JPH0377932B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良
に関する。

一般に電磁流量計は、流体の流れ方向に対して
垂直に磁界を与え、同時に流体流路中の電気的信
号の変化を検出し、これに基づいて流体の流量を
計測するように構成されている。最近の電磁流量
計は、交流励磁方式や直流励磁方式に比して零点
の安定性にすぐれている台形波励磁や方形波励磁
などと呼ばれている低周波励磁方式のものが多く
用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間
で周期的に切換えて、励磁電流が一定になつたと
き電極間に発生する誘起電圧をそれぞれ１回づつ
サンプリングした後隣り合つたサンプリング信号
の差をとることにより、電気化学的な直流電圧や
回路に基づくオフセツト電圧による影響を除去
し、流体の流量に対応した信号を得ている。この
ような低周波励磁方式の電磁流量計においても、
励磁電流が一定値に達してから十分な時間が経過
した後サンプリングンしないと零点がドリフトす
る。これは電極間に発生する誘起電圧に、流体の
流量に比例した信号成分と電気化学的な直流電圧
によるオフセツト電圧の外に、励磁電流の切換に
伴うノイズ成分が重畳されているためである。こ
のノイズ成分は励磁電流の切換時に電極と電極リ
ード間のループで生ずる電磁結合ノイズと流体中
を流れる渦電流が液抵抗と電極の界面電気二重層
容量とで形成される一次遅れ回路によつて生ずる
渦電流ノイズとからなり、励磁電流を切換えるた
びに極性が反転するので、隣り合うサンプリング
信号の差をとつても消去できず、しかも電磁結合
ノイズは短時間で零になるが、渦電流ノイズは十
分に時間が経過しないと零にならない。よつて、
零点の安定性の面から考えると励磁周波数は低い
ほど有利であり、実用化されている電磁流量計に
は商用電源周波数の1/32に選ばれているものもあ
る。ところが励磁周波数をあまり低くすると応答
性が遅くなつたり、制御ループを組んだときハン
チングを生じたりする。

このため最近では、特開昭57−149919号公報に
示されているように、電磁流量計発信器の励磁コ
イルに定常値が正・零・負・零の順で繰り返す励
磁電流を供給し、電磁流量計発信器から与えられ
る励磁電流の定常値が正・零・負・零の各期間の
信号電圧をサンプリングして、信号処理回路で演
算を行うことによつて、励磁電流の切換えに伴う
ノイズ成分の影響を小さくするようにしたものが
ある。しかしながらこの方式においても、励磁電
流の切換えに伴うノイズ成分が、励磁電流が正ま
たは負の励磁期間のときのノイズ成分の大きさ
と、励磁電流が零の休止期間のときのノイズ成分
の大きさに差があるため、その差の影響を受け、
出力変動はまぬがれ得なかつた。

また低周波励磁方式の電磁流量計においては、
励磁電流が変化すると誤差となるので、一般に励
磁回路には定電流回路が用いられている。定電流
回路では励磁電流を一定に保つために、励磁電流
を検出して得た電圧が設定電圧と等しくなるよう
にトランジスタで励磁電流を制御している。とこ
ろで、定電流制御用のトランジスタは電力損失が
多く、回路を小形高効率にできない欠点があつ
た。

本発明は、励磁回路に電源電圧を安定化して設
定電圧に応じた正、負の直流電圧を出力するスイ
ツチングレギユレータを用い、電磁流量計発信器
の励磁コイルに定常値が零・正・零・負の順で繰
り返す励磁電流を供給するとともに、信号処理回
路にマイクロコンピユータを用い、流量信号の演
算および励磁電流の制御等を行う測定モードと励
磁電流の定常値の平坦性のチエツク等を行う校正
モードとを切換えて動作し、測定モードでは一定
のサンプリング間隔で励磁電流が零の休止期間に
電磁流量計発信器から与えられる信号電圧を２回
づつサンプリングし、励磁電流が正または負の励
磁期間には励磁電流を検出して得た電圧と電磁流
量計発信器からの信号電圧をそれぞれ１回づつサ
ンプンリングして、そのサンプリング値をデイジ
タル量としてマイクロコンピユータに取込み、こ
れらサンプリング値に基づいて休止期間における
ノイズ成分の大きさと励磁期間におけるノイズ成
分の大きさの差を補償して流量信号を算出する演
算を行い、かつ励磁電流に関連するサンプリング
値に基づいて前記スイツチングレギユレータの休
止期間の設定電圧と励磁期間の設定電圧を制御
し、励磁電流の定常値を一定に保つとともにその
平坦性をも良好にして、零点の安定性および応答
性にすぐれ、高精度に流量測定ができ、しかも省
力化された低周波励磁方式の電磁流量計を実現し
たものである。

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接
続図である。図において、１は電源回路、２は電
磁流量計発信器、３は励磁回路、４は信号処理回
路である。

電源回路１はAC100VまたはDC24V等の電源
１１と、電源１１の出力を整流平滑する回路１２
および整流平滑回路１２の出力を安定化するスイ
ツチングレギユレータ等の安定化回路１３とを有
し、整流平滑回路１２の出力V₁が励磁回路３に、
安定化回路１３の正、負の出力V₂₁、V₂₂が信号
処理回路４に与えられる。電磁流量計発信器２
は、励磁コイル２１と流体Ｆが流れる管路２２お
よび電極２３_a，２３_bとを有し、電極２３_a，２
３_b間に流体Ｆの流速ｖおよび励磁コイル２１に
流れる励磁電流I_wに関連した誘起電圧e_aが発生す
る。励磁回路３は、電源回路１からの電圧V₁を
レギユレートし、設定電圧V_rで決まる一定値の
正および負の直流電圧V₃₁、V₃₂を出力するスイ
ツチングレギユレータ３１と、V₃₁、V₃₂をオン
オフして励磁コイル２１に正・零・負・零の順で
繰り返す励磁電流I_wを流すためのスイツチ３２_a，
３２_bおよび励磁電流I_wを検出するための電流検
出抵抗３３とを有している。スイツチングレギユ
レータ３１は第２図に示すように電源回路１から
の電圧V₁がトランスＴの一次巻線n₁を介してス
イツチングトランジスタＱに加えられており、ト
ランジスタＱがオンになると一次電流i₁が流れ、
オフになるとi₁によつてトランスＴに貯えられた
エネルギが二次巻線n₂，n₃，n₄側に二次電流i₂，
i₃，i₄として放出される。二次巻線n₂側の二次電
流i₂はダイオードD₂と平滑コンデンサC₂で整流平
滑され正の直流電圧V₃₁となつてスイツチ３２_aを
介して励磁コイル２１に印加される。二次巻線n₃
側の二次電流i₃はダイオードD₃と平滑コンデンサ
C₃で整流平滑され負の直流電圧V₃₂となつてスイ
ツチン３２_bを介して励磁コイル２１に印加され
る。また二次巻線n₄側の二次電流i₄はダイオード
D₄と平滑コンデンサC₄で整流平滑され、前記直
流電圧V₃₁、V₃₂に関連する帰還電圧V₃₃となつて
制御回路CCの一方の入力端子に与えられる。制
御回路CCは他方の入力端子に加えられている設
定電圧V_rと帰還電圧V₃₃とを比較し、その比較結
果に基づいてトランジスタＱをオンまたはオフに
する。このようにしてスイツチングレギユレータ
３１はトランジスタＱがV₃₃＝V_rとなるようにオ
ンオフを繰り返し、励磁コイル２１に印加する正
および負の直流電圧V₃₁、V₃₂を一定値に保つも
のである。そしてスイツチングレギユレータ３１
の設定電圧V_rは信号処理回路４から与える。な
おスイツチ３２_a，３２_bにそれぞれ並列に接続さ
れたダイオード３４_a，３４_bはスイツチ３２_a，
３２_bがオフになつたとき前記励磁コイ２１に貯
えられているエネルギをスイツチングレギユレー
タ３１の平滑コンデンサC₂，C₃に吸収させるた
めのものである。

信号処理回路４は、電磁流量計発信器２の電極
２３_a，２３_b間に誘起する電圧e_aを増幅する入力
増幅器４１と、電流検出抵抗３３からの検出電圧
e_cを増幅する増幅器４２と、入力増幅器４１の出
力e_bと増幅器４２の出力e_dと基準電圧e_rおよび零
電圧e_zを切換える入力切換スイツチ４３と、入力
切換スイツチ４３で選択されバツフアBAを介し
て加わる電圧をデイジタル量に変換するＡ／Ｄ変
換器４４と、Ａ／Ｄ変換器４４からのデイジタル
量を取込み、デイジタル演算を行うマイクロコン
ピユータ４５と、マイクロコンピユータ４５の演
算結果の表示やパラメータの設定を行う表示・設
定部４６と、マイクロコンピユータ４５からのパ
ルス幅信号PW₁を出力電流I₀に変換するパルス幅
電流変換回路４７と、マイクロコンピユータ４５
からのパルス幅信号PW₂を設定電圧V_rに変換す
るパルス幅電圧変換回路４８とを有している。マ
イクロコンピユータ４５は、マイクロプロセツサ
（以下CPUという）４５_aと、ROM（リードオン
リイメモリ）とRAM（ランダムアクセスメモリ）
とを有するメモリ部４５_bと、入出力インタフエ
イス４５_cと、表示・設定インタフエイス４５_d
と、タイマ４５_eと、ウオツチドグタイマ４５_fお
よびデータバス４５_gから構成されている。CPU
４５_aは、入力切換スイツチ４３の制御、Ａ／Ｄ
変換器４４の制御、励磁回路３のスイツチ３２_a，
３２_bの制御およびデイジタル演算、自己診断等
をメモリ部４５_bのROMに格納されているプログ
ラムに基づいて行う。メモリ部４５_bのRAMは、
データの一時記憶等に用いるためのメモリで、バ
ツテリ４５_hによつてバツクアツプされており、
入力レジスタや出力レジスタ等のいくつかの専用
レジスタを有している。入出力インタフエイス４
５_cは、CPU４５_aと周辺回路間の信号のやりとり
を行うものである。タイマ４５_eは演算のスキヤ
ン周期（例えば商用電源周波数が50Hzの場合160
ｍｓ）を管理するものであり、基本クロツクとし
て水晶振動子によるクロツクが用いられ、５ｍｓ
毎にCPU４５_aに対してタイマ割込信号を出す。
ウオツチドグタイマ４５_fはCPU４５_aの異常やプ
ログラムの異常によりCPU４５_aが正常に動作し
ないとき働き、異常が検出された場合には外部へ
フアイル信号Failを出すとともに、フエイルラン
プLP₁により表示を行う。表示・設定インタフエ
イス４５_dは表示・設定部４６のキースイツチ４
６_aによる入力の読込みと、表示部４６_bの駆動を
行うものである。

このように構成した本発明の動作を第３図の波
形図および第４図、第５図のフローチヤートを参
照して以下に説明する。まず励磁回路３のスイツ
チ３２_a，３２_bはマイクロコンピユータ４５から
の駆動パルスP₁で第３図イ，ロに示すようにオ
ンオフが制御され、スイツチ３２_aがオンで、ス
イツチ３２_bがオフとなつている期間T₂には励磁
コイル２１に正方向（図の矢印方向）の励磁電流
I_wが流れ、スイツチ３２_aがオフで、スイツチ３
２_bがオンとなつている期間T₄には励磁コイル２
１に逆方向（図の矢印と反対方向）の励磁電流I_w
が流れ、スイツチ３２_a，３２_bが共にオフとなつ
ている期間T₁、T₃には励磁コイル２１には電流
が流れない。よつて励磁コイル２１には第３図ハ
に示すように定常値が零の休止期間T₁、T₃と、
正の励磁期間T₂および負の励磁期間T₄を有する
励磁電流I_wが供給される。なお各期間T₁、T₂、
T₃、T₄はそれぞれ商用電源周期の整数倍になる
ように例えば40ｍｓに選ばれている。また励磁電
流I_wはスイツチ３２_a，３２_bで切換えれたとき、
励磁コイル２１の影響で実際には波形の立上り、
立下り部分で遅れを伴つたのち定常値となるが図
では省略してある。電磁流量計発信器２の電極２
３_a，２３_b間には励磁電極I_wに応じた誘起電圧e_a
が発生する。この誘起電圧e_aは信号処理回路４の
入力増幅器４１で増幅され、第２図ニに示すよう
に信号電圧e_bとなる。この信号電圧e_bには、管路
２２を流れる流体の流速ｖと励磁電流I_wとに比例
した信号成分V_sの外に、励磁電流の切換えに伴
うノイズ成分V_oと、電気化学的な直流電位や回
路によるオフセツト電圧成分V_fとが重畳されて
いる。ノイズ成分V_oは、励磁電流の切換時に電
極と電極リード間のループで生ずる電磁結合ノイ
ズと、流体中を流れる渦電流が液抵抗Ｒと電極の
界面電気二重層容量Ｃとで形成される一次遅れ回
路によつて生ずる渦電流ノイズを含んでいる。そ
の結果第２図ニに斜線で示すように信号電圧e_bを
一定間隔Δtで各期間に２回づつサンプリングし
たときのサンプリング電圧e_b11、e_b12、e_b21、
e_b22、e_b31、e_b32、e_b41、e_b42、e_b51、e_b52はそれぞ
れ次式で与えられる。なおオフセツト電圧成分
V_fは200ｍｓ程度の短かい時間では一定変化率で
変化するとみなさせるので、テーラ展開して１次
式近似で示してある。

e_b11＝V_o11＋V_f0 e_b12＝V_o12＋V_f0＋V_f1 e_b21＝V_s＋V_o21＋V_f0＋2V_f1 e_b22＝V_s＋V_o22＋V_f0＋3V_f1 e_b31＝−V_o11＋V_f0＋4V_f1 e_b32＝−V_o12＋V_f0＋5V_f1 e_b41＝−V_s−V_o21＋V_f0＋6V_f1 e_b42＝−V_s−V_o22＋V_f0＋7V_f1 e_b51＝V_o11＋V_f0＋8V_f1 ……(1) e_b52＝V_o12＋V_f0＋9V_f1(1) そして、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分
V_oは励磁電流が一定のときほぼ指数関数的に減
少していく。各期間のサンプリング間隔がΔtで
あるので、V_o11とV_o12との間およびV_o21とV_o22と
の間には次式の関係が成立する。

しかも定常状態では、零・正・零・負の各期間
の間隔を2ΔtとしたときV_o11とV_o21とは、V_oの初
期値をV_o0、e^-〓〓をＫとするとそれぞれ次式で
与えられる。

よつて、V_o12とV_o22との間には次式の関係があ
る。

V_o22＝１＋K²／１−K²V_o12 ……(4) そこで、マイクロコンピユータ４５は、測定モ
ードでは第４図のフローチヤートに示すように、
まず第２図ホに示す如き一定間隔Δtで駆動パル
スP₂を発生して入力切換スイツチ４３を駆動し、
休止期間では信号電圧e_bを２回づつサンプリング
し、励磁期間では励磁電流I_wの検出電圧e_cと信号
電圧e_bを１回づつサンプリングして得た電圧を
Ａ／Ｄ変換器４４を介して取込む。その結果マイ
クロコンピユータ４５のメモリ４５_bのRAMの専
用レジスタにはそれぞれ信号電圧e_bのサンプリン
グ値e_b11、e_b12、e_b22、e_b31、e_b32、e_b42および電流
検出電圧e_dのサンプリング値e_d1、e_d2がデイジタ
ル量としてメモリされる。これら入力の読込みが
終るとマイクロコンピユータ４５は読込んだ信号
電圧e_bと電流検出電圧e_dとがそれぞれあらかじめ
設定した許容範囲にあるかどうかの判定を行い、
e_dが許容範囲を越えたときは励磁コイル２１がオ
ープンかシヨートしたと判断し、警報信号ALを
発生するとともに、表示・設定部４６のアラムラ
ンプLP₂を点灯させる。またe_dが許容範囲にある
にもかかわらず、e_bが許容範囲を越えたときは入
力の異常と判断し、同様に警報信号ALを発生す
るとともに、LP₂を点灯させる。e_bおよびe_dが許
容範囲にあれば、マイクロコンピユータ４５は休
止期間T₁、T₃に得られる信号電圧e_bのサンプリ
ング値e_b11、e_b12、e_b31、e_b32に相当するRAMに
メモリされたデイジタル量を用いて、次式に相当
するデイジタル演算を行い励磁期間のノイズ成分
V_o22と休止期間のノイズ成分V_o12の差に応じた補
償値e_oを算出して、RAMにメモリする。

e_o＝K²／１−K²（e_b32−2e_b31＋3e_b12−2e
_b11）＝V_o22−V_o12……(5) ただし、 ｋ＝e_b32−2e_b31＋3e_b12−2e_b11／2e_b32−3e_b31＋2e_b
12−e_b11＝Ｋ この補償値e_oとRAMにメモリされた休止期間
T₁、T₃と励磁期間T₂、T₄に得られた信号電圧
e_b12、e_b22、e_b32、e_b42に相当するデイジタル量を
用いて次式に相当するデイジタル演算を行うと、 e_s＝１／２（−e_b42＋e_b32＋e_b22−e_b12）−e_o＝V_s ……(6) となり、オフセツト電圧成分V_fと励磁電流の切
換えに伴うノイズ成分V_oを有効に除去でき、信
号成分V_sのみに関連した出力e_sが得られる。この
演算結果もRAMにメモリされる。

さらにマイクロコンピユータ４５は、信号成分
V_sが励磁電流I_wに関連しているので、その変動
による影響を除去するために、RAMにメモリさ
れた励磁電流I_wの検出電圧e_cのサンプリング値
e_d1、e_d2に相当するデイジタル量と信号成分を演
算した結果e_sとの間で、次式に相当するデイジタ
ル演算を行う。

e₀＝2e_s／e_d1−e_d2 ……(7) この演算結果もまたRAMにメモリされる。そ
してマイクロコンピユータ４５はRAMにメモリ
されたe₀に相当する演算結果をパルス幅信号PW₁
に変換し、入出力インタフエイス４５_cを介して
前段にフオートカプラ等の絶縁手段を有するパル
ス幅電流変換回路４７に与え、アナログの出力電
流I₀として出力するとともに、パルス数Ｎに変換
して入出力インタフエイス４５_cを介して出力す
る。また演算結果は表示・設定部４６のデータ表
示器４６_bで表示される。

次にマイクロコンピユータ４５は、電流検出電
圧e_dのサンプリング値e_dd1、e_d2の差とあらかじめ
表示・設定部４６により設定された設定値αとの
偏差に例えばPI演算（比例＋積分演算）を行い、
その出力βと基準値αとの間でα（１＋β）なる
演算を行つて、スイツチングレギユレータ３１の
励磁期間の設定電圧V_rの値V_r1に相当するデイジ
タル値を算出し、RAMにメモリする。次にこの
演算結果にあらかじめ校正された値γを加算し
て、スイツチングレギユレータ３１の休止期間の
設定電圧V_rの値V_r2に相当するデイジタル値を算
出し、RAMにメモリする。RAMにメモリされ
たV_r1、V_r2に相当するデイジタル値はマイクロ
コンピユータ４５からパルス幅信号PW₂として
交互に出力され、前段にフオートカプラ等の絶縁
手段を有するパルス幅電圧変換回路４８を介して
スイツチングレギユレータ３１に励磁期間には
V_r1が、休止期間にはV_r2が設定電圧として与え
られる。その結果休止期間のスイツチングレギユ
レータ３１の正、負の出力電圧V₃₁、V₃₂の値V_b
は、励磁期間の値V_aより大きくなる。この値V_b
はスイツチ３２_aまたは３２_bがオンになり、コン
デンサC₂またはC₃の端子電圧がV_bに達するまで
保持される。すなわち励磁電流I_wはスイツチ３２
_ａ（または３２_b）がオンになるとまずコンデンサ
C₂（またはC₃）に貯えられたエネルギが励磁コイ
ル２１に戻され、コンデンサC₂（またはC₃）の端
子電圧がスイツチングレギユレータ３１の出力電
圧V₃₁（またはV₃₂）の値V_aに達したとき、励磁電
流I_wも一定値I_sになる。このように励磁電流I_wの
立上り時のスイツチングレギユレータ３１の出力
電圧V₃₁、V₃₂の値を大きく選んでいるので、励
磁コイル２１の抵抗等のロスによる影響を補償で
き、定常状態における励磁電流Ｉの平坦特性を良
好にできる。

なお、スイツチングレギユレータ３１の設定電
圧V_rの値をV_r2からV_r1への切換えのタイミング
を励磁電流I_wの切換えのタイミングと一致させて
いるが、スイツチ３２_aまたは３２_bがオンになつ
た後の短い時間の間継続させてもよい。

校正モードでは第５図のフローチヤートに示す
ように、マイクロコンピユータ４５はまず駆動パ
ルスP₂で入力切換スイツチ４３を駆動し、一定
のサンプリング間隔Δtで、休止期間T₁には零電
圧e_zと信号電圧e_b12をサンプリングし、励磁期間
T₂には励磁電流I_wの検出電圧e_d11、e_d12をサンプ
リングし、休止期間T₃には基準電圧e_rと信号電
圧e_b32をサンプリングし、励磁期間T₄には励磁電
流I_wの検出電圧e_d21、e_d22をサンプリングした後
Ａ／Ｄ変換器４４を介してそれぞれデイジタル量
として取込み、RAMに記憶する。入力の読込み
が終ると、マイクロコンピユータ４５は、取込ん
だ零電圧e_zと基準電圧e_rとがそれぞれあらかじめ
設定した許容範囲にあるかどうかの判定を行い、
許容範囲を越えたときはＡ／Ｄ変換器４４が異常
と判断し、警報信号ALを発生するとともに、表
示・設定部４６のアラムランプLP₂を点灯させ
る。Ａ／Ｄ変換器４４が正常であれば、RAMに
メモリされた電流検出電圧e_dのサンプリング値
e_d11とe_d21の差と、e_d12とe_d22の差が等しくなるよ
うに、休止期間の設定電圧V_r2と励磁期間の設定
電圧V_r1との差に相当する値γを調整し、励磁電
流I_wの定常値I_sの平坦正のチエツクを行う。なお
校正モードは通常測定モードを10回繰り返し行つ
た後１回行い、電源投入時等は測定モードを３回
繰り返した後１回行うようにプログラムされてい
る。

なお上述では、補償値e_oを休止期間T₁、T₃の
サンプリング値を用いて算出する場合を例示した
が、休止期間T₁、T₃と次のサイクルの休止期間
T₁のサンプリング値e_b11、e_b12、e_b31、e_b32、e_b51、
e_b52をデイジタル量としてマイクロコンピユータ
４５に取込み、次式に相当するデイジタル演算を
行い、V_o11、V_o12およびＫに相当する値e_o1、e_o2
およびｋを求めた後補償値e_oを算出してもよい。

この場合e_o1およびe_o2として、e_b11−2e_b31＋e_b51
およびe_b12−2e_b32＋e_b52の過去からの移動平均値
を用いると演算精度をさらに上げることができ
る。また、Ａ／Ｄ変換器４４として積分形のもの
を用い、その積分時間をΔt／２としたときは、
補償値e_oは、e_b11−2e_b31＋e_b51の平均値をe_o1、
e_b12−2e_b32＋e_b52の平均値をe_o2とすると、 e_o＝ｅn2⁴／e_o1（e_o2 ²−e_o1 ²）＝V_o22−V_o12 ……(9) となる。

また、信号処理回路４の入力増幅器４１の初段
は通常交流結合のバツフアアンプが用いられる
が、周波数帯域を低周波までのばすために、初段
を直結のバツフアアンプとすると、電磁流量計発
信器２の電極インピーダンスがアンバランスのと
き後段の差動アンプに大きなオフセツト電圧が生
ずる。この場合は第６図に示すように差動アンプ
４１_cの出力端子と入力端子（＋）間に積分回路
４１_dとサンプリングスイツチ４１_e，４１_fを設
けることによつて補正できる。すなわちサンプリ
ングスイツチ４１_e，４１_fはマイクロコンピユー
タ４５からのパルスP₃で制御され、校正モード
時の休止期間T₃にオンとなり、積分回路４１_dに
差動アンプ４１_cのオフセツト分を補正する電圧
をチヤージさせる。サンプリングスイツチ４１_e，
４１_fがオフになると積分回路４１_cの演算増幅器
OPのバイアス電流で決まる傾きで積分回路４１_d
の出力e_lが変化する。その結果入力増幅器４１の
出力e_bのオフセツト成分V_fは１次で変化する電気
化学的な直流電圧と１次で変化する積分回路４１
_ｄに基づく直流電圧との和となる。したがつてマ
イクロコンピユータ４５で(6)式に相当するデイジ
タル演算を行い信号成分V_sを得ることによつて
積分回路４１_dで発生するオフセツト分もキヤン
セルでき、入力増幅器４１のオフセツトを有効に
補正できる。なお第６図の入力増幅器４１におけ
る４１_a，４１_bはそれぞれ直結のバツフアアンプ
で、R₄₁，R₄₂，R₄₃，R₄₄，R₄₅，R₄₆，R₄₇は各々
抵抗、C₄₁，C₄₂は各々コンデンサである。

また上述ではスイツチングレギユレータ３１の
出力V₃₁、V₃₂を直接スイツチ３２_a，３２_bを介し
て励磁コイル２１に与えているが、この場合スイ
ツチングレギユレータ３１の平滑コンデンサC₂，
C₃の容量を電源リツプルを小さくするため大き
くしなければならなず、V₃₁、V₃₂が小さいと励
磁電流の立上りおよび立下りの応答が緩やかにな
る。そこで励磁電流の立上りおよび立下りの応答
を速くするためには第７図の励磁回路に示すよう
に、スイツチングレギユレータ３１の平滑コンデ
ンサC₂に逆流防止用ダイオード３５_aを介して容
量の小さいコンデンサ３６_aを接続し、かつコン
デンサ３６_aにスイツチ３２_aと励磁コイル２１の
直列回路を並列に接続するとともに、平滑コンデ
ンサC₃に逆流防止用ダイオード３５_bを介して容
量の小さいコンデンサ３６_bを接続し、かつコン
デンサ３６_bにスイツチ３２_bと励磁コイル２１の
直列回路を並列に接続すればよい。このように構
成した励磁回路の動作を第８図の波形図を参照し
て以下に説明する。まず第８図において、イはス
イツチ３２_aの動作波形、ロはスイツチ３２_bを動
作波形、ハは励磁電流I_wの波形、ニは正の直流電
圧V₃₁の波形、ホはコンデンサ３６_aの両端電圧
V_c1の波形、ヘは負の直流電圧V₃₂の波形、トは
コンデンサ３６_bの両端電圧V_c2の波形、チは設定
電圧V_rの波形である。

いまスイツチ３２_aがオン、スイツチ３２_bがオ
フの状態では励磁コイル２１に励磁電流I_wが正方
向に流れている。この状態でスイツチ３２_aがオ
フになると励磁コイル２１に流れている電流はダ
イオード３４_bを通つて流れ、励磁コイル２１に
貯えられているエネルギをコンデンサ３６_bに移
動させる。このときの応答は励磁コイル２１のイ
ンダクタンスとコンデンサ３６_bの容量との共振
周波数で決まり、コンデンサ３６_bの容量が小さ
いので正方向の励磁電流I_wの立下りが速くなる。
次にスイツチ３２_bをオンにすると、励磁コイル
２１にはコンデンサ３６_bに貯えたエネルギが戻
され、逆方向の励磁電流I_wが立上る。そしてコン
デンサ３６_bの両端電圧V_c2がスイツチングレギユ
レータ３１の負の出力電圧V₂₂に達すると逆流防
止用ダイオード３５_bがオンとなり、励磁コイル
２１にはスイツチングレギユレータ３１の負の出
力電圧V₂₂によつて励磁電流I_wが逆方向に供給さ
れる。このように逆方向の励磁電流I_wの立上りも
励磁コイル２１のインダクタンスとコンデンサ３
６_bの容量で決まり速くなる。励磁コイル２１に
逆方向の励磁電流I_wが供給されている状態で、ス
イツチ３２_bをオフにすると励磁コイル２１に流
れている電流がダイオード３４_aを通つて流れ、
励磁コイル２１に貯えられたエネルギを容量の小
さいコンデンサ３６_aに移動させる。このときの
応答は励磁コイル２１のインダクタンスとコンデ
ンサ３６_aの容量とで決まり、逆方向の励磁電流
I_wの立下りが速くなる。次にスイツチ３２_aをオ
ンにすると、励磁コイル２１にはコンデンサ３６
_ａに貯えられたエネルギが戻され、正方向の励磁
電流I_wが立上る。そしてコンデンサン３６_aの両
端電圧V_c1がスイツチングレギユレータ３１の正
の出力電圧V₂₁に達すると逆流防止用ダイオード
３５_aがオンとなり、励磁コイル２１にはスイツ
チングレギユレータ３１の正の出力電圧V₂₁によ
つて励磁電流I_wが正方向に供給される。このとき
の応答は励磁コイル２１のインダクタンスのコン
デンサ３６_aの容量とで決まり、正方向の励磁電
流I_wの立上りも速くなる。このようにして励磁コ
イル２１に流れる周期的に極性の変わる低周波の
励磁電流I_wの立上りと立下りの応答を速くするこ
とができる。しかもスイツチングレギユレータ２
の平滑コンデンサC₂，C₃の容量は大きいままで
よいので電源リツプルも充分に小さくできる。

またスイツチングレギユレータ３１の設定電圧
V_rを休止期間ではV_r2に、励磁期間ではV_r1（ただ
しV_r2＞V_r1）に切換えているので、休止期間の
スイツチングレギユレータ３１の正、負の出力電
圧V₃₁，V₃₂の値V_bは励磁期間の値V_aより大きく
なる。この値V_bはスイツチ３２_aまたは３２_bがオ
ンになり、コンデンサ３６_aの端子電圧V_c1または
コンデンサ３６_bの端子電圧V_c2がV_bに達するま
で保持される。すなわち励磁電流I_wは第９図に示
すようにスイツチ３２_a（または３２_b）がオンに
なるとまずコンデンサ３６_a（または３６_b）に貯
えられたエネルギか励磁コイル２１に戻され、コ
ンデンサ３６_a（または３６_b）の端子電圧V_c1（ま
たはV_c2）がスイツチングレギユレータ３１の出
力電圧V₃₁（またはV₃₂）の値V_bに達すると逆流防
止用ダイオード３５_a（または３５_b）がオンとな
り、励磁コイル２１のインダクタンスとコンデン
サ３６_a（または３６_b）の容量との共振周波数で
上昇する。そしてスイツチングレギユレータ３１
の出力電圧V₃₁（またはV₃₂）の値がV_bからV_aに
達したとき、励磁電流I_wが一定値I_sとなり、定常
状態における平坦特性が良好にできる。なお第９
図の一定鎖線は設定電圧V_rを一定値（例えば
V_r1）に固定したときの波形で、励磁コイル２１
の抵抗等のロスにより定常状態における励磁電流
I_wの平坦特性が悪い。

以上説明したように本発明においては、休止期
間におけるノイズ成分の大きさと励磁期間のノイ
ズの成分の大きさの差を補償して流量信号を算出
する演算を行つているので、零点の安定性および
応答性にすぐれ、高精度に流量測定ができ、しか
も励磁回路に電力損失が少なく、小形高効率化の
容易なスイツチングレギユレータを用い、その設
定電圧を励磁電流が一定になるように制御してい
るので、省力化された低周波励磁方式の電磁流量
計が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接
続図、第２図は本発明電磁流量計に用いる励磁回
路の具体的な構成の一例を示す接続図、第３図は
本発明電磁流量計の動作説明のための波形図、第
４図および第５図は本発明電磁流量計の動作説明
のためのフローチヤート、第６図は本発明電磁流
量計の他の実施例を示す接続図、第７図は本発明
電磁流量計に用いる励磁回路の具体的な構成の他
の例を示す接続図、第８図および第９図はその動
作説明のための波形図である。 １……電源回路、２……電磁流量計発信器、２
１……励磁コイル、２３_a，２３_b……電極、３…
…励磁回路、３１……スイツチングレギユレー
タ、３３……電源検出抵抗、４……信号処理回
路、４１……入力増幅器、４３……入力切換スイ
ツチ、４４……Ａ／Ｄ変換器、４５……マイクロ
コンピユータ、４６……設定・表示部、４７……
パルス幅電流変換回路、４８……パルス幅電圧変
換回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電磁流量計発信器と、電源電圧を安定化して
   設定電圧に応じた直流電圧を出力するスイツチン
   グレギユレータを有し、前記電磁流量計発信器の
   励磁コイルに定常値が零・正・零・負の順で繰り
   返す励磁電流を供給する励磁回路と、マイクロコ
   ンピユータを有し、測定モードと校正モードとを
   切換えて動作する信号処理回路とを備え、信号処
   理回路は測定モード時には、一定のサンプリング
   間隔で前記励磁電流が零の休止期間に前記電磁流
   量計発信器の電極間に誘起する電圧に関連する信
   号電圧を２回づつサンプリングし、励磁電流が正
   または負の励磁期間に励磁電流を検出して得た電
   圧と前記信号電圧をそれぞれ１回づつサンプリン
   グして、そのサンプリング値をデイジタル量とし
   てマイクロコンピユータに取込み、マイクロコン
   ピユータはこれらサンプリング値に基づいて流量
   信号を算出する演算を行うとともに、前記スイツ
   チングレギユレータの休止期間の設定電圧と励磁
   期間の設定電圧の制御を行い、校正モード時には
   少なくとも励磁期間に励磁電流を検出して得た電
   圧を２回サンプリングして、そのサンプリング値
   をデイジタル量としてマイクロコンピユータに取
   込み、マイクロコンピユータはこれらサンプリン
   グ値を比較し、励磁電流の定常値の平坦性をチエ
   ツクするとともに、その比較結果に基づいて前記
   スイツチングレギユレータの休止期間の設定電圧
   と励磁期間の設定電圧との差を校正することを特
   徴とする電磁流量計。