は、ステップＳ６０３において得られたデューティ比と、ステップＳ６０４において算出したｄｕｔｙｌｉｍ値とを比較して、小さい方の値をデューティ比として採用して、ＰＷＭ出力をおこなう（ステップＳ６０５）。そして制御部７は、ＰＷＭタイマ割り込み処理を終了し、メインプログラムに戻って処理を継続する。

以上述べたように、本発明の第１の実施形態は、昇圧用のＤＣ／ＤＣコンバータ１００において、ＰＷＭ出力開始から所定時間ｔｌｉｍ内に所定の電流センサ出力が得られない場合にＰＷＭ出力を停止させるように構成した。この構成の採用により、電流センサ３の出力が得られない場合においてもスイッチング素子等の回路素子が過電流により破壊されてしまうのを防止することができる。

また、本発明の第１の実施形態は、入力電圧Ｖｂ、出力電圧Ｖｃ、デューティ比およびコイル２のインダクタンスＬを用いて電流の変化率を予測し、上述の所定時間ｔｌｉｍの算出をおこなうように構成した。この構成の採用により、回路の動作状況に応じたより適切な所定時間ｔｌｉｍによりＰＷＭ出力の停止をおこなうことができる。

また、本発明の第１の実施形態は、スイッチング素子４を流れる電流に対する電流センサ３の出力の時間遅延に基づき、ＰＷＭ出力のデューティ比の上限値ｄｕｔｙｌｉｍを設定するように構成した。この構成の採用により、回路中にフィルタを挿入した場合、回路上の電流センサの配置に制約がある場合、または過渡的な高速の変化を検出できない電流センサを使用した場合など、電流センサ出力に時間遅延が発生しても、その遅延時間における電流の上昇を予測できる。そしてこの電流の上昇の予測値から、スイッチング素子４等の回路素子に過電流が流れないような適切なデューティ比でスイッチング素子４の制御をおこなうことができる。

（第２の実施形態）
図７は、本発明の第２の実施形態に係る降圧用ＤＣ／ＤＣコンバータ７００のブロック図を示す。本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ７００は、降圧用のコイル７２と、電流センサ３と、電流のスイッチングをおこなうスイッチング素子４と、整流用ダイオード５と、コンデンサ６と、制御部７７とを備える。電流センサ３は、コイル７２を流れる電流を検出するセンサである。制御部７７は、後述するようにスイッチング素子４等の制御をおこなう。また、電圧Ｖｃを出力する定電圧電源７１がＤＣ／ＤＣコンバータ７００の入力側に接続される。そして、負荷７８が、ＤＣ／ＤＣコンバータ７００の出力側に接続される。

コイル７２は、降圧用コイルであり、後述するスイッチング素子４のオン状態において電気エネルギーを蓄える役割を果たす。

電流センサ３は、コイル７２に直列に設けられ、コイル７２を流れる電流を測定可能に構成されている。スイッチング素子４がオン状態にあるときは、コイル７２を流れる電流とスイッチング素子４を流れる電流がほぼ等しくなる。そのため、制御部７７は、電流センサ３の出力をモニタすることにより、スイッチング素子４を流れる過大電流を監視することができる。後述のように、制御部７７は、電流センサ３の出力を取得することができる。

スイッチング素子４は、制御部７７からの制御信号によりＰＷＭ(Pulse Width Modulation)駆動される。本実施形態において、スイッチング素子４には、ＭＯＳ型ＦＥＴを用いているが、他の種類のトランジスタを用いることもできる。

制御部７７は、マイコン７７ａ、ＰＷＭドライバ７７ｂ、およびＡＤ(Analog-to-Digital)コンバータ７７ｃ〜７７ｅから構成される。

マイコン７７ａは、内部にプログラム格納用およびデータ記憶用メモリを有する。マイコン７７ａは、ＡＤコンバータ７７ｃ〜７７ｅとバスを経由して接続され、各ＡＤコンバータから入力電圧Ｖｃ，電流センサ３の出力および出力電圧Ｖｂをデジタルデータとして取得する。また、マイコン７７ａは、ＰＷＭドライバ７７ｂに制御信号を伝送する。

次に、図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータ７００を用いた降圧の原理について説明する。なお、本実施形態においても、コイルに常に電流が流れる連続モードを仮定して説明をおこなうが、本発明の範囲が連続モードでの動作に限定されるものではない。

まず、制御部７７は、スイッチング素子４をｔｏｎ時間の間オン状態にする。スイッチング素子４をオン状態としている間、コイル７２の両端にかかる電圧はＶｃ−Ｖｂである。従って、スイッチング素子４をオン状態としてからｔｏｎ時間経過したときのコイル７２を流れる電流ｉｐは以下の数式（１４）で表される。

ここで、ｉｏｆｓは、スイッチング素子４をオンしたときのコイル７２を流れる電流である。なお、スイッチング素子４のオン抵抗およびダイオード５の順電圧は考慮していない。

次に、制御部７７は、ｔｏｆｆ時間の間、スイッチング素子４がオフ状態となるように制御をおこなう。ｔｏｆｆ時間の間はコイル７２に対して逆電圧Ｖｂが印加され、コイル７２を流れる電流ｉは減少する。時間ｔｏｆｆを経過したときのコイル７２を流れる電流ｉｂは以下の数式（１５）で表される。

ここまでの説明を基にした、スイッチング素子４をオンしてから周期Ｔの時間が経過するまでの、コイル７２に流れる電流波形の概略は、第１の実施形態と同様に図２として表すことができる。

次に、周期Ｔの間における電流ｉの変化率ｄｉ／ｄｔについて考える。時間Ｔにおける電流値ｉｂと時間０における電流値ｉｏｆｓとの差分を周期Ｔで割った値が、単位時間当たりの電流の変化、すなわち電流変化率となる。よって電流変化率は、以下の数式（１６）で表される。

コイルに常に電流が流れる連続モードを仮定しているから、上記の数式（１６）を数式（５）および（６）を用いて変形すると以下の数式（１７）が得られる。

数式（１７）をグラフに表したものが、図８である。図８は、横軸にデューティ比、縦軸に電流の変化率ｄｉ／ｄｔを示す。数式（１７）および図８から分かるように、デューティ比がＶｂ／Ｖｃよりも大きい場合には、電流の変化率が正の値となる。その場合、図２のように周期Ｔが経過したときの電流値はｉｏｆｓまで下がり切らない。従って、１周期経過する度に電流値は増加していく。

一方、デューティ比がＶｂ／Ｖｃよりも小さい場合には、電流の変化率が負の値となる。その場合、周期Ｔが経過したときの電流値はｉｏｆｓ以下まで下がる。従って、１周期経過する度に電流値は減少していく。

このように、制御部７７は、デューティ比の値を変化させることにより、コイル７２を流れる電流の変化率を制御することが可能となる。すなわち、制御部７７は、デューティ比の値を変化させることにより、コンデンサ６に蓄積される電荷を制御することができ、従って出力電圧Ｖｂを制御することができる。このように、制御部７７は、出力電圧Ｖｂを計測し、その値に基づいてデューティ比を増減させてＶｂを目標値へと導くＰＩ(Proportional Integral)制御をおこなうことができる。

また、制御部７７は、数式（１７）から分かるように、計測された入力電圧Ｖｃおよび出力電圧Ｖｂと、現在のデューティ比とから、電流の変化率ｄｉ／ｄｔを算出できる。従って、電流センサ３の故障によって電流値の検出が出来なくなっても、制御部７７は、以下の手順により電流値を予測することが出来る。

数式（１７）に対して時間積分をおこなうと、数式（１８）が得られる。また、数式（１８）を時間ｔについて解くと数式（１９）が得られる。

ここで、スイッチング素子４の制御を開始してから、スイッチング素子４を流れる電流がスイッチング素子４の最大許容電流ｉｍａｘに到達するまでの時間ｔｌｉｍを考える。ｉｍａｘは、スイッチング素子４の電気特性等から定まる最大許容電流である。また、スイッチング素子４の制御開始時は、ｉｏｆｓ＝０である。従って、電流がｉｍａｘに達すると予想される時間ｔｌｉｍは、数式（１９）にｉ＝ｉｍａｘ、ｉｏｆｓ＝０をあてはめることにより、以下の数式（２０）として表すことができる。

従って、電流センサ３が故障して電流値を検出できない場合であっても、スイッチング素子４の駆動を開始してからの時間が上述のｔｌｉｍを超えないように監視すれば、スイッチング素子４に過大電流が流れることを防止することができる。なお、このｔｌｉｍを用いたスイッチング素子４の制御フローについては、後述する。

ところで、本実施形態において、ダイオード５のカソード側の電圧の方がアノード側の電圧よりも高い。そのため、スイッチング素子４がオン状態のときにダイオード５にはほとんど電流が流れない。従って、数式（２０）におけるｉｍａｘは、コイル７２に流れる電流として定義しているものの、スイッチング素子４がオンのときには、スイッチング素子４を流れる電流とほぼ等しい。また、スイッチング素子４がオフのときは、スイッチング素子４には電流が流れない。従ってコイル７２へ流れる電流がｉｍａｘを超えないように制御すれば、スイッチング素子４へ流れる電流もｉｍａｘ以下に抑えることが可能である。

次に、電流センサ３の検出遅延時間を考慮したリミッタについて説明する。図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータ７００にはフィルタを挿入していないが、実使用時には、ノイズ除去のために回路中にフィルタを挿入することがある。また、回路上の制約により電流を観測する位置と、過大電流から保護したい回路素子の位置が一致しない場合も多い。更に、過渡的な高速の変化を検出できない電流センサを使用する場合も考えられる。このような場合、保護したい回路素子（本実施形態ではスイッチング素子４）に流れる電流に対して、電流センサ３で観測する出力に時間遅れｔｄｌｙが発生する。すなわち、この時間遅れｔｄｌｙの間は、電流センサ３により電流の増加分を観測することができない。

ここで、スイッチング素子４の電気特性等から定まる最大許容電流をｉｍａｘとする。そして、時間ｔｄｌｙの間にコイル７２に流れる電流ｉが最大許容電流ｉｍａｘに達するようなデューティ比であるｄｕｔｙｌｉｍを考える。まず、数式（１８）のｉ，ｄｕｔｙ，ｔにそれぞれｉｍａｘ，ｄｕｔｙｌｉｍ，ｔｄｌｙを代入することにより数式（２１）を得る。

そして、数式（２１）をｄｕｔｙｌｉｍについて解くと、数式（２２）を得る。

制御部７７は、出力電圧ＶｂをフィードバックしておこなうＰＩ制御等により算出されたデューティ比に対して、上述のｄｕｔｙｌｉｍで制限をかける。これにより、電流センサ３による検出に時間遅れｔｄｌｙが生じても、スイッチング素子４にｉｍａｘ以上の電流が流れることはない。特にこのｄｕｔｙｌｉｍは、現在の電圧Ｖｂ，Ｖｃおよび電流ｉｏｆｓに基づき動的に設定をおこなうため、速やかに目標電圧に追従させることができる。

なお、上述の説明において、コイル７２のインダクタンスＬは、固定値として記載しているが、図４に示したようなコイルに流れる直流電流の関数であるとしてもよい。コイル７２のインダクタンスＬをコイル７２に流れる直流電流ｉｏｆｓの関数Ｌ（ｉｏｆｓ）であるとして数式（２２）によりｄｕｔｙｌｉｍを求めることができる。インダクタンスＬを直流電流ｉｏｆｓの関数とすることにより、コイル７２に流れる直流電流ｉｏｆｓが小さいときはインダクタンスＬが相対的に大きくなる。従って、数式（２２）から、ＰＷＭ出力により大きなデューティ比を用いることができる。これにより出力電圧Ｖｂを速やかに目標電圧に追従させることができる。一方、コイル７２に流れる直流電流ｉｏｆｓが大きいときは、インダクタンスＬが相対的に小さくなる。従って、数式（２２）から、ＰＷＭ出力は、小さなデューティ比に制限される。これによりスイッチング素子４に流れる電流の最大値を確実にｉｍａｘ以下に抑制することができる。

なお、上述のｔｌｉｍおよびｄｕｔｙｌｉｍを用いた本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ７００の制御フローについては、第１の実施形態において図５を用いて説明した制御フローをほぼそのまま使用することができる。すなわち、図５のステップＳ５０４において、起動時チェックタイマを開始させてからの経過時間が数式（２０）で表されるｔｌｉｍを超えているか否かを判定すればよい。その他の制御フローは、第１の実施形態と同一であるから、ここでの再度の説明は省略する。

割り込みタイマ処理についても、第１の実施形態において図６を用いて説明した制御フローをほぼそのまま使用することができる。すなわち、図６のステップＳ６０４において、数式（１３）を用いてｄｕｔｙｌｉｍを算出する代わりに、数式（２２）を用いてｄｕｔｙｌｉｍの算出をおこなえばよい。その他の制御フローは、第１の実施形態と同一であるから、ここでの再度の説明は省略する。

以上述べたように、本発明の第２の実施形態は、降圧用のＤＣ／ＤＣコンバータ７００において、ＰＷＭ出力開始から所定時間ｔｌｉｍ内に所定の電流センサ出力が得られない場合にＰＷＭ出力を停止させるように構成した。この構成の採用により、電流センサ３の出力が得られない場合においてもスイッチング素子等の回路素子が過電流により破壊されてしまうのを防止することができる。

また、本発明の第２の実施形態は、入力電圧Ｖｃ、出力電圧Ｖｂ、デューティ比およびコイル７２のインダクタンスＬを用いて電流の変化率を予測し、上述の所定時間ｔｌｉｍの算出をおこなうように構成した。この構成の採用により、回路の動作状況に応じたより適切な所定時間ｔｌｉｍによりＰＷＭ出力の停止をおこなうことができる。

また、本発明の第２の実施形態は、スイッチング素子４を流れる電流に対する電流センサ３の出力の時間遅延に基づき、ＰＷＭ出力のデューティ比の上限値ｄｕｔｙｌｉｍを設定するように構成した。この構成の採用により、回路中にフィルタを挿入した場合、回路上の電流センサの配置に制約がある場合、または過渡的な高速の変化を検出できない電流センサを使用した場合など、電流センサ出力に時間遅延が発生しても、その遅延時間における電流の上昇を予測できる。そしてこの電流の上昇の予測値から、スイッチング素子４等の回路素子に過電流が流れないような適切なデューティ比でスイッチング素子４の制御をおこなうことができる。

なお、上述した各実施形態において、スイッチング素子４を流れる電流を電流センサ３により監視し、その出力に基づきスイッチング素子４のデューティ比を制御するように構成したが、本発明はこの構成には限定されない。他の回路素子を流れる電流をセンサによって監視し、その出力に基づきスイッチング素子４のデューティ比を制御するように構成してもよい。

また、上述した各実施形態において、ＰＷＭ制御によりスイッチング素子４を制御するように構成したが、本発明はこの形態には限定されない。ＰＦＭ(Pulse Frequency Modulation)によりデューティ比を変えて制御するように構成してもよい。

また、上述した各実施形態において、スイッチング素子４のオン状態においてコイル２，７２に電気エネルギーを蓄えるように構成したが、トランス等に蓄えるように構成してもよい。

本発明を諸図面および実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形または修正をおこなうことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形または修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各構成部、各ステップなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数の構成部およびステップなどを１つに組み合わせたり、或いは分割したりすることが可能である。

１，７１ 定電圧電源
２ コイル
３ 電流センサ
４ スイッチング素子
５ ダイオード
６ コンデンサ
７ 制御部
７ａ マイコン
７ｂ ＰＷＭドライバ
７ｃ，７ｄ，７ｅ，７７ｃ，７７ｄ，７７ｅ ＡＤコンバータ
８，７８ 負荷
１００，７００ ＤＣ／ＤＣコンバータ

Claims (6)

1. スイッチング素子と、
   前記スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部と
   を備えるＤＣ／ＤＣコンバータであって、
   前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが有する回路素子に流れる電流が検出される時間の遅延に基づき、前記スイッチングのデューティ比の上限を設定し、当該デューティ比の上限を超えないように前記スイッチングを制御することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. コイルを備え、
   前記制御部は、前記コイルのインダクタンスに基づき前記デューティ比の上限を設定する、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記制御部は、前記コイルのインダクタンスを前記回路素子に流れる電流の関数として、前記デューティ比の上限を設定する、請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記制御部は、前記スイッチングの周期ごとに前記デューティ比の上限を設定する、請求項１乃至３のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 前記制御部は、前記スイッチングのデューティ比に基づき、前記スイッチングの制御を開始してから前記回路素子に流れる電流が所定の閾値を超えるまでの経過時間の上限を設定し、前記経過時間の上限を超えるときに前記スイッチングを停止させる、請求項１乃至４のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. スイッチング素子のスイッチングをおこなうステップと、
   ＤＣ／ＤＣコンバータが有する回路素子に流れる電流を検出するステップと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータが有する回路素子に流れる電流が検出される時間の遅延に基づき、前記スイッチングのデューティ比の上限を設定するステップと、
   前記デューティ比の上限を超えないように前記スイッチングを制御するステップと
   を含むことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
   

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