JPS59173714A - 電磁流量計の励磁方式 - Google Patents
電磁流量計の励磁方式Info
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- JPS59173714A JPS59173714A JP58048132A JP4813283A JPS59173714A JP S59173714 A JPS59173714 A JP S59173714A JP 58048132 A JP58048132 A JP 58048132A JP 4813283 A JP4813283 A JP 4813283A JP S59173714 A JPS59173714 A JP S59173714A
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/56—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects
- G01F1/58—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects by electromagnetic flowmeters
- G01F1/60—Circuits therefor
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、方形波励磁方式を採用した電磁流量計の励磁
方式の改良に関する。
方式の改良に関する。
方形波励磁方式の電磁流量計は、商用交流電源周波数の
偶数分の１という低周波の方形波電流を電磁流量計検出
器の励磁コイルに流して励磁し、磁束の安定したタイミ
ングで一対の電極に発生する誘起電圧をサンプリングす
ることによシ、いわゆる直角雑音、同相雑音を含まない
流ｉ信号を得るものであって、零点変動のない安定な電
磁流量計として知られている。
偶数分の１という低周波の方形波電流を電磁流量計検出
器の励磁コイルに流して励磁し、磁束の安定したタイミ
ングで一対の電極に発生する誘起電圧をサンプリングす
ることによシ、いわゆる直角雑音、同相雑音を含まない
流ｉ信号を得るものであって、零点変動のない安定な電
磁流量計として知られている。
第１図はかかる方形波−励磁方式全採用した従来の電磁
流量計を示す構成図でｂる。この電磁流量計は、導電性
流体の流通する導管１１一対の電極２．２′および一対
の励磁コイル３，３′を備えた電磁流量計検出器４と、
商用電源周波数信号源５、この信号源５からの信号を波
形整形シテサンプリング信号を得、さ゛らにこのサンプ
リング信号を分周して電源周波数の偶数分の１の励磁制
御信号を得る制御回路６、この制御回路６の励磁制御信
号を用いて極性又は大きさの異なる２つ以上の定電流源
を交互に選択して励磁信号としこれを一対の励磁コイル
３，３′に与える励磁回路７、前記一対の電極２，２′
より取シ出されかつ増幅器８で増幅された誘起電圧を制
御回路６からのサンプリング信号によシサンプリングす
るサンｆ リング回路９およびサンプリングされた信号
を４〜２０ ｍ ＡＤＣ等に変換して流量に比例した流
量信号を得る出力回路１゜を備えた信号変換部１１とか
ら構成されている。
流量計を示す構成図でｂる。この電磁流量計は、導電性
流体の流通する導管１１一対の電極２．２′および一対
の励磁コイル３，３′を備えた電磁流量計検出器４と、
商用電源周波数信号源５、この信号源５からの信号を波
形整形シテサンプリング信号を得、さ゛らにこのサンプ
リング信号を分周して電源周波数の偶数分の１の励磁制
御信号を得る制御回路６、この制御回路６の励磁制御信
号を用いて極性又は大きさの異なる２つ以上の定電流源
を交互に選択して励磁信号としこれを一対の励磁コイル
３，３′に与える励磁回路７、前記一対の電極２，２′
より取シ出されかつ増幅器８で増幅された誘起電圧を制
御回路６からのサンプリング信号によシサンプリングす
るサンｆ リング回路９およびサンプリングされた信号
を４〜２０ ｍ ＡＤＣ等に変換して流量に比例した流
量信号を得る出力回路１゜を備えた信号変換部１１とか
ら構成されている。
しかして、以上のような電磁流量計にあっては、商用電
源周波数信号源５から出力された信号゛ （第２図ａ）
は制御回路６に供給され、ここで波形整形されて商用電
源周波数に等しい周波数のサンプリング信号（第２図ｂ
）に変換され、またこのサンプリング信号は分周されて
商用電源周波数の偶数分の１の周波数の励磁制御信号（
第２図Ｃ）に変換され、サンプリング信号はサンプリン
グ回路９に、励磁制御信号は励磁回路７に供給される。
源周波数信号源５から出力された信号゛ （第２図ａ）
は制御回路６に供給され、ここで波形整形されて商用電
源周波数に等しい周波数のサンプリング信号（第２図ｂ
）に変換され、またこのサンプリング信号は分周されて
商用電源周波数の偶数分の１の周波数の励磁制御信号（
第２図Ｃ）に変換され、サンプリング信号はサンプリン
グ回路９に、励磁制御信号は励磁回路７に供給される。
励磁回路７は、励磁制御信号を受けるとその信号の２値
レベルに応じて交互にスイッチを切替えて極性又は大き
さの異なる２つ以上の定電流を選択することによって方
形波励磁信号を得、これを一対の励磁コイル３゜３′に
供給し励磁する。従って、この励磁によシ励磁コイル３
，３′から磁束が発生され、導管Ｉ内の導電性流体に作
用せられる。この結果、一対の電極２，２′間に第２図
ｄに示すような誘起電圧が発生するので、これを増幅器
８によシ適宜増幅しサンプリング回路９に供給する。こ
のサンプリング回路９は、前記制御回路６からのサンシ
リング信号によシ磁束の安定したタイ、ミンクでサンプ
リングし、真に流量値に比例した信号電圧を得る。サン
プリングされた信号は平滑化され、出力回路１０によシ
４〜２０ ｍ ＡＤＣ等の信号に変換して出力される。
レベルに応じて交互にスイッチを切替えて極性又は大き
さの異なる２つ以上の定電流を選択することによって方
形波励磁信号を得、これを一対の励磁コイル３゜３′に
供給し励磁する。従って、この励磁によシ励磁コイル３
，３′から磁束が発生され、導管Ｉ内の導電性流体に作
用せられる。この結果、一対の電極２，２′間に第２図
ｄに示すような誘起電圧が発生するので、これを増幅器
８によシ適宜増幅しサンプリング回路９に供給する。こ
のサンプリング回路９は、前記制御回路６からのサンシ
リング信号によシ磁束の安定したタイ、ミンクでサンプ
リングし、真に流量値に比例した信号電圧を得る。サン
プリングされた信号は平滑化され、出力回路１０によシ
４〜２０ ｍ ＡＤＣ等の信号に変換して出力される。
一方、第１図のサンプリング回路９は第３図に示すよう
に構成され、制御回路６からサンプリング信号が入力さ
れると、商用電源゛周波数の一周期にわたってスイッチ
９ａが閉となシ、これによって増幅器８の出力が抵抗９
ｂ、コンデンサ９Ｃ、オ波アンプ９ｄ、１ニジなる積分
回路９’ｅによ・って積分サンシリングされる。そして
、積分出力（第２図ｅ）はコンパレータ９ｆを介して論
理回路９ｇのＲ−８形フリツプ・フロッグ９ｇａのリセ
ット端子Ｒに供給される。その後、サンプリング信号の
ローレベルによってスイッチ９ａが開となると、アンド
ゲート９ｇｂよシハイレペル信号がでてスイ゛ツチ９ｈ
が閉となり、これによって逆極性の電圧を有する基準電
圧源９１が積分回路９ｅによって積分される。
に構成され、制御回路６からサンプリング信号が入力さ
れると、商用電源゛周波数の一周期にわたってスイッチ
９ａが閉となシ、これによって増幅器８の出力が抵抗９
ｂ、コンデンサ９Ｃ、オ波アンプ９ｄ、１ニジなる積分
回路９’ｅによ・って積分サンシリングされる。そして
、積分出力（第２図ｅ）はコンパレータ９ｆを介して論
理回路９ｇのＲ−８形フリツプ・フロッグ９ｇａのリセ
ット端子Ｒに供給される。その後、サンプリング信号の
ローレベルによってスイッチ９ａが開となると、アンド
ゲート９ｇｂよシハイレペル信号がでてスイ゛ツチ９ｈ
が閉となり、これによって逆極性の電圧を有する基準電
圧源９１が積分回路９ｅによって積分される。
そして、コンパレータ９ｆが積分回路９ｅの出力零を検
出すると、論理回路９ｇの出力によっテスイッチ９ｈが
開となる。このスイッチ９ｈの閉時間は増幅器８の出力
レベルに比例し、基準電圧源９１の電圧１区に反比例す
ることはよく知られている。基準電圧＃、９１の電圧値
は一定なので、スイッチ９ｈの閉する時間を回路的に抽
出することによシ、流量に比例した・９ルス幅の信号を
取り出すことができる。
出すると、論理回路９ｇの出力によっテスイッチ９ｈが
開となる。このスイッチ９ｈの閉時間は増幅器８の出力
レベルに比例し、基準電圧源９１の電圧１区に反比例す
ることはよく知られている。基準電圧＃、９１の電圧値
は一定なので、スイッチ９ｈの閉する時間を回路的に抽
出することによシ、流量に比例した・９ルス幅の信号を
取り出すことができる。
従って、以上のような電磁流量計の励磁方式によれば、
励磁信号の周波数と商用電源周波数とが異なるので、商
用電源による誘導雑音は容易に除去でき、耐ノイズ性を
上げることができる。また、積分サンプリング区間は商
用電源周波数の一周期にしであるので、流量信号に商用
電源雑音が重畳しても、第２図ｆのように積分すること
によシ除去できるので耐ノイズ性を向上させることがで
きる。
励磁信号の周波数と商用電源周波数とが異なるので、商
用電源による誘導雑音は容易に除去でき、耐ノイズ性を
上げることができる。また、積分サンプリング区間は商
用電源周波数の一周期にしであるので、流量信号に商用
電源雑音が重畳しても、第２図ｆのように積分すること
によシ除去できるので耐ノイズ性を向上させることがで
きる。
ところで、励磁信号を得るために商用電源周波数信号源
５を用いた場合、その信号源５が停電すると、導電性流
体の流量測定が事実上不可能となる。また、瞬停が起き
た場合には励磁周期、サンプリングタイミングが狂い測
定誤差が生ずる。また、電源周波数が変動す°ると同様
に増幅特性が悪くなる問題がある。
５を用いた場合、その信号源５が停電すると、導電性流
体の流量測定が事実上不可能となる。また、瞬停が起き
た場合には励磁周期、サンプリングタイミングが狂い測
定誤差が生ずる。また、電源周波数が変動す°ると同様
に増幅特性が悪くなる問題がある。
そこで、商用電源周波数信号源５の停電対策等のため、
直流駆動方式をとることが多いが、この場合には信号変
換部ＩＩの内部に商用電源周波数と等しい周波数信号を
発振する発振回路を設けることが考えられる。
直流駆動方式をとることが多いが、この場合には信号変
換部ＩＩの内部に商用電源周波数と等しい周波数信号を
発振する発振回路を設けることが考えられる。
しかし、発振回路を設けた場合、次のような問題が生じ
てくる。即ち、電磁流量計近傍に他の電力機器やケーブ
ルが配置されていると、それらの機器やケーブルから商
用電源による誘導雑音が電磁流量計検出器４に混入して
くることが多い。この場合、商用電源周波数と発振回路
の発揚周波数とが等しければ特に問題にならないが、地
区によシ或いは国によって商用電源周波数は４８〜５２
Ｈｚ程度の範囲で変動している。
てくる。即ち、電磁流量計近傍に他の電力機器やケーブ
ルが配置されていると、それらの機器やケーブルから商
用電源による誘導雑音が電磁流量計検出器４に混入して
くることが多い。この場合、商用電源周波数と発振回路
の発揚周波数とが等しければ特に問題にならないが、地
区によシ或いは国によって商用電源周波数は４８〜５２
Ｈｚ程度の範囲で変動している。
このため、発振回路の発振周波数を商用電源周波数に同
期させることは難しく、同様にす／ノリング区間も商用
電源周波数の一周期に一致させるごとは難しい６従って
、発振回路を使用した場合、商用電源による誘導雑音の
除去率が悪く、それだけ誤差を含んだ流量値を測定して
しまうことになる。
期させることは難しく、同様にす／ノリング区間も商用
電源周波数の一周期に一致させるごとは難しい６従って
、発振回路を使用した場合、商用電源による誘導雑音の
除去率が悪く、それだけ誤差を含んだ流量値を測定して
しまうことになる。
本発明は上記実情゛にかんがみてなされたもので、商用
電源雑音の除去率を向上させて流体のｌ＆量を高精度に
測定する電磁流量計の励磁方式を提供することにある。
電源雑音の除去率を向上させて流体のｌ＆量を高精度に
測定する電磁流量計の励磁方式を提供することにある。
本発明は、流量計自体に発振回路を設けるとともに、こ
の発振回路から商用電源周波数よシ０．５〜１０％の範
囲でずらした信号を発生させて励磁コイルの励磁制御お
よびサンプリング信号を作成する電磁流量計の励磁方式
である。
の発振回路から商用電源周波数よシ０．５〜１０％の範
囲でずらした信号を発生させて励磁コイルの励磁制御お
よびサンプリング信号を作成する電磁流量計の励磁方式
である。
本発明に係る電磁流量計の励磁方式は、方形波励磁方式
を対象とするものであシ、電磁流量計およびサンプリン
グ回路は例えば第１図および第２図のような構成のもの
を採用するも、特に第１図に示す商用電源周波数信号源
５に代えて第４図のような発振回路３０を用い、かつこ
の発振回路３０の発振周波数は商用電源周波数よ、Ｑ
０．５〜１０％の範囲内で積極的にずらすようにするも
のである。
を対象とするものであシ、電磁流量計およびサンプリン
グ回路は例えば第１図および第２図のような構成のもの
を採用するも、特に第１図に示す商用電源周波数信号源
５に代えて第４図のような発振回路３０を用い、かつこ
の発振回路３０の発振周波数は商用電源周波数よ、Ｑ
０．５〜１０％の範囲内で積極的にずらすようにするも
のである。
この発振回路３０は、水晶振動子３１ａ１インバータ３
１ ｂ 、 ３１ ｃおよび抵抗３１ｄとで自走マルチ
バイブレータを構成した水晶発振回路３Ｉと、この水晶
発振回路３１からの発振周波数を分周して所要の周波数
信号に変換する分周回路３２とで構成され、そしてこの
発振回路３０の出力端３３は第１図に示す制御回路６に
接続されている。
１ ｂ 、 ３１ ｃおよび抵抗３１ｄとで自走マルチ
バイブレータを構成した水晶発振回路３Ｉと、この水晶
発振回路３１からの発振周波数を分周して所要の周波数
信号に変換する分周回路３２とで構成され、そしてこの
発振回路３０の出力端３３は第１図に示す制御回路６に
接続されている。
しかして、第４図に示す発仮回路３０を用いた場合の発
振周波数の選定手段について述べる。
振周波数の選定手段について述べる。
今、一対の電極２，２′間に現われる流量に比例した信
号ＥＦに商用電源雑音ｅｎｓｍωｔが重畳されていると
すると、サンプリング回路９の入力信号Ｅｉは、 Ｅｌ＝ＥＦ＋ｅｎ自ωｔ ・・・・・・
・・・・・・（１）となる。但し、ωは商用電源角周波
数である。
号ＥＦに商用電源雑音ｅｎｓｍωｔが重畳されていると
すると、サンプリング回路９の入力信号Ｅｉは、 Ｅｌ＝ＥＦ＋ｅｎ自ωｔ ・・・・・・
・・・・・・（１）となる。但し、ωは商用電源角周波
数である。
ところで、時刻ｔ１から発振回路３θの発振周波数で決
まるサンプリング区間Ｔだけサンプリング回路９Ｑ積分
回路９ｅが入力信号Ｅ１を積分したとすると、積分出力
Ｅ。は、 Ｅｏ＝ ｆ”、’、＋Ｔ−ｆｉ （Ｅ、＋ ｅｎｍωｔ
ｚ）ｄｔを商用電源周波数の一周期にすることを示す）
とすれば、（２）式の右辺第２項は零となシ、信号ＥＦ
に重畳された商用電源雑音は完全に除去されることがわ
かる。
まるサンプリング区間Ｔだけサンプリング回路９Ｑ積分
回路９ｅが入力信号Ｅ１を積分したとすると、積分出力
Ｅ。は、 Ｅｏ＝ ｆ”、’、＋Ｔ−ｆｉ （Ｅ、＋ ｅｎｍωｔ
ｚ）ｄｔを商用電源周波数の一周期にすることを示す）
とすれば、（２）式の右辺第２項は零となシ、信号ＥＦ
に重畳された商用電源雑音は完全に除去されることがわ
かる。
ところで、発振回路３００発振出力を用いた場合、Ｔユ
印ではあるが、Ｔ＝麩でないので、ω
ωると、 １０− となる。ここで、ｔｌをＮ回目のサンプリングとすれば
、ｔｚ＝２πＴ（但し、ｎは整数）となるので更にＮに
ついて展開すると、 となる。但し、ｋ 、 ｋ’、、 ｋ″、に″は定数、
とく１でおる。この結果、除去できずに残る雑ω 音はおよそ商用電源周波数と発振周波数の偏差Δωに比
例し、かつ励＠周波数４ｎπに偏差Δω分をかけ合せた
低周波のビートとなることがわかる。即ち、商用電源周
波数と発振回路３０の発振周波数とが等しいとき、即ち
Δω−〇のとき、雑音は完全に除去できるが、偏差Δω
が少ないと振幅は小さいが超低周波のビットをもった雑
音が残り、偏差Δωが大きいと振幅は大きいがビート周
波数の高い雑音が残ることになる。
印ではあるが、Ｔ＝麩でないので、ω
ωると、 １０− となる。ここで、ｔｌをＮ回目のサンプリングとすれば
、ｔｚ＝２πＴ（但し、ｎは整数）となるので更にＮに
ついて展開すると、 となる。但し、ｋ 、 ｋ’、、 ｋ″、に″は定数、
とく１でおる。この結果、除去できずに残る雑ω 音はおよそ商用電源周波数と発振周波数の偏差Δωに比
例し、かつ励＠周波数４ｎπに偏差Δω分をかけ合せた
低周波のビートとなることがわかる。即ち、商用電源周
波数と発振回路３０の発振周波数とが等しいとき、即ち
Δω−〇のとき、雑音は完全に除去できるが、偏差Δω
が少ないと振幅は小さいが超低周波のビットをもった雑
音が残り、偏差Δωが大きいと振幅は大きいがビート周
波数の高い雑音が残ることになる。
一方、出力回路１０にはサンプリング値の平滑化、流量
に比例する信号のフラツキの平滑化のため、通常最低で
も１秒の時定数をもった一次遅れ回路を有しているので
、サンプリング回路９で除去されずに残った雑音は出力
回路１０によって除去されてしまう。つま）、商用電源
周波数と発振周波数の偏差が非常に少ない場合にはビー
ト周波数が超低川波となシー次遅れ回路では殆んど減衰
せず、偏差と雑音電圧に比例した雑音が出力のフランキ
として表われるが、偏差がおる程度大きいとサンプリン
グ回路９で除去できない雑音の振幅は大きいが、ビート
周波数が高いので一次遅れ回路で大きく減衰するので出
力には雑音が現われなくなる。この点について第５図を
参照して説明すると、商用電源周波数が５１ Ｈｚ （
第５図ａ）であシ、発振周波数が５０ Ｈｚであるとす
ると、サンプリング区間は第５図すのようになる。この
場合、サンプリング回路９の積分回路９ｅ・で増幅出力
を積分すれば、理想的には第５図・の点−の積分出力と
なるべきものが商用電源雑音に実線のような積分出力と
なる。従って、この積分回路９ｅの積分出力を出力回路
ＩＱで平滑化すると、第５図ｄのように本来の出力（点
線）よりも大きな出力（実線）がでてしまう。
に比例する信号のフラツキの平滑化のため、通常最低で
も１秒の時定数をもった一次遅れ回路を有しているので
、サンプリング回路９で除去されずに残った雑音は出力
回路１０によって除去されてしまう。つま）、商用電源
周波数と発振周波数の偏差が非常に少ない場合にはビー
ト周波数が超低川波となシー次遅れ回路では殆んど減衰
せず、偏差と雑音電圧に比例した雑音が出力のフランキ
として表われるが、偏差がおる程度大きいとサンプリン
グ回路９で除去できない雑音の振幅は大きいが、ビート
周波数が高いので一次遅れ回路で大きく減衰するので出
力には雑音が現われなくなる。この点について第５図を
参照して説明すると、商用電源周波数が５１ Ｈｚ （
第５図ａ）であシ、発振周波数が５０ Ｈｚであるとす
ると、サンプリング区間は第５図すのようになる。この
場合、サンプリング回路９の積分回路９ｅ・で増幅出力
を積分すれば、理想的には第５図・の点−の積分出力と
なるべきものが商用電源雑音に実線のような積分出力と
なる。従って、この積分回路９ｅの積分出力を出力回路
ＩＱで平滑化すると、第５図ｄのように本来の出力（点
線）よりも大きな出力（実線）がでてしまう。
これに対し、発振周波数を例えば５４Ｈｚ（第５図ｂ／
）にすると、積分出力は第５図Ｃ′に示すように各サン
プリング区間ごとに雑音の影響が大きくなったシ、小さ
くなったり、結局出力回路１０で平滑化されて相殺され
て第５図ｄ′のように流量測定値が理想値と殆んど等し
くなる。
）にすると、積分出力は第５図Ｃ′に示すように各サン
プリング区間ごとに雑音の影響が大きくなったシ、小さ
くなったり、結局出力回路１０で平滑化されて相殺され
て第５図ｄ′のように流量測定値が理想値と殆んど等し
くなる。
このように本方式においては、従来のように発振回路３
０の発振周波数を出来るだけ商用電源周波数に近づける
のではなく、積極的に発振周波数を商用電源周波数から
ずらすものである。
０の発振周波数を出来るだけ商用電源周波数に近づける
のではなく、積極的に発振周波数を商用電源周波数から
ずらすものである。
このずらす周波数は電力給電地区や国ごとにその商用電
源周波数の変動に応じて実験的に定めるものである。実
験によると、商用電源周波数が４８ Ｈｚ〜５２ Ｈｚ
の変動の場合、発振周波数を商用電源周波数よ、？０．
５〜１０％ずらした方が雑音混入による出力のフラツキ
の幅が少なく、雑音除去率が高くなる結果を得た。
源周波数の変動に応じて実験的に定めるものである。実
験によると、商用電源周波数が４８ Ｈｚ〜５２ Ｈｚ
の変動の場合、発振周波数を商用電源周波数よ、？０．
５〜１０％ずらした方が雑音混入による出力のフラツキ
の幅が少なく、雑音除去率が高くなる結果を得た。
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではない。
例えば発振回路３０として第４図のように水晶振動子を
用いたが、実際は発振周波数の精度、安定性ともあまシ
必要でないので、例えば第６図のように演算増幅器３４
、コンデンサ３５および抵抗３６〜３８を用いたマルチ
バイブレータのようなものでもよい。また、発振回路３
０と制御回路６とは分離された構成としたが、これら両
回路３０，６を同一回路で構成してもよい。即ち、発振
回路３０によシ５０或いは６０ Ｉ（ｚから数チずれた
周波数を発振させず、制御回路６の出力として励磁制御
信号の周波数が商用電源周波数の偶数分の１から数チす
れ或いはサンプリング時間が商用電源周波数から数チず
れた周波数の一周期であってもよいものである。
用いたが、実際は発振周波数の精度、安定性ともあまシ
必要でないので、例えば第６図のように演算増幅器３４
、コンデンサ３５および抵抗３６〜３８を用いたマルチ
バイブレータのようなものでもよい。また、発振回路３
０と制御回路６とは分離された構成としたが、これら両
回路３０，６を同一回路で構成してもよい。即ち、発振
回路３０によシ５０或いは６０ Ｉ（ｚから数チずれた
周波数を発振させず、制御回路６の出力として励磁制御
信号の周波数が商用電源周波数の偶数分の１から数チす
れ或いはサンプリング時間が商用電源周波数から数チず
れた周波数の一周期であってもよいものである。
以上詳記したように本発明方式によれば、商用電源周波
数信号源に代えて発振回路を用いるとともに、その発振
回路から商用電源周波数から０．５〜１０％の範囲でず
らした周波数の信号を発振させ、これをサンプリング信
号に用い、また分周して励磁制御信号として用いたので
、商用電源周波数信号源を取υ込む必要がなくかつ商用
電源の誘導雑音の混入に対してもその雑音の除去率が高
く、高精度に流量を測定しえる電磁流量計の励磁方式を
提供できる。
数信号源に代えて発振回路を用いるとともに、その発振
回路から商用電源周波数から０．５〜１０％の範囲でず
らした周波数の信号を発振させ、これをサンプリング信
号に用い、また分周して励磁制御信号として用いたので
、商用電源周波数信号源を取υ込む必要がなくかつ商用
電源の誘導雑音の混入に対してもその雑音の除去率が高
く、高精度に流量を測定しえる電磁流量計の励磁方式を
提供できる。
第１図は方形波励磁方式の一般的な電磁流量計の構成図
、第２図は第１図の電磁流量計の動作説明図、第３図は
第１図に示すサンシリング回路の構成図く第４図は本発
明方式に適用する発振回路の一構成例図、第５図は本発
明方式を説明する波形図、第６図は発振回路の他の構成
例図である。 ２．２′・・・電極、３ 、 、？’・・・励磁コイル
、４・・・電磁流量計検出器、６・・・制御回路、７・
・・励磁回路、９・・・サンプリング回路、９ｅ・・・
積分回路、１０・・・出力回路、３０・・・発振回路、
３１・・・水晶発振回路、３２・・・分周回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 〃 第２図 第３図 ｔ Ｌへ 第４図
、第２図は第１図の電磁流量計の動作説明図、第３図は
第１図に示すサンシリング回路の構成図く第４図は本発
明方式に適用する発振回路の一構成例図、第５図は本発
明方式を説明する波形図、第６図は発振回路の他の構成
例図である。 ２．２′・・・電極、３ 、 、？’・・・励磁コイル
、４・・・電磁流量計検出器、６・・・制御回路、７・
・・励磁回路、９・・・サンプリング回路、９ｅ・・・
積分回路、１０・・・出力回路、３０・・・発振回路、
３１・・・水晶発振回路、３２・・・分周回路。 出願人代理人 弁理士 鈴 江 武 彦第１図 〃 第２図 第３図 ｔ Ｌへ 第４図
Claims (3)
- （１）流体の流通する導管に一対の電極および励磁コイ
ルを設け、この励磁コイルを極性まだは大きさの異なる
２値以上の値をとる方形波電流で励磁するとともに、前
記励磁コイルの磁束の安定なタイミングでサンプリング
し、このサンプリングした信号を平滑化した後流量信号
として出力する電磁流量計において、前記励磁制御のた
めの信号およびサンプリング信号を作成する信号源とし
て発振回路を設け、かっこの発振回路の発振出力信号は
商用電源周波数から０、５〜１０％ずらした周波数の信
号であることを特徴とする電磁流量計の励磁方式。 - （２）励磁コイルを励磁する手段は、発振回路の発振出
力信号を分周して商用電源周波数から０、５〜１０チず
れた周波数の偶数分の１の励磁信号を用いて行なうこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電磁流量計の
励磁方式。 - （３） サンシリング信号によるサンプリング時間は
商用電源周波数から０．５〜１０チずれた周波数の一周
期としたことを特徴とする電磁流量計の励磁方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58048132A JPS59173714A (ja) | 1983-03-23 | 1983-03-23 | 電磁流量計の励磁方式 |
| US06/589,719 US4538468A (en) | 1983-03-23 | 1984-03-15 | Electromagnetic flowmeter |
| GB08407092A GB2137360B (en) | 1983-03-23 | 1984-03-19 | Electromagnetic flowmeter |
| DE3410798A DE3410798C2 (de) | 1983-03-23 | 1984-03-23 | Elektromagnetischer Strömungsmesser |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58048132A JPS59173714A (ja) | 1983-03-23 | 1983-03-23 | 電磁流量計の励磁方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59173714A true JPS59173714A (ja) | 1984-10-01 |
| JPH0261689B2 JPH0261689B2 (ja) | 1990-12-20 |
Family
ID=12794801
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58048132A Granted JPS59173714A (ja) | 1983-03-23 | 1983-03-23 | 電磁流量計の励磁方式 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4538468A (ja) |
| JP (1) | JPS59173714A (ja) |
| DE (1) | DE3410798C2 (ja) |
| GB (1) | GB2137360B (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS604811A (ja) * | 1983-06-23 | 1985-01-11 | Yokogawa Hokushin Electric Corp | 電磁流量計 |
| DE3442272A1 (de) * | 1984-11-20 | 1986-05-22 | Turbo-Werk Messtechnik GmbH, 5000 Köln | Induktiver durchflussmesser |
| JPH0394121A (ja) * | 1989-09-07 | 1991-04-18 | Toshiba Corp | 電磁流量計 |
| JP2788339B2 (ja) * | 1990-11-06 | 1998-08-20 | 株式会社東芝 | 電磁流量計 |
| JP2545664B2 (ja) * | 1991-11-20 | 1996-10-23 | 山武ハネウエル株式会社 | 電磁流量計 |
| US5388465A (en) * | 1992-11-17 | 1995-02-14 | Yamatake-Honeywell Co., Ltd. | Electromagnetic flowmeter |
| AU2017301367B2 (en) | 2016-07-29 | 2022-09-29 | O&M Halyard International Unlimited Company | Collar for a disposable surgical gown |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5430066A (en) * | 1977-08-10 | 1979-03-06 | Toshiba Corp | Electromagnetic flow meter |
| US4117721A (en) * | 1977-09-21 | 1978-10-03 | Hokushin Electric Works, Ltd. | Magnetic flowmeter |
| US4227408A (en) * | 1978-12-07 | 1980-10-14 | Fischer & Porter Company | Harmonic noise suppression in electromagnetic flowmeter |
| US4296636A (en) * | 1980-05-22 | 1981-10-27 | Fischer & Porter Co. | Noise-reducing electrodes for electromagnetic flowmeter |
| DE3132471C2 (de) * | 1980-10-02 | 1984-11-29 | Flowtec AG, Reinach, Basel | Verfahren und Anordnung zur Kompensation der Störgleichspannungen im Elektrodenkreis bei der magnetisch-induktiven Durchflußmessung |
-
1983
- 1983-03-23 JP JP58048132A patent/JPS59173714A/ja active Granted
-
1984
- 1984-03-15 US US06/589,719 patent/US4538468A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-03-19 GB GB08407092A patent/GB2137360B/en not_active Expired
- 1984-03-23 DE DE3410798A patent/DE3410798C2/de not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3410798C2 (de) | 1986-11-27 |
| DE3410798A1 (de) | 1984-10-04 |
| GB2137360A (en) | 1984-10-03 |
| JPH0261689B2 (ja) | 1990-12-20 |
| GB8407092D0 (en) | 1984-04-26 |
| US4538468A (en) | 1985-09-03 |
| GB2137360B (en) | 1987-02-25 |
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