JPH0137799B2 - - Google Patents
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- JPH0137799B2 JPH0137799B2 JP55047602A JP4760280A JPH0137799B2 JP H0137799 B2 JPH0137799 B2 JP H0137799B2 JP 55047602 A JP55047602 A JP 55047602A JP 4760280 A JP4760280 A JP 4760280A JP H0137799 B2 JPH0137799 B2 JP H0137799B2
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- current
- processing circuit
- signal processing
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Landscapes
- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、温度、圧力、流量等の測定すべき量
を例えばDC4〜20mAの如き信号電流に変換して
一対の伝送線路で受信側へ伝送する２線式伝送器
に関し、特に入出力間を絶縁した２線式伝送器に
関する。
を例えばDC4〜20mAの如き信号電流に変換して
一対の伝送線路で受信側へ伝送する２線式伝送器
に関し、特に入出力間を絶縁した２線式伝送器に
関する。
一般に２線式伝送器は第１図に示すように、受
信側１に電源１１と負荷１２とがあり、これらが
一対の伝送線路２を介して伝送器側３と直列に結
ばれ、一対の伝送線路２で伝送器側３から負荷１
２への信号電流I0の伝送と、電源１１から伝送器
側３への電力の伝送とを兼ねている。そして伝送
器側３には、温度、圧力、流量等の測定量Ｍを検
出する検出器３１と、検出器３１からの検出信号
PVを処理し信号電流I0に変換する信号処理回路
３２と、信号処理回路３２に一定電圧V2を供給
するツエナーダイオードDZと定電流回路Ｊから
なる定電圧回路３３が設けられている。信号処理
回路３２は、前段部３２ａと後段部３２ｂとに分
かれており、後段部３２ｂには変換増幅器Ａと、
変換増幅器Ａの出力で駆動され信号電流I0を制御
する出力トランジスタQ1と、信号電流I0を変換増
幅器Ａに帰還するための帰還抵抗Rfを有してい
る。このような構成の２線式伝送器においては、
周知のように受信側１から伝送器側３に供給され
る電圧V1は、電源１１の電源電圧をVs、伝送線
路２の線路抵抗と負荷１２の負荷抵抗との合成値
をＲとすると、 V1＝Vs−RI0 ……(1) の形で与えられ、信号電流I0の変化によつて変動
する。例えばVs＝24V、Ｒ＝350Ω、I0＝４〜
20mAとすると、V1は22.6〜17Vの範囲で変化す
る。このため定電圧駆動が必要な前段部３２ａお
よび変換増幅器ＡにはツエナーダイオードDZで
安定化した動作電圧V2（例えば6V）を供給して
いる。一方信号電流I0は、前段部３２ａの動作電
流I1、変換増幅器Ａの動作電流I2、ツエナーダイ
オードDZを流れる電流I3、および出力トランジ
スタQ1で制御される電流I4の和であるため、前段
部３２ａの動作電流I1、変換増幅器Ａの動作電流
I2、およびツエナー電流I3の和を信号電流I0の最
小値より小さい値（例えばI0が４〜20mAの範囲
で変われば4mA以内）にしなければならない。
このため信号処理回路３２の使用回路部品が限定
され、例えば低消費電流IC等の高価な低電力化
された部品を必要としていた。また検出器３１側
を独立に接地できるように信号処理回路３２の前
段部３２ａと後段部３２ｂとをアイソレータで接
続し２線式伝送器を絶縁形とする場合には、アイ
ソレータの動作電流も必要となり、さらに電流に
対する条件が厳しくなつて、ときには２線式伝送
器の構成が不能になつたりしていた。
信側１に電源１１と負荷１２とがあり、これらが
一対の伝送線路２を介して伝送器側３と直列に結
ばれ、一対の伝送線路２で伝送器側３から負荷１
２への信号電流I0の伝送と、電源１１から伝送器
側３への電力の伝送とを兼ねている。そして伝送
器側３には、温度、圧力、流量等の測定量Ｍを検
出する検出器３１と、検出器３１からの検出信号
PVを処理し信号電流I0に変換する信号処理回路
３２と、信号処理回路３２に一定電圧V2を供給
するツエナーダイオードDZと定電流回路Ｊから
なる定電圧回路３３が設けられている。信号処理
回路３２は、前段部３２ａと後段部３２ｂとに分
かれており、後段部３２ｂには変換増幅器Ａと、
変換増幅器Ａの出力で駆動され信号電流I0を制御
する出力トランジスタQ1と、信号電流I0を変換増
幅器Ａに帰還するための帰還抵抗Rfを有してい
る。このような構成の２線式伝送器においては、
周知のように受信側１から伝送器側３に供給され
る電圧V1は、電源１１の電源電圧をVs、伝送線
路２の線路抵抗と負荷１２の負荷抵抗との合成値
をＲとすると、 V1＝Vs−RI0 ……(1) の形で与えられ、信号電流I0の変化によつて変動
する。例えばVs＝24V、Ｒ＝350Ω、I0＝４〜
20mAとすると、V1は22.6〜17Vの範囲で変化す
る。このため定電圧駆動が必要な前段部３２ａお
よび変換増幅器ＡにはツエナーダイオードDZで
安定化した動作電圧V2（例えば6V）を供給して
いる。一方信号電流I0は、前段部３２ａの動作電
流I1、変換増幅器Ａの動作電流I2、ツエナーダイ
オードDZを流れる電流I3、および出力トランジ
スタQ1で制御される電流I4の和であるため、前段
部３２ａの動作電流I1、変換増幅器Ａの動作電流
I2、およびツエナー電流I3の和を信号電流I0の最
小値より小さい値（例えばI0が４〜20mAの範囲
で変われば4mA以内）にしなければならない。
このため信号処理回路３２の使用回路部品が限定
され、例えば低消費電流IC等の高価な低電力化
された部品を必要としていた。また検出器３１側
を独立に接地できるように信号処理回路３２の前
段部３２ａと後段部３２ｂとをアイソレータで接
続し２線式伝送器を絶縁形とする場合には、アイ
ソレータの動作電流も必要となり、さらに電流に
対する条件が厳しくなつて、ときには２線式伝送
器の構成が不能になつたりしていた。
本発明は、絶縁形のスイツチング、レギユレー
タを介して信号処理回路の前段部に動作電力を供
給することによつて、信号処理回路の前段部側と
後段部側の動作電流の和を信号電流の最小値より
大きく選べるようにして、上述の如き欠点を有効
に除去できる絶縁形の２線式伝送器を実現したも
のである。
タを介して信号処理回路の前段部に動作電力を供
給することによつて、信号処理回路の前段部側と
後段部側の動作電流の和を信号電流の最小値より
大きく選べるようにして、上述の如き欠点を有効
に除去できる絶縁形の２線式伝送器を実現したも
のである。
第２図は本発明伝送器の一実施例を示す接続図
で、第１図と同一部分には同一符号を付してあ
る。第２図において、３４は信号処理回路３２の
前段部３２ａと後段部３２ｂ間を絶縁結合するた
めのアイソレータで、前段部３２ａの出力電圧
Viをパルス幅信号PWに変換する電圧パルス幅変
換器Ｖ／Ｐと、パルス幅信号PWを絶縁伝送する
フオトカプラPCと、絶縁伝送されたパルス幅信
号PWを平滑し直流電圧Viに変換する平滑回路Ｆ
とからなるものが例示されている。３５は絶縁形
のスイツチング・レギユレータで、伝送器側３に
供給される電圧V1を入力電圧とし、かつツエナ
ーダイオードDZによつて安定化された電圧V2を
基準電圧として動作し、出力端に絶縁されかつ安
定化された電圧V3を生ずるものである。このス
イツチング・レギユレータ３５の出力電圧V3が
前段部３２ａおよびアイソレータ３４にそれぞれ
動作電圧として供給される。スイツチング・レギ
ユレータ３５としては、例えば１石式のオンオフ
形あるいはオンオン形が好適であり、図にはオン
オフ形のものが例示されている。
で、第１図と同一部分には同一符号を付してあ
る。第２図において、３４は信号処理回路３２の
前段部３２ａと後段部３２ｂ間を絶縁結合するた
めのアイソレータで、前段部３２ａの出力電圧
Viをパルス幅信号PWに変換する電圧パルス幅変
換器Ｖ／Ｐと、パルス幅信号PWを絶縁伝送する
フオトカプラPCと、絶縁伝送されたパルス幅信
号PWを平滑し直流電圧Viに変換する平滑回路Ｆ
とからなるものが例示されている。３５は絶縁形
のスイツチング・レギユレータで、伝送器側３に
供給される電圧V1を入力電圧とし、かつツエナ
ーダイオードDZによつて安定化された電圧V2を
基準電圧として動作し、出力端に絶縁されかつ安
定化された電圧V3を生ずるものである。このス
イツチング・レギユレータ３５の出力電圧V3が
前段部３２ａおよびアイソレータ３４にそれぞれ
動作電圧として供給される。スイツチング・レギ
ユレータ３５としては、例えば１石式のオンオフ
形あるいはオンオン形が好適であり、図にはオン
オフ形のものが例示されている。
すなわちトランジスタQ2には電圧V1がトラン
スT1の一次コイルn1を介して印加され、同時に
抵抗R1，R2を介してベースに起動電流が流れる。
トランスT1の一次コイルn1と二次コイルn2とは
Q2に正帰還される方向にあり、ダイオードD1と
抵抗R3を介して正帰還電流が流れ、Q2をスイツ
チングトランジスタとしてブロツキング発振が起
る。なおC1，C2はスピードアツプコンデンサで
ある。こうしてQ2が発振すると、Q2がオフのと
きに、トランスT1の二次コイルn4およびダイオ
ードD3を介して出力側に電力が供給され、同時
にトランスＴの二次コイルn3とダイオードD2を
介してコイルn3に発生する電圧と基準電圧V2と
が比較される。もしコイルn3に発生する電圧が
V2より大きければトランジスタQ3のコレクタ電
流が増大し、その電位が下がり抵抗R2を介して
流れるQ2へのベース電流ibが減り、Q2のコレク
タ電流icが減少するので、Q2のオフ時のコイルn3
に発生する電圧も下がる。この結果出力電圧V3
はコイルn3，n4の巻数と基準電圧V2の値で決ま
り、Q2の電流増幅率や他の回路の部品等に左右
されない。このようにして絶縁形のスイツチン
グ・レギユレータ３５は信号処理回路３２の前段
部３２ａとアイソレータ３４に安定化した電圧
V3（例えば6V）を供給する。
スT1の一次コイルn1を介して印加され、同時に
抵抗R1，R2を介してベースに起動電流が流れる。
トランスT1の一次コイルn1と二次コイルn2とは
Q2に正帰還される方向にあり、ダイオードD1と
抵抗R3を介して正帰還電流が流れ、Q2をスイツ
チングトランジスタとしてブロツキング発振が起
る。なおC1，C2はスピードアツプコンデンサで
ある。こうしてQ2が発振すると、Q2がオフのと
きに、トランスT1の二次コイルn4およびダイオ
ードD3を介して出力側に電力が供給され、同時
にトランスＴの二次コイルn3とダイオードD2を
介してコイルn3に発生する電圧と基準電圧V2と
が比較される。もしコイルn3に発生する電圧が
V2より大きければトランジスタQ3のコレクタ電
流が増大し、その電位が下がり抵抗R2を介して
流れるQ2へのベース電流ibが減り、Q2のコレク
タ電流icが減少するので、Q2のオフ時のコイルn3
に発生する電圧も下がる。この結果出力電圧V3
はコイルn3，n4の巻数と基準電圧V2の値で決ま
り、Q2の電流増幅率や他の回路の部品等に左右
されない。このようにして絶縁形のスイツチン
グ・レギユレータ３５は信号処理回路３２の前段
部３２ａとアイソレータ３４に安定化した電圧
V3（例えば6V）を供給する。
このように構成した本発明において、信号処理
回路３２の前段部３２ａ側で消費する電力は、ス
イツチング・レギユレータ３５がほとんど電力を
消費しないので、アイソレータ３４の入力側の動
作電流をI5、出力側の動作電流をI6とすると次式
で表わすことができる。
回路３２の前段部３２ａ側で消費する電力は、ス
イツチング・レギユレータ３５がほとんど電力を
消費しないので、アイソレータ３４の入力側の動
作電流をI5、出力側の動作電流をI6とすると次式
で表わすことができる。
V1（I0−I2−I3−I4−I6）
＝V3（I1＋I5） ……(2)
よつて前段部３２ａ側に流れる電流I7（＝I1＋I5）
は、 I7＝V1／V3（I0−I2−I3−I6） ……(3) となり、スイツチング・レギユレータ３５に流入
する電流I8（＝I0−I2−I3−I4−I6）のV1／V3倍に
できる。これは信号電流I0が小さいとき、負荷抵
抗を線路抵抗による電圧降下が少なくV1とV3の
比が大きいため特に効果的であり、逆に信号電流
I0が大きいときはV1とV3の比は小さいがI8を大き
くとれるためI7も大きくとれる。例えば、V3＝
24V、V2＝6V、Ｒ＝350Ω、I0＝4mA、I2＝
0.5mA、I3＋I6＝0.5mA、I4＝0mAとすると、V1
＝22.6V、I8＝3mAとなり、I7は11.3mAとなる。
またI0＝20mAのときI8を10mAとれるとすると、
I7は28.3mAまでとれる。この結果信号処理回路
３２の前段部３２ａ側の動作可能な電流の値は
11.3mAとなり、ほぼ信号電流I0の最小値（4mA）
の2.5倍にできる。したがつて信号処理回路３２
の前段部３２ａ側と後段部３２ｂの動作電流の和
が信号電流I0の最小値より大きくなり、信号処理
回路３２の使用部品として特別な低電力化された
IC等を用いる必要ががなくなり、２線式伝送装
置を構成する場合の制約が大幅に緩和され、かつ
情報処理を多く行うことができる。
は、 I7＝V1／V3（I0−I2−I3−I6） ……(3) となり、スイツチング・レギユレータ３５に流入
する電流I8（＝I0−I2−I3−I4−I6）のV1／V3倍に
できる。これは信号電流I0が小さいとき、負荷抵
抗を線路抵抗による電圧降下が少なくV1とV3の
比が大きいため特に効果的であり、逆に信号電流
I0が大きいときはV1とV3の比は小さいがI8を大き
くとれるためI7も大きくとれる。例えば、V3＝
24V、V2＝6V、Ｒ＝350Ω、I0＝4mA、I2＝
0.5mA、I3＋I6＝0.5mA、I4＝0mAとすると、V1
＝22.6V、I8＝3mAとなり、I7は11.3mAとなる。
またI0＝20mAのときI8を10mAとれるとすると、
I7は28.3mAまでとれる。この結果信号処理回路
３２の前段部３２ａ側の動作可能な電流の値は
11.3mAとなり、ほぼ信号電流I0の最小値（4mA）
の2.5倍にできる。したがつて信号処理回路３２
の前段部３２ａ側と後段部３２ｂの動作電流の和
が信号電流I0の最小値より大きくなり、信号処理
回路３２の使用部品として特別な低電力化された
IC等を用いる必要ががなくなり、２線式伝送装
置を構成する場合の制約が大幅に緩和され、かつ
情報処理を多く行うことができる。
なお上述では、後段部３２ｂの変換増幅器Ａに
は基準電圧V2をトランジスタQ4を介して与える
場合を例示したが、第３図に示すようにスイツチ
ング・レギユレータ３５のトランスT1にさらに
二次巻線n5を設け、n5に生ずる電圧をダイオード
D4とコンデンサC4で平滑して加えるようにして
もよい。またアイソレータ３４の動作電圧も二次
巻線n4とは別の巻線n6から供給してもよい。この
場合第３図に示すようにスイツチングトランジス
タQ2がオンのときの電圧をとり出すようにすれ
ば、トランスT1に必要な励磁電流が少なくなり、
アイソレータ３４での電力損失を押えることがで
きる。さらにアイソレータ３４としては、図示の
ものに限定されることなく必要に応じて種々の構
成のものを用いることができる。例えば前段部３
２ａの出力が直流の場合は直流交流変換器で交流
に変換後トランス等の絶縁結合素子を介して伝送
し、整流回路で再び直流に変換するもの等を用い
ることができ、前段部３２ａの出力が交流または
パルス信号の場合にはフオトカプラやトランス等
の絶縁結合素子のみからなるものであつてもよ
い。
は基準電圧V2をトランジスタQ4を介して与える
場合を例示したが、第３図に示すようにスイツチ
ング・レギユレータ３５のトランスT1にさらに
二次巻線n5を設け、n5に生ずる電圧をダイオード
D4とコンデンサC4で平滑して加えるようにして
もよい。またアイソレータ３４の動作電圧も二次
巻線n4とは別の巻線n6から供給してもよい。この
場合第３図に示すようにスイツチングトランジス
タQ2がオンのときの電圧をとり出すようにすれ
ば、トランスT1に必要な励磁電流が少なくなり、
アイソレータ３４での電力損失を押えることがで
きる。さらにアイソレータ３４としては、図示の
ものに限定されることなく必要に応じて種々の構
成のものを用いることができる。例えば前段部３
２ａの出力が直流の場合は直流交流変換器で交流
に変換後トランス等の絶縁結合素子を介して伝送
し、整流回路で再び直流に変換するもの等を用い
ることができ、前段部３２ａの出力が交流または
パルス信号の場合にはフオトカプラやトランス等
の絶縁結合素子のみからなるものであつてもよ
い。
第４図は検出器３１として、ガラス電極GEと
比較電極REを有するPH検出器を用いた場合であ
る。第４図において信号処理回路３２の前段部３
２ａはガラス電極GEと比較電極RE間に生ずる被
測定液のPH値に対応した起電力が抵抗R6とコン
デンサC7のフイルタを介して非反転入力端子
（＋）に加えられる演算増幅器OP1とOP1の出力
を温度補償用測温抵抗体Rtとガラス電極GEの特
性補正用の第１の可変分圧抵抗器R7および固定
抵抗R8からなる負帰還回路を介してOP1の反転入
力端子（−）に加える手段と、不斉電位補償用の
可変電圧Vdを前記起電力に直列に加える手段と、
OP1の出力を第２の可変分圧抵抗器R9で分圧して
PH検出器３１からの起電力に温度係数の補償およ
び不斉電位の補正を施し、被測定液のPH値に正確
に対応した信号電圧Viを得る手段とからなつて
いる。この信号電圧Viがアイソレータ３４を介
して変換増幅器Ａを構成する演算増幅器OP2の反
転入力端子（−）に加えられる。なお前段部３２
ａおよびアイソレータ３４にはスイツチング・レ
ギユレータ３５の正負の出力電圧＋V3、−V3が電
源電圧として与えられている。演算増幅器OP2は
その反転入力端子（−）に基準電圧V2が抵抗
R10，R11で分圧されて加えられ、非反転入力端
子（＋）に基準電圧V2と帰還電圧Vfの和が第３
の可変分圧抵抗器R12で分圧されて加えられ、出
力トランジスタQ1と共に信号電圧Viを信号電流
I0に変換する電圧電流変換回路を構成している。
なおこの回路のスパン調整は第２の可変分圧抵抗
器R9で、零点の調整は第３の可変分圧抵抗器R12
で行われる。
比較電極REを有するPH検出器を用いた場合であ
る。第４図において信号処理回路３２の前段部３
２ａはガラス電極GEと比較電極RE間に生ずる被
測定液のPH値に対応した起電力が抵抗R6とコン
デンサC7のフイルタを介して非反転入力端子
（＋）に加えられる演算増幅器OP1とOP1の出力
を温度補償用測温抵抗体Rtとガラス電極GEの特
性補正用の第１の可変分圧抵抗器R7および固定
抵抗R8からなる負帰還回路を介してOP1の反転入
力端子（−）に加える手段と、不斉電位補償用の
可変電圧Vdを前記起電力に直列に加える手段と、
OP1の出力を第２の可変分圧抵抗器R9で分圧して
PH検出器３１からの起電力に温度係数の補償およ
び不斉電位の補正を施し、被測定液のPH値に正確
に対応した信号電圧Viを得る手段とからなつて
いる。この信号電圧Viがアイソレータ３４を介
して変換増幅器Ａを構成する演算増幅器OP2の反
転入力端子（−）に加えられる。なお前段部３２
ａおよびアイソレータ３４にはスイツチング・レ
ギユレータ３５の正負の出力電圧＋V3、−V3が電
源電圧として与えられている。演算増幅器OP2は
その反転入力端子（−）に基準電圧V2が抵抗
R10，R11で分圧されて加えられ、非反転入力端
子（＋）に基準電圧V2と帰還電圧Vfの和が第３
の可変分圧抵抗器R12で分圧されて加えられ、出
力トランジスタQ1と共に信号電圧Viを信号電流
I0に変換する電圧電流変換回路を構成している。
なおこの回路のスパン調整は第２の可変分圧抵抗
器R9で、零点の調整は第３の可変分圧抵抗器R12
で行われる。
第５図は検出器３１として、流体中に渦発生体
を配置し、渦発生体によつて流速に比例した周波
数のカルマン渦列を発生させ、この渦信号を渦発
生体または受圧体等に設けた圧電センサPSで検
出する渦流量計検出器を用いた場合である。第５
図において、前段部３２ａは検出器３１から渦周
波数ｆの交流電荷を交流電圧ｅに変換するチヤー
ジコンバータCCと、交流電圧ｅがアクテイブフ
イルタAFを介して加えられパルス信号Piを出力
するシユミツトトリガ回路の如き比較器COとか
らなつている。なおチヤージコンバータCCとア
クテイブフイルタAFは例えば特願昭53−146956
号に示されているように渦信号に重畳している渦
流量計特有の低周波ノイズや高周波ノイズを有効
に除去し、かつ信号の増幅を行うように構成され
ている。アイソレータ３４はトランジスタQ5と
トランスT2からなるブロツキンゲ発振器OSCと、
ブロツキング発振器OSCへの入力電流ipiをパル
ス信号Piに応じてオンオフするトランジスタQ6
と、抵抗R21を流れる電流ipoをOSCの発振出力
に応じてオンオフパルス信号P0を発生するトラ
ンジスタQ7とからなつている。信号処理回路３
２の後段部３２ｂでは、論理回路RCで絶縁伝送
されたパルス信号P0をデユテイレシオが渦周波
数ｆに比例し、一定振幅のパルス幅信号PWに変
換後平滑回路Ｆで平滑して得た信号電圧Viを変
換増幅器Ａを構成する演算増幅器OP2の反転入力
端子（−）に加えている。OP2はその反転入力端
子（−）に基準電圧V2が抵抗R10，R11で分圧さ
れて加えられ、非反転入力端子（＋）に基準電圧
V2と帰還電圧Vfの和が零点調整用可変抵抗R13と
固定抵抗R14で分圧されて加えられ、出力トラン
ジスタQ1と共に信号電圧Viを信号電流I0に変換
する電圧電流変換回路を構成している。なお論理
回路RCの出力のパルス幅は可変抵抗R15とコンデ
ンサC8の時定数回路で決定され、可変抵抗R15に
よつてスパン調整が行われる。
を配置し、渦発生体によつて流速に比例した周波
数のカルマン渦列を発生させ、この渦信号を渦発
生体または受圧体等に設けた圧電センサPSで検
出する渦流量計検出器を用いた場合である。第５
図において、前段部３２ａは検出器３１から渦周
波数ｆの交流電荷を交流電圧ｅに変換するチヤー
ジコンバータCCと、交流電圧ｅがアクテイブフ
イルタAFを介して加えられパルス信号Piを出力
するシユミツトトリガ回路の如き比較器COとか
らなつている。なおチヤージコンバータCCとア
クテイブフイルタAFは例えば特願昭53−146956
号に示されているように渦信号に重畳している渦
流量計特有の低周波ノイズや高周波ノイズを有効
に除去し、かつ信号の増幅を行うように構成され
ている。アイソレータ３４はトランジスタQ5と
トランスT2からなるブロツキンゲ発振器OSCと、
ブロツキング発振器OSCへの入力電流ipiをパル
ス信号Piに応じてオンオフするトランジスタQ6
と、抵抗R21を流れる電流ipoをOSCの発振出力
に応じてオンオフパルス信号P0を発生するトラ
ンジスタQ7とからなつている。信号処理回路３
２の後段部３２ｂでは、論理回路RCで絶縁伝送
されたパルス信号P0をデユテイレシオが渦周波
数ｆに比例し、一定振幅のパルス幅信号PWに変
換後平滑回路Ｆで平滑して得た信号電圧Viを変
換増幅器Ａを構成する演算増幅器OP2の反転入力
端子（−）に加えている。OP2はその反転入力端
子（−）に基準電圧V2が抵抗R10，R11で分圧さ
れて加えられ、非反転入力端子（＋）に基準電圧
V2と帰還電圧Vfの和が零点調整用可変抵抗R13と
固定抵抗R14で分圧されて加えられ、出力トラン
ジスタQ1と共に信号電圧Viを信号電流I0に変換
する電圧電流変換回路を構成している。なお論理
回路RCの出力のパルス幅は可変抵抗R15とコンデ
ンサC8の時定数回路で決定され、可変抵抗R15に
よつてスパン調整が行われる。
以上説明したように本発明においては、伝送器
の信号処理回路を前段部と後段部に分けその間に
アイソレータを設け、かつ前段部側に絶縁形のス
イツチング・レギユレータを介して動作電力を供
給するようにして、前段部側への動作電圧を安定
化するとともに、伝送器への供給電圧と前段部側
の動作電圧との違いを前段部側の消費電流分に変
えているので、信号処理回路の前段部側と後段部
側の動作電流の和を信号電流の最小値より大きく
選べる新規な絶縁形の２線式伝送器が得られる。
の信号処理回路を前段部と後段部に分けその間に
アイソレータを設け、かつ前段部側に絶縁形のス
イツチング・レギユレータを介して動作電力を供
給するようにして、前段部側への動作電圧を安定
化するとともに、伝送器への供給電圧と前段部側
の動作電圧との違いを前段部側の消費電流分に変
えているので、信号処理回路の前段部側と後段部
側の動作電流の和を信号電流の最小値より大きく
選べる新規な絶縁形の２線式伝送器が得られる。
第１図は従来の伝送器の一例を示す接続図、第
２図は本発明伝送器の一実施例を示す接続図、第
３図は本発明伝送器の他の実施例を示す接続図、
第４図および第５図は本発明伝送器の具体的な構
成を示す接続図である。 １１………電源、１２……負荷、２……伝送線
路、３……伝送器側、３１……検出器、３２……
信号処理回路、３２ａ……前段部、３２ｂ……後
段部、Ａ……変換増幅器、Q1……出力トランジ
スタ、３３……定電圧回路、DZ……ツエナーダ
イオード、Ｊ……定電流回路、３４……アイソレ
ータ、３５……絶縁形のスイツチング・レギユレ
ータ。
２図は本発明伝送器の一実施例を示す接続図、第
３図は本発明伝送器の他の実施例を示す接続図、
第４図および第５図は本発明伝送器の具体的な構
成を示す接続図である。 １１………電源、１２……負荷、２……伝送線
路、３……伝送器側、３１……検出器、３２……
信号処理回路、３２ａ……前段部、３２ｂ……後
段部、Ａ……変換増幅器、Q1……出力トランジ
スタ、３３……定電圧回路、DZ……ツエナーダ
イオード、Ｊ……定電流回路、３４……アイソレ
ータ、３５……絶縁形のスイツチング・レギユレ
ータ。
Claims (1)
- １ 電源と負荷とを有する受信側に一対の伝送線
路で接続され、一対の伝送線路で信号電流の伝送
と電源からの電力の供給を行う２線式伝送器であ
つて、測定量を検出する検出器からの信号を処理
し信号電流に変換する信号処理回路を前段部と後
段部とに分け、前段部と後段部との間に信号を絶
縁伝送するためのアイソレータを設けるととも
に、前段部側に電力を供給するための絶縁形のス
イツチング、レギユレータを設け、信号処理回路
の前段部側と後段部側の動作電流の和を信号電流
の最小値より大きく選べるようにしたことを特徴
とする絶縁形の２線式伝送器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4760280A JPS56145495A (en) | 1980-04-11 | 1980-04-11 | 2-wire type transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4760280A JPS56145495A (en) | 1980-04-11 | 1980-04-11 | 2-wire type transmitter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56145495A JPS56145495A (en) | 1981-11-12 |
| JPH0137799B2 true JPH0137799B2 (ja) | 1989-08-09 |
Family
ID=12779780
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4760280A Granted JPS56145495A (en) | 1980-04-11 | 1980-04-11 | 2-wire type transmitter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56145495A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010236924A (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-21 | Yamatake Corp | 渦流量計 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60257630A (ja) * | 1984-06-04 | 1985-12-19 | Yamatake Honeywell Co Ltd | 通信装置 |
| JPS60257629A (ja) * | 1984-06-04 | 1985-12-19 | Yamatake Honeywell Co Ltd | 受信装置 |
| JPS6169220A (ja) * | 1984-09-12 | 1986-04-09 | Yamatake Honeywell Co Ltd | 通信装置 |
| JPS6169221A (ja) * | 1984-09-12 | 1986-04-09 | Yamatake Honeywell Co Ltd | 受信装置 |
| JP4806563B2 (ja) * | 2005-12-07 | 2011-11-02 | 株式会社東海理化電機製作所 | 電流出力式検出装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5435819B2 (ja) * | 1974-03-29 | 1979-11-06 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5918768Y2 (ja) * | 1977-08-17 | 1984-05-30 | 横河電機株式会社 | 二線式信号伝送装置 |
-
1980
- 1980-04-11 JP JP4760280A patent/JPS56145495A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5435819B2 (ja) * | 1974-03-29 | 1979-11-06 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010236924A (ja) * | 2009-03-30 | 2010-10-21 | Yamatake Corp | 渦流量計 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56145495A (en) | 1981-11-12 |
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