JPS604811A - 電磁流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、低周波励磁方式の電磁流量計の改良に関する
。

一般Ｋ［磁流置針は、流体の流れ方向に対して垂直に磁
界を与え、同時に流体流路中の電気的信号の変化を検出
し、これに基づいて流体の流量を計測するように構成さ
れている。最近の電磁流量針は、交流励磁方式や直流励
磁方式に比して零点の安定性にすぐれている台形波励磁
や方形波励磁などと呼ばれている低周波励磁方式のもの
が多く用いられている。低周波励磁方式の電磁流量計で
は、励磁コイルに供給する電流を２つの定常値間で周期
的に切換えて、励磁電流が一定になったとき電極間に発
生する誘起電圧をそれぞれ１回づつサンプリングした後
隣り合ったサンプリング信号の差をとることにより、電
気化学的な直流電圧や回路に基づくオフセット電圧によ
る影響を除去し、流体の流量に対応した信号を得ている
。このような低周波励磁方式の電磁流量計においても、
励磁電流が一定値に達してから十分な時間が経過した後
サンプリングしないと零点がドリフトする。これは電極
間に発生する誘起電圧に、流体の流量に比例した信号成
分と電気化学的な直流電圧によるオフセット電圧の外に
１励磁箪流の切換に伴うノイズ成分が重畳されているた
めである。このノイズ成分は励磁電流の切換時に電極と
電極リード間のルーダで生ずる電磁結合ノイズと流体中
を流れる渦電流が液抵抗と電極の界面電気二重層容量と
で形成される一次遅れ回路によって生ずる渦電流ノイズ
とからなり、励磁電流を切換えるたびに極性が反転する
ので、隣り合うサンプリング信号の差をとっても消去で
きず、しかも電磁結合ノイズは短時間で零になるが、渦
電流ノイズは十分に時間が経過しないと零にならない。

よって、零点の安定性の面から考えると励磁周波数は低
いほど有利であり、実用化されている電磁流量計には商
用電源周波数の１／３２に選ばれているものもある。と
ころが励磁周波数をあまり低くすると応答性が遅くなっ
たり、制御ループを組んだときハンチングを生じたりす
る。

このため最近では、特開昭５７−１４９９１９号公報に
示されているように、電磁流量計発信器の励磁コイルに
定常値が正・零・負・零の順で繰り返す励磁電流を供給
し、電磁流量計発信器から与えられる励磁電流の定常値
が正・零・負・零の各期間の信号電圧をサンプリングし
て、信号処理回路で演算を行うことによって、励磁電流
の切換えに伴うノイズ成分の影響を小さくするようにし
たものがある。しかしながらこの方式においても、励磁
電流の切換えに伴うノイズ成分が、励磁電流が正または
負の励磁期間のときのノイズ成分の大きさと、励磁電流
が常の休止期間のときのノイズ成分の大きさに差がある
ため、その差の影響を受け、出力変動はまぬがれ得なか
った。

また低周波励磁方式の電磁流量計においては、励磁電流
が変化すると誤差となるので、一般に励磁回路には定電
流回路が用いられている。定電流回路では励磁電流を一
定に保つために１励磁電流を検出して得た電圧が設定電
圧と等しくなるようにトランジスタで励磁電流を制御し
ている。ところで、定電流制御用のトランジスタは電力
損失が多く、回路を小形高効率にできない欠点があった
。

本発明は、励磁回路に電源電圧を安定化して改定電圧に
応じた正、負の直流電圧を出力するスイッチングレギュ
レータを用い、電磁流量計発信器の励磁コイルに定常値
が零・正・零・負の順で繰り返す励磁電流を供給すると
ともに、信号処理回路にマイクロコンピュータを用い、
流量信号の演算および励磁電流の制御等を行う測定モー
ドと励磁電流の定常値の平坦性のチェック等を行う校正
モードとを切換えて動作し、測定モードでは一定のサン
プリング間隔で励磁電流が零の休止期間に電磁流量計発
信器から与えられる信号電圧を２回づつサンプリングし
、励磁電流が正または負の励磁期間には励磁電流を検出
して得−た電圧と電磁流量計発信器からの信号電圧をそ
れぞれ１回づつサンプリングして、そのサンプリング値
をディジタル量としてマイクロコンピュータに取込み、
これらサンプリング値に基づいて休止期間におけるノイ
ズ成分の大きさと励磁期間におけるノイズ成分の大きさ
の差を補償して流量信号を算出する演算を行い、かつ励
磁電流に関連するサンプリング値に基づいて前記スイッ
チングレギュレータの休止期間の設定電圧と励磁期間の
設定電圧を制御し、励磁電流の定常値を一定に保つとと
もにその平坦性をも良好にして、零点の安定性および応
答性にすぐれ、高精度に流量測定ができ、しかも省力化
された低周波励磁方式の電磁流量計を実現したものであ
る。

第１図は本発明電磁流着計の一実施例を示す接続図であ
る。図罠おいて、１は電源回路、２は電磁流量計発信器
、５は励磁回路、４は信号処理回路である。

電源回路１はＡＣ１００ＶまたはＤＣ２４Ｖ等の電源１
１と、電源１１の出力を整流平滑する回路１２および整
流平滑間Ｎ１２の出力を安定化するスイッチングレギュ
レータ等の安定化回路１３とを有し、整流平滑回路１２
の出力Ｖ、が励磁回路３に、安定化回路１６の正。

負の出力ｖ２＋　＋　”２２が信号処理回路４に与えら
れる。電磁流量計発信器２は、励磁コイル２１と流体Ｆ
が流れる管路２２および電極２５ａ　＊　２３ｂとを有
し、電極２５．，２５ｂ間に流体Ｆの流速Ｖおよび励磁
コイル２１に流れる励磁電流Ｉ〆１達した誘起電圧ｅＢ
が発生する。励磁回路６は、電源口１８１からの電圧Ｖ
、をレギュレータし、設定電圧ｖｒで決まる一定値の正
および負の直流電圧■３１　＋　■３２　を出力するス
イッチングレギュレータ６１と、ｖ３１．■３２　をオ
ンオフして励磁コイル２１に正・零・負・零の順で繰り
返す励磁電流エアを流すためのスイッチ５２ａ。

３２ｂおよび励磁電流エフを検出するための電流検出抵
抗３３とを有している。スイッチングレギュレータ！＋
１は第２図に示すように電源回路１からの電圧Ｖ、がト
ランスＴの一次巻線ｎｌを介してスイッチングトランジ
スタＱに加えられており、トランジスタＱがオンになる
と一次電流１１が流れ、オフになると１１によってトラ
ンスＴＫ貯えられたエネルギが二次巻ａ＞　”２　＋　
ｎ３　＋　１４側に二次電流（２，’３　＃　’４とし
て放出される。二次巻１ｎ２側の二次電流１２はダイオ
ードＤ２と平滑コンデンサＣ２で整流平滑され正の直流
電圧Ｖ３１　となってスイッチ３２８を介し′て励磁コ
イル２１に印加される。二次巻線ｎ３側の二次電流１３
はダイオードＤ３と平滑コンデンサＣ３で整流平滑され
負の直流電圧Ｖ３２となってスイッチ３２ｂを介して励
磁コイル２１に印加される。また二次巻線ｎ４側の二次
電流１４はダイオードＤ４と平滑コンデンサＣ４で整流
平滑され、前記直流電圧■３１　ｒ　ｖ３２　に関連す
る帰還電圧Ｖ３３　となりて制御回路ＣＣの一方の入力
端子に与えられる。制御回路ＣＣは他方の入力端子に加
えられている設定電圧ｖｒと帰還電圧Ｖ３３とを比較し
、その比較結果に基づいてトランジスタＱをオンまたは
オフにする。このようにしてスイッチングレギュレータ
３１はトランジスタＱがＶ３３＝ｖｒとなるようにオン
オフを繰り返し、励磁コイル２１に印加する正および負
の直流電圧Ｖ３１　ｒ　ｖ３２を一定値に保つものであ
る。そしてスイッチングレギュレータ３１の設定電圧Ｖ
ｒは信号処理回路４から与える。なおスイッチ５２．、
　５２ｂにそれぞれ並列に接続されたダイオード５４ａ
、３４ｂはスイッチ３２８、　３２ｂがオフになったと
き前記励磁コイル２１に貯えられているエネルギをスイ
ッチングレギュレータ３１の平滑コンデンサＣ２，Ｃ３
に吸収させるためのものである。

信号処理回路４は、電磁流に計発信器２の電極２５ａ　
ｒ　２３ｂ間に誘起する電圧ｅａを増幅する入力増幅器
４１と、電流検出抵抗３３からの検出電圧ｅ、を増幅す
る増幅器４２と、人力増幅器４１の出力ｅｂと増幅器４
２の出力ｅｄと基準ｉｔ（圧ｅｒおよび零電圧Ｃ２を切
換える入力切換スイッチ４５と、入力切換スイッチ４５
で選択されバッファＢＡを介して加わる電圧をディジタ
ル賦に変換するＡ／Ｄ変換器４４と、Ａ／Ｄ変換七器４
４からのディジタル量を取込み、ディジタル演算ヲ行つ
マイクロコンピュータ４５と、マイクロコンピュータ４
５の演算結果の表示や〕くラメータの設定を行う表示・
設定部４６と、マイクロコンピュ−タ４５からのパルス
幅信号ｐｗｌを出力電流■０に変換するパルス幅電流変
換回路４７と、マイクロコンピュータ４５からのパルス
幅信号ｐｗ２を設定電圧Ｖ、に変換するパルス幅電圧変
換回路４８とを有している。

マイクロコンピュータ４５は、マイクロプロセノツ−（
以下ＣＰＵという）４５ａ　と、ＲＯＭ　（リードメー
ン１ノイメモリ）とＲＡＭ　（ランダムアクセスメモリ
）とを有するメモリ部４５ｂと、入出力インタフェイス
４５ｃと、表示・設定インタフェイス４５ｄと、タイマ
４５　と、ウオッチドグタイマ４５．およびデータバス
４５　から構成されている。ＣＰＵ　４５゜は、入ブフ
切換スイッチ４５の制御、Ａ／Ｄ変換器４４の制御、励
磁回路３のスイッチ５２ａ、　３２１．の制御およびデ
ィジタル演算、自己診断等をメモリ部４５ｂのＲＯＭに
格納されているプログラムに基づいて行う。メモリ部４
５ｂのＲＡＭは、データの一時記憶等に用いるためのメ
モリで、バッテリ４５ｈによってバックアップされてお
り、入力レジスタや出力レジスタ等のいくつかの専用レ
ジスタを有している。入出力インタフェイス４５ｃは、
ＣＰＵ４５ａ　と周辺回路間の信号のやりとりを行うも
のである。タイマ４５８は演算のスキャン周期（例えば
商用電源周波数が５０　Ｈｙ、の場合１６０ｍ５　）を
管理するものであり、基本クロックとして水晶振動子に
よるクロックが用いられ、５ｍ８毎ＫＣＰＵ４５８に対
してタイマ割込信号を出す。ウオフチドグタイマ４５ｆ
はＣＰＵ４５ａの異常やプログラムの異常によりＣＰＵ
　４５８が正常に動作しないとき働き、異常が検出され
た場合には外部へフェイル信号Ｆａｌｌを出すとともに
、フェイルランプＬＰ、により表示を行う。表示・設定
インタフェイス４５ｄは表示、設定部４６のキースイッ
チ４６ａによる入力の読込みと、表示部４６ｂの駆動を
行うものである。

このように構成した本発明の動作を第３図の波形図およ
び第４図、第５図のフローチャートを参照して以下に説
明する。まず励磁回路３のスイッチ５２．　、　５２ｂ
はマイクロコンピュータ４５からの駆艷ＲｈハルスＰ１
で第３図（イ）、（ロ）に示すようにオンオフが制御さ
れ、スイッチ３２ａがオンで、スイッチ３２ｂがオフと
なっている期間Ｔ２には励磁コイル２１に正方向（図の
矢印方向）の励磁電流■７が流れ、スイッチ３２８がオ
フで、スイッチ３２ｂがオンとなっている期間Ｔ４には
励磁コイル２１に逆方向（図の矢印と反対方向）の励磁
電流エアが流れ、スイッチ３２ａ。

３２ｂが共にオフとなっている期間’ｒ、　ｌ　’ｒ３
には励磁コイル２１には電流が流れない。よって励磁コ
イル２１には第３図（ハ）Ｋ示すように定常値が零の休
止期間’ｒ、、’ｒ３と、正の励磁期間Ｔ２および負の
励磁期間Ｔ４を有する励磁電流エフが供給される。なお
各期間ＴＩ　ｒ　Ｔ２　ｒ　Ｔ３　、　Ｔ４はそれぞれ
商用電源周期の整数倍になるように例えば４０ｍ５に選
ばれている。また励磁電流■７はスイッチ３２．、　３
２ｂで切換えられたとき、励磁コイル２１の影響で実際
には波形の立上り。

立下り部分で遅れを伴ったのち定常値となるが図では省
略しである。電磁流量計発信器２の電極２５８゜２３ｂ
間には励磁電流工□に応じた誘起電圧＋１ａが発生する
。この誘起電圧ｅｌＩは信号処理回路４０入力増幅器４
１で増幅され、第２図に）に示すような信号電圧ｅｂと
なる。この信号電圧ｅｂＫは、管路２２を流れる流体の
流速Ｖと励磁電流工、とに比例した信号成分ｖ３の外に
１励磁電流の切換えに伴うノイズ成分ｖｎと、電気化学
的な直流電位や回路によるオフセット電圧成分■ｆとが
重畳されている。ノイズ成分ｖｎは、励磁電流の切換時
に電極と電極リード間のループで生ずる電磁結合ノイズ
と、流体中を流れる渦電流が液抵抗Ｒと電極の界面電気
二重層容量Ｃとで形成される一次遅れ回路によって生ず
る渦電流ノイズを含んでいる。その結果第２図に）に斜
線で示すように信号電圧ｅｂを一定間隔Δｔで各期間に
２回づつサンプリングしたときのサンプリング電圧ｅｂ
ｌｌ＋　０ｂ１２　＋　ｅｂ２１＋　ｅｂ２２１ｅｂ３
１　＋　ｅｂ３２　ｒ　”ｂ４１　＋ｅｂ４□＋　ｅｂ
５１　＋　ｅｂ６２はそれぞれ次式で与えられる。

なおオフセント電圧成分■ｆは２００ｍ５程度の短かい
時間では一定変化率で変化するとみなせるので、テーラ
展開して１次式近似で示しである。

そして、励磁電流の切換えに伴うノイズ成分Ｖｎは励磁
電流が一定のときほぼ指数関数的に減少していく。各期
間のサンプリング間隔がΔｔであるので、ＶｎｌｌとＶ
ｎｌｌとの間およびＶｎ２１とＶｎ２２との間には次式
の関係が成立する。

しかも定常状態では、零・正・零・負の各期間の間隔を
２ΔｔとしたときＶｎｌｌとＶｎ２１とは、ｖｎの初期
Δを 値をＶｎｏｓ　−ＣＲをＫとするとそれぞれ次式で与え
られる。

よって、ｖｎ１２とＶｎ２□との間には次式の関係があ
る。

そこで、マイクロコンピュータ４５は、測定モードでは
第４図のフローチャートに示すように１まず第２図（ホ
）Ｋ示す如き一定間隔Δｔで駆動パルスＰ２を発生して
入力切換スイッチ４５を駆動し、休止期間では信号電圧
ｅｂを２回づつサンプリングし、励磁期間ては励磁電流
ＸＷの検出電圧ｅ０と信号電圧ｅｂを１回づつサンプリ
ングして得た電圧をＡ／Ｄ変換器４４を介して取込む。

その結果マイクロコンピュータ４５のメモリ４５ｂのＲ
ＡＭの専用レジスタにはそれぞれ信号電圧ｅｂのサンプ
リング値ｅｂｌｌｌ　ｅｂ１２　。

”ｂ２２＋　”ｂ３１　ｒ　＠ｌＪ２　ｒ　ｅｂ４２お
よび電流検出電圧ａｄのサンプリング値ｅｄｌｌｅｄ２
　がディジタル量としてメモリされる。これら入力の読
込みが終るとマイクロコンビーータ４５は読込んだ信号
電圧ｅｂと電流検出電圧ａｄとがそれぞれあらかじめ設
定した許容範囲にあるかどうかの判定を行い、ｅｄが許
容範囲を越えたときは励磁コイル２１がオープンかショ
ートしたと判断し、警報信号ＡＬを発生するとともに、
表示・設定部４６のアラムランプＬＰ２を点灯させる。

またｅｄが許容範囲にあるにもかかわらず、ｅｂが許容
範囲を越えたときは入力の異常と判断し、同様に警報信
号ＡＬを発生するとともに、ＬＰ２を点灯させる。ｅｂ
およびｌｉｄが許容範囲にあれば、マイクロコンビーー
タ４５は休止期間Ｔ、　、　Ｔ３に得られる信号電圧＋
４．のサンプリング値ｅｂｌｌ＋　ｅｂ１２　ｒ　ｅｂ
３１１　ｅｂ３２に相当するＲＡＭ　Ｋメモリされたデ
ィジタル量を用いて、次式に相当するディジタル演算を
行い励磁期間のノイズ成分ｖｎ２２と休止期間のノイズ
成分ｖｎ１２の差に応じた補償値ｏｎを算出して、ＲＡ
Ｍにメモリする。

この補償値ｅｎとＲＡＭにメモリされた休止期間ＴＩ＋
Ｔ３と励磁期間Ｔ２　＊　Ｔ４に得られた信号電圧ｅｂ
１２　＋ｅｂ２□ｌ　ｅｂ３□、ｅｂ４□に相当するデ
ィジタル量を用いて次式に相当するディジタル演算を行
うと、ｅｓ”　（−ｅｂ４２÷ｅｂ３＋＋ｅｂｚｚ　ｅ
ｂ＋２）　ｅｎ＝Ｖｓ　−１６）となり、オフセット電
圧成分■、と励磁電流の切換えに伴うノイズ成分■を有
効に除去でき、信号成分ｖ８のみに関連した出力。８が
得られる。この演算結果もＲＡＭにメモリされる。

さらにマイクロコンピュータ４５は、信号成分■８が励
磁電流■７に関連しているので、その変動による影響を
除去するために、ＲＡＭにメモリされた励磁電流工、の
検出電圧ｅ。のサンプリング値ｃｄＩｈ　ｅｄ２に相当
するディジタル量と信号成分を演算した結果ｅｌｌとの
間で、次式に相当するディジタル演算を行う。

この演算結果もまたＲＡＭにメモリされる。そしてマイ
クロコンピュータ４５はＲＡＭにメモリされたｅ。

に相当する演算結果をパルス幅信号ＦＷ、に変換し、入
出力インタフェイス４５ｏを介して前段に７オートカプ
ラ等の絶縁手段を有するパルス幅電流変換回路４７に与
え、アナログの出力電流■。とじて出力するとともに、
パルス数ＮＫ変換して入出力インタフェイス４５ｃを介
して出力する。また演算結果は表示・設定部４６のデー
タ表示器４６ｂで表示される。

次にマイクロコンピュータ４５は、電流検出電圧ａｄの
サンプリング値ｅ　ｄｌｒ　６　ｄ２の差とあらかじめ
表示・設定部４６により設定された設定値αとの偏差に
例えばＰＩ演算（比例＋積分演算）を行い、その出力β
と基準値αとの間でα（１＋β）なる演算を行って、ス
イッチングレギュレータ５１の励磁期間の設定電圧ｖｒ
の値”ｒｌに相当するディジタル値を算出し、ＲＡＭに
メモリする。次にこの演算結果にあらかじめ校正された
値γを加算して、スイッチングレギュレータ３１の休止
期間の設定電圧■。

の値ｖ、２に相当するディジタル値を算出し、ＲＡＭＫ
メモリする。ＲＡＭにメモリされた”ｒｌ　ｌ　Ｖｒ２
　Ｋ相当するディジタル値はマイクロコンビーータ４５
からパルス幅信号部として交互に出力され、前段に７オ
ートカプラ等の絶縁手段を有するパルス幅電圧変換回路
４８を介してスイッチングレギュレータ５１に励磁期間
にはＶｒｌが、休止期間にはＶｒ２が設定電圧として与
えられる。その結果休止期間のスイッチングレギュレー
タ３１の正、負の出力電圧”３１　＋　ｖ３２の値ｖｂ
は、励磁期間の値■、より−大きくなる。この値Ｖｂは
スイッチ３２Ｆ、または３２ｂがオンになり、コンデン
サＣ２またはＣ３の端子電圧が■ｂに達するまで保持さ
れる。すなわち励磁電流ＩＷはスイッチ５２ａ（または
３２ｂ）がオンになるとまずコンデンサＣ２（またはＣ
３）に貯えられたエネルギが励磁コイル２１にＪＬＪれ
、コンデンサＣ２（またはＣ３）の端子電圧がスイッチ
ングレギュレータ３１の出力電圧Ｖ３１またはｖ３２）
の値ｖａに達したとき、励磁ｗＬ流エアも一定値工、に
なる。このように励磁電流■７の立上り時のスイッチン
グレギュレータ３１の出力電圧Ｖ３１　＊　Ｖ３２の値
を大きく選んでいるので、励磁コイル２１の抵抗等のロ
スによる影響を補償でき、定常状態における励磁電流■
の平坦特性を良好にできる。

なお、スイッチングレギュレータ３１の設定電圧ｖｒの
値ｅ　Ｖｒ２からｖｒｌへの切換えのタイミングを励磁
電流Ｉｗの切換えのタイミングと一致させているが、ス
イッチ５２８または３２ｂがオンになった後の短い時間
の間継続させてもよい。

校正モードでは第５図のフローチャートに示すように、
マイクロコンビーータ４５はまず駆動パルスＰ２で入力
切換スイッチ４５を駆動し、一定のサンプリング間隔Δ
ｔで、休止期間Ｔ１には零電圧ｅ２と信号電圧＠ｂＩ２
をサンプリングし、励磁期間Ｔ２には励磁電流Ｉｗの検
出電圧ｅｄｌｌ　＋　ｅｄ１２をサンプリングし、休止
期間Ｔ３には基準電圧ｆｌｒと信号電圧ｅｂ３２をサン
プリングし、励磁期間Ｔ４には励磁電流エフの検出電圧
ｅｄ２１　＋　’ｄ２２をサンプリングした後Ｊｏ変換
器４４を介してそれぞれディジタル量として取込み、Ｒ
ＡＭに記憶する。入力の読込みが終ると、マイクロコン
ピュータ４５は、取込んだ零電圧ｅ２と基準電圧ｅｒと
がそれぞれあらかじめ設定した許容範囲にあるかどうか
の判定を行い、許容範囲を越えたときはＡ／Ｄ変換器４
４が異常と判断し、警報信号ＡＬを発生するとともに、
表示・設定部４６のアラムランプＬＰ２を点灯させる。

Ｍｏ変換器４４が正常であれば、ＲＡＭＫメモリされた
電流検出電圧ｅｄのサンプリング値ｅｄ　’　＋　ｈ　
ｅ　ｄ２　、の差と、ｅｄ１２と６ｄ２２の差が等しく
なるように、休止期間の設定電圧Ｖｒ□と励磁期間の設
定電圧ｖｒ、との差に相当する値γを調整し、励磁電流
Ｉｗの定常値工、の平坦性のチェツクを行う。なお校正
モードは通常測定モードを１０回繰り返し行った後１回
行い、電源投入時等は測定モードを３回繰り返した後１
回行うようにプログラムされている。

なお上述では、補償値ｅ１１１を休止期間ＴＩｎ　Ｔ３
のサンプリング値を用いて算出する場合を例示したが、
休止期間Ｔ１＋Ｔ３と次のサイクルの休止期間Ｔ１のサ
ンプリング値ｅｂｌｌ　＋　ｅｂ１２　＋　ｅｂ３１１
ｅｂ３２　＋　ｅｂ５＋　＋８Ｍ２　’をディジタル瞼
としてマイクロコンピュータ４５に取込み、次式に相当
するディジタル演算を行い、ｖｎｌｌ　＋　Ｖｎ１２お
よびＫに相当する値６ｎｌ　＋　ｅｎ２お上びｋをめた
後補償値ｅｎを算出してもよい。

この場合ｅｌｙ、ｌおよび＠ｎ２として、ｅｂｌ＋　−
２ｅｂ３＋　＋　ｅｂ５１および６ｂｌ　２−２ｅｂ３
２　”　ｅｂ５２の過去からの移動平均値を用いると演
算精度をさらに上げることができる。また、、Ａ／Ｄ変
換器４４として積分形のものを用い、その積分時間をΔ
１／＋とじたときは、補償値ｅｎは％　６ｂ１１−２ｅ
ｂ３１　”　ｅｂ５１の平均値をｅｎ　Ｉ　Ｎ　ｅｂ１
２−２　ｅ　ｂ３２　＋　ｅ　ｂ５２の平均値′ｆｔｅ
ｎ２とすると、となる。

１だ、信号処理回路４の入力増幅器４１の初段は通常交
流結合のバッファアンプが用いられるが、周波数帯域を
低周波首でのばすために、初段を直結のバッファアンプ
とすると、電磁流量計発信器２の電極インピーダンスが
アンバランスのトキ後段の差動アンプに大きなオフセン
ト電圧が生ずる。

この場合は第６図に示すように差動アンプ４１ｃの出力
端子と入力端子（＋）間に積分回路４１ｄとサンプリン
ゲスイッチ４１．　、４１（を設けることによって補正
できる。すなわちサンプリンゲスイッチ４１８゜４１（
はマイクロコンピュータ４５からのパルスＰ３で制御さ
れ、校正モード時の休止期間Ｔ３にオンとなシ、積分回
路４１ｄに差動アンプ４１ｃのオフセット分を補正する
１１Ｌ圧をチャージさせる。サンプリングスイッチｌｅ
、　４１ｆがオフになると積分回路４１ｃの演算増幅器
ｏｐのバイアス電流で決まる傾きで積分回路４１ｄの出
力１１１が変化する。その結果入力増幅器４１の出力ｅ
ｂのオフセット成分Ｖｆは１次で変化する電気化学的な
直流電圧と１次で変化する積分回路４４ｄに基づく直流
電圧との和となる。したが（６） ってマイクロコンピータ４５でＶ式に相当するディジタ
ル演算を行い信号成分ｖ８を得ることによって積分回路
４１ｄで発生するオフセット分もキャンセルでき、入力
増幅器４１のオフセットを有効に補正できる。なお第６
図の入力増幅器４１における４１ａ。

４１ｂはそれぞれ直結のバッファアンプで、Ｒ４□。

Ｒ４２１Ｒ４３１Ｒ４４１Ｒ４５１’Ｒ４６１Ｒ４７は
各々抵抗島Ｃ４１１０４２は各々コンデンサである。

また上述ではスイッチングレギュレータ５１の出力Ｖ３
１　ｈ　ＶＢ２　を面接スイッチ３２ａ、３２ｂを介し
て励磁コイル２１に与えているが、この場合スイッチン
グレギュレータ５１の平滑コンデンサｃ２＋Ｃ３の容置
をＴｉ、源リップルを小さくするため大きくしなければ
ならず、ＶＢ１．ＶＢ２が小さいと励磁電流の立上りお
よび立下りの応答が緩やかになる。そこで励磁電流の立
上りおよび立下りの応答を速くするためＫは第７図の励
磁回路に示すように１スイツチングレギーレータ５１の
平滑コンデンサＣ２に逆流防止用ダイオード３５ａを介
して容量の小さいコンデンサ５６ａを接続し、かつコン
デンサ５６ａにスイッチ３２８と励磁コイル２１の直列
回路を並列に接続するとともに、平滑コンデンサＣ３に
逆流防止用ダイオード５５ｂを介して容量の小さいコン
デンサ５６ｂを接続し、かつコンデンサ３６ｂにスイッ
チ５２ｂと励磁コイル２１の直列回路を並列に接続すれ
ばよい。

このように構成した励磁回路の動作を第８図の波形図を
参照して以下に説明する。まず第８図において、（イ）
はスイッチ３２８の動作波形、（ロ）はスイッチ３２ｂ
の動作波形、（ハ）は励磁直流エフの波形、に）は正の
直流電圧Ｖ３１の波形、（ホ）はコンデンサ６６８の両
端電圧Ｖｃｌの波形、（へ）は負の直流電圧Ｖ３２０波
形、（ト）はコンデンサ３６ｂの両端電圧ｖｃ２の波形
、σうは設定電圧Ｖ、の波形である。

いまスイッチ５２ａがオン、スイッチ５２ｂがオフの状
態では励磁コイル２１に励磁電流Ｉｗが正方向に流れて
いる。この状態でスイッチ５２ａがオフになると励磁コ
イル２１に流れている電流はダイオード３４ｂを通って
流れ、励磁コイル２１に貯えられているエネルギをコン
デンｔ３６ｂに移動させる。このときの応答は励磁コイ
ル２１のインダクタンスとコンデンサ３６ｂの容量との
共振周波数で決まり、コンデンサ３６ｂの容量が小さい
ので正方向の励磁電流ＩＷの立下りが速くなる。次にス
イッチ５２ｂをオンにすると、励磁コイル２１にはコン
デンサ３６ｂに貯えたエネルギが戻され、逆方向の励磁
電流Ｉｗが立上る。そしてコンデンサ３６ｂの両端電圧
Ｖｃ２がスイッチングレギュレータ６１の負の出力電圧
Ｖ２２に達すると逆流防止用ダイオード５５ｂがオンと
なり、励磁コイル２１にはスイッチングレギュレータ５
１の負の出力電圧Ｖ２２によって励磁電流エアが逆方向
に供給される。このように逆方向の励磁電流ＩＷの立上
りも励磁コイル２１のインダクタンスとコンデンサ３６
ｂの容量で決まシ速くなる。励磁フィル２１に逆方向の
励磁電流工、が供給されている状態で、スイッチ３２ｂ
をオフにすると励磁コイル２１に流れている電流がダイ
オード５４ａを通って流れ、励磁コイル２１に貯えられ
たエネルギを容量の小さいコンデンサ３６ａに移動させ
る。このときの応答は励磁コイル２１のインダクタンス
とコンデンサ３６８の容量とで決捷り、逆方向の励磁電
流工、の立下りが速くなる。次にスイッチ５２ａをオン
にすると、励磁コイル２１にはコンデンサ３６ａに貯え
られたエネルギが戻され、正方向の励磁電流エフが立上
る。そしてコンデンサ５６ａの両端電圧”ｃｌがスイノ
チングレギーレータ３１の正の出力電圧Ｖ２１に達する
と逆流防止用ダイオード５５ａがオンとなす、励磁ニイ
ル２１にはスイッチングレギュレータ３１の正の出力電
圧Ｖ２１　によって励磁電流ＩＷが正方向に供給される
。このときの応答は励磁コイル２１のインダクタンスと
コンデンサ３６ａの容ｈ［とで決凍り、正方向の励磁電
流１１の立上りも速くなる。このようにして励磁コイル
２１１Ｃ流れる周期的に極性の変わる低周波の励磁電流
ＩＷの立上りと立下りの応答を速くすることができる。

しかもスイッチングレギュレータ２の平滑コンデンサＣ
２＋Ｃ３の容量は大きい寸までよいので電源リップルも
充分に小さくできる。

しＶｒ２　＞　ｖｒｔ　）に切換えているので、休止期
間のスイッチングレギュレータ６１の正、負の出力電圧
Ｖ３１　ｒ　ｖ３２の値ｖｂは励磁期間の値■８より大
きくなる。この値■ｂはスイッチ３２ａまたは５２ｂが
オンになり、コンデンサ３６ａの端子電圧Ｖ。１または
コンデンサ３６ｂの端子電圧”ｃ２がｖｂに達するまで
保持される。すなわち励磁電流−は第９図に示すように
スイッチ３２ａ（または３２ｂ）がオンになるとまずコ
ンデンサ３６ａ（棟たは３６ｂ）に貯えられたエネルギ
が励磁コイル２１に戻され、コンデンサ３６ａ（または
５６ｂ）の端子電圧■ｃｌ　（４たはｖ０２）がスイッ
チングレギュレータ５１の出力電圧ｖ３１（または■３
２）の値Ｖｂに達すると逆流防止用ダイオード３５１Ｌ
（または３５ｂ）がオンとなり、励磁コイル２１のイン
ダクタンスとコンデンサ３６８（または３６ｂ）の容量
との共振周波数で上昇する。そしてスイッチングレギュ
レータ３１の出力電圧Ｖ３１（ｔたはｖ３□）の値がｖ
ｂからｖａに達したとき、励磁電流馬が一定値■８とな
り、定常状態における平坦特性が良好にできる。なお第
９図の一定鎖線は設定電圧Ｖｒを一定値（例えばＶｒｌ
　）に固定したときの波形で、励磁コイル２１の抵抗等
のロスにより定常状態における励磁電流Ｉｗの平坦特性
が悪い。

以上説明したように本発明においては、休止期間におけ
るノイズ成分の大きさと励磁期間のノイズ成分の大きさ
の差を補償して流量信号を算出する演算を行っているの
で、零点の安定性および応答性にすぐれ、高精度に流量
測定ができ、しかも励磁回路に電力損失が少なく、小形
高効率化の容易なスイノチングレギーレータを用い、そ
の設定電圧を励磁電流が一定になるように制御している
ので、省力化された低周波励磁方式の電磁流量計が得ら
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明電磁流量計の一実施例を示す接続図、第
２図は本発明電磁流量計に用いる励磁回路の具体的な構
成の一例を示す接続図、第３図は本発明電磁流量針の動
作説明のための波形図、第４図および第５図は本発明電
磁流量計の動作説明のためのフローチャート、第６図は
本発明電磁流量計の他の実施例を示す接続図、第７図は
本発明電磁流量計に用いる励磁回路の具体的な構成の他
の例を示す接続図、第８図および第９図はその動作にす
、明のための波形図である。 １・・・電源回路、２・・・電磁流数計発信器、２１・
・・励磁コイル、２３８．　２５ｂ・・・電極、３・・
・励磁回路、３１・・・スイッチングレギュレータ、６
３・・・電流検出抵抗、４・・・信号処理回路、４１・
・・入力増幅器、４３・・・入力切換スイッチ、４４・
・・Ａ／Ｄ変換器、４５・・・マイクロコンピュータ、
４６・・・設定・表示部、４７・・・パルス幅電流変換
回路、４８・・・パルス幅゛亀圧変換回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電磁流量計発信器と、電源電圧を安定化して設定電圧に
   応じた直流電圧を出力するスイッチングレギュレータを
   有し、前記電磁流量計発信器の励磁コイルに定常値が零
   ・正・零・負の順で繰り返す励磁電流を供給する励磁回
   路と、マイクロコンピュータを有し、測定モードと校正
   モードとを切換えて動作する信号処理回路とを備え、信
   号処理回路は測定モード時には、一定のサンプリング間
   隔で前記励磁電流が零の休止期間に前記電磁流量計発信
   器の電極間に誘起する電圧に関連する信号電圧を２回づ
   つサンプリングし、励磁電流が正または負の励磁期間に
   励磁電流を検出して得た電圧と前記信号′α圧をそれぞ
   れ１回づつサンプリングして、そのサンプリング値をデ
   ィジタル量としてマイクロコンビーータに取込み、マイ
   クロコンピュータはこれらサンプリング値に基づいて流
   量信号を算出する演算全行うとともに、前記スイッチン
   グレギュレータの休止期間の設定電圧と励磁期間の設定
   電圧の制御を行い、校正モード時には少なくとも励磁期
   間に励磁電流を検出して得た電圧を２回サンプリングし
   て、そのサンプリング値をディジタル量としてマイクロ
   コンピュータに取込み、マイクロコンビーータはこれら
   サンプリング値を比較し、励磁電流の定常値の平坦性を
   チェックするとともに、その比較結果に基づいて前記ス
   イッチングレギュレータの休止期間の設定電圧と励磁期
   間の設定電圧との差を校正することを特徴とする電磁流
   量計。