JP2514960B2 - 電磁流量計 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 イ．発明の目的 イ−1.産業上の利用分野 この発明は、電磁流量計の電極間に生ずる交流ノイズ
に影響されることなく、増幅回路に生ずる直流的オフセ
ット電圧を補償する電磁流量計に関する。

イ−2.従 来 技 術 直流磁界の極性を周期的に反転させることによって磁
気誘導形流量測定するものにおいて、電極回路に生じる
障害直流電圧を補償する方法で、有効信号を、その都度
の逆極性でそれぞれ磁界が極性反転した後信号電圧をサ
ンプリング期間に亘ってサンプリングしかつ記憶し、サ
ンプリングされた標本値の差を形成し、またそれぞれの
サンプリング期間に後続の補償期間で信号電圧をサンプ
リングしかつ記憶することによって信号電圧に相対して
重畳される補償電圧を発生し、補償電圧によって信号電
圧を、補償期間内に、零値に補償しかつ次の補償期間ま
で保持する方法が特開昭57−146113号公報で公知であ
る。

イ−3.本発明が解決しようとする問題点 しかし、実際の障害電圧は単純な直流とみなすことは
できず、励磁の半周期中にも無視できない大きな変動を
持っている。

具体的には、 （１） 電極間には広い周波数範囲を持った電気化学的
ノイズが発生するが、この値は流体中のイオンの種類と
量、電極の材質および表面状態によってその大きさや周
波数成分が変化する。

（２） スラリー液体の場合には数ms〜数10ms幅のパル
ス状のノイズを生ずる場合もある。

（３） 計測管内の流速が３〜4m/s以上となると急激に
増加してくるランダムなノイズ（以下高速流体ノイズと
いう）も重大な障害ノイズとなる。このノイズの周波数
と振幅の関係の実測データの一例を第６図に示す。この
第６図より高速流体ノイズは広い周波数範囲のノイズの
集まりで、励磁電流の周波数付近の１〜数10Hz程度では
特に振幅が大きい事を示している。

（４） 一方、電磁流量計を低消費電力化する目的のた
め励磁電流を小さくする傾向があり、信号電圧は流速1m
/sあたり10μｖ程度まで微小電圧化されているので、こ
のような微小電圧信号では流量信号に重畳する前記のよ
うな交流ノイズは無視できないものとなる。

流量信号に、このような交流ノイズが重畳する場合
は、従来の技術のように補償期間内に信号電圧を零値に
補償する方法では増幅された出力に大きなバラツキを生
ずる。特に補償期間中にパルス状のノイズが重畳する場
合には非常に大きな出力の変動を生じるという問題点が
あった。

また従来の技術では入力段の差動増幅器と電極が直結
されている。このため、障害直流電圧によって差動増幅
器が飽和しないように、その増幅度を１倍〜10倍程度に
小さくしなければならない。そのため流速が1m/sあたり
10μＶ以下となる微小信号を扱う低消費電力の電磁流量
計では入力段の増幅度が不足するという問題点があっ
た。

本発明の目的は、前記のようなランダムに変動し、か
つ大きな値のノイズが信号に重畳されても、増幅回路の
出力にバラツキが生じにくく、しかも低消費電力化され
た電磁流量計に有効な増幅度の大きな差動増幅器を用い
ることができるとともに差動増幅器及び次段の交流増幅
器（９）に生じる直流的オフセット電圧を補償する電磁
流量計を提案することである。

ロ．発明の構成 ロ−1.問題点を解決するための手段 本発明は前記の問題点を解決するために、周期的に極
性が反転する直流磁界によって、電極間に生ずる有効信
号を磁界が正極性をとる期間と負極性をとる期間の各々
のサンプリング期間中に亘ってサンプリングしかつ記憶
し、サンプリングされた標本値の差を形成して出力信号
とし、またそれぞれのサンプリング期間に後続する補償
期間で前記信号電圧をサンプリングしかつ記憶すること
によって前記信号電圧に相対して重畳される補償電圧を
発生し、前記補償電圧によって前記信号電圧を、補償し
かつ次の補償期間まで保持するようにした電磁流量計に
おいて、補償期間における補償を補償前の値に対して60
％〜10％になるように補償回路の時定数を大きく定め、
電極間に生じる交流ノイズに影響されないようにするも
のである。

ロ−2.実 施 例 次に本発明の実施例について説明する。

第１図に内部が絶縁された管（１）が示され、２つの
励磁コイル（2a），（2b）によって管（１）の軸線に対
して垂直な磁界Ｈを生ずる。管（１）の内部に電極
（３），（４）が設けてあり、それらの電極（３），
（４）から導電性流体が磁界を横切る流速に比例した誘
導電圧を取り出すことができる。

励磁回路（５）は、制御回路（６）からのコントロー
ル信号P4に同期して、励磁電流を励磁コイル（2a），
（2b）に供給する 電極（３）と（４）はコンデンサ（C4），（C5）を介
して差動増幅器（７）の入力に接続されているため、電
極回路に生ずる障害直流電圧及びその緩慢な変動はコン
デンサ（C4），（C5）で阻止され、差動増幅器（７）に
は有効信号と、周波数の高いノイズのみが入力される。

差動増幅器（７）の出力は加算回路（８）の１つの入
力側に接続されており、加算回路（８）の出力側に増幅
度Ａを有する増幅器（９）の入力側が接続されている。

増幅器（９）の出力側に、２つのサンプルアンドホー
ルド回路（10），（11）が並列に接続されている。簡単
にするためサンプルアンドホールド回路（10）は制御回
路（６）からの制御信号P2によって作動するスイッチ
（S2）とコンデンサ（C2）から成る。スイッチ（S2）が
ONすると、コンデンサ（C2）はと増幅器（９）の出力電
圧に等しい電圧に充電される。

スイッチ（S2）がOFFすると、コンデンサ（C2）に記
憶された標本値は次にスイッチ（S2）がONされるまでサ
ンプルアンドホールド回路（10）の出力側に供給されV1
となる。スイッチ（S2）がOFFした後コンデンサ（C2）
が放電するのを阻止するために、図示されていないイン
ピーダンス変換器をサンプルアンドホールド回路の後に
接続することができる。

同様にしてサンプルアンドホールド回路（11）は制御
回路（６）からの制御信号P3によって作動するスイッチ
（S3）とコンデンサ（C3）から成る。コンデンサ（C3）
はスイッチ（S3）がONしている間に増幅器（９）の出力
電圧が等しい電圧に充電される。

スイッチ（S3）がOFFすると、コンデンサ（C3）に記
憶された充電電圧は次に（S3）がONするまでサンプルア
ンドハールド回路（11）の出力側に供給されV2となる。
この場合もインピーダンス変換器は図示されていない。

２つのサンプルアンドホールド回路（10），（11）の
出力側は減算回路（12）の２つの入力側に接続されてお
り、減算回路（12）の出力側（13）にサンプルアンドホ
ールド回路（10），（11）で記憶された標本値V1及びV2
の差に相対する信号V3が生ずる。出力信号V3は管（１）
内の流速に対する測定信号を形成している。

増幅器（９）の出力側には制御回路（６）からの制御
信号P1によって開閉するスイッチ（S1）が接続されてい
て、さらに抵抗（R1）、コンデンサ（C1）及び演算増幅
器（14）から成る積分回路（15）が接続されている。積
分回路（15）の出力側は加算回路（８）の第２の入力側
に接続されている。

第１図の各部の波形を第２図の線図P₄,P₂,P₃,P₁,
I,_e1,_e4,_e2に示す。

第２図の期間TMは全体の測定サイクルを示し、この測
定サイクルはコイル（2a），（2b）によって生じる交番
磁界の周期に等しく、時点_t0,_t1,_t2,_t3,_t4,_t5で開始す
る６つの時間部分T₁,T₂,T₃,T₄,T₅,T₆に分割されてい
る。

時間部分T₆は次の測定サイクルの開始時期t₀'に一致
する時点t₆で終了する。これに相応する方法でT₁',T₂',
T₃',T₄',T₅',T₆'とその終了時間t₁',t₂',t₃',t₄',t₅',t
₆'とを有する後続の測定サイクルの時間部分が示されて
いる。

線図P₄,P₃,P₂,P₁は制御回路（６）から生ずる制御信
号を示し、この制御信号は信号値１かまたは信号値０を
有する。

スイッチ（S1），（S2），（S3）に加わる制御信号が
P₁,P₂,P₃の場合、信号値１はスイッチのON状態を示し、
信号値０はスイッチのOFF状態を示す。

励磁回路（５）に供給される制御信号P₄が時間部分
T₁,T₂,T₃の間、信号値１を保つとき直流の励磁電流が線
図Ｉのようにプラスの方向に流れる。

一方、時間部分T₄,T₅,T₆の間、制御信号P₄が信号値０
を保つとき、励磁電流Ｉはマイナス方向にコイル（2
a），（2b）に流れる。

磁界Ｈは電流Ｉと同じ時間変化を持つ。サンプルアン
ドホールド回路（10）のスイチ（S2）は制御信号P₂によ
ってそれぞれの測定サイクルに時間部分T₂の期間に亘っ
てONする。

そのため、サンプルアンドホールド回路（10）は増幅
器の出力電圧を磁界Ｈのプラスの周期の中間部分を標本
化し、これを記憶する。

サンプルアンドホールド回路（11）のスイッチ（S3）
は制御信号P₃によってそれぞれの測定サイクルに時間部
分T₅の期間に亘ってONする。

そのためサンプルアンドホールド回路（11）は増幅器
（９）の出力電圧磁界Ｈのマイナスの周期の中間部分を
標本化し、これを記憶する。

積分回路（15）のスイッチ（S1）は制御信号P₁によっ
て、それぞれの測定サイクルに時間部分T₃とT₆の期間に
亘ってONされる。

スイッチ（S1）がONされた場合、増幅器（９）の出力
側から積分回路（15）と加算回路（８）とを介して増幅
器（９）の入力側に閉ループ調整回路（16）が形成され
る。

この閉ループ調整回路（16）においてスイッチ（S1）
がONされる時点t₂からスイッチ（S1）がOFFする時点t₃
までの間、積分回路（15）はコンデサ（C1）の容量C1と
抵抗（R1）の抵抗値R1の積C1×R1の時定数で増幅器
（９）の出力電圧_e4を積分する。

積分回路（15）の出力は第２図の線図_e2に示すように
プラス極性のE₂（t₂）からマイナス極性のE₂（t₃）に変
化して補償電圧E₂（t₃）を生ずる。

この補償電圧E₂（t₃）は差動増幅器（７）の出力電圧
_e1と逆の極性で、大きさは_e1に対して１より小さい一定
の比率を持った値となる。

この_e2の変化に伴って増幅器（９）の出力電圧_e4は指
数関数的に減少し、時点t₃では時点t₂の値E₄（t₂）に対
して一定の比率を持ったE₄（t₃）となる。

この様子を第２図の線図e4に示す。

スイッチ（S1）がOFFした後、積分回路（15）はホー
ルド状態となり、前記補償電圧E₂（t₃）は時間部分T₄,T
₅に亘って記憶される。

この記憶された補償電圧は加算回路（８）で連続的に
その都度供給される信号電圧_e1に加算される。

スイッチ（S1）がOFFした後、時間部分T₄において励
磁電流Ｉの磁性がマイナス極性となる差動増幅器（７）
の出力電圧_e1もマイナス極性の値−E₁となる。

次にスイッチ（S1）が再びONする時間部分T₆の間に増
幅器（９）の出力電圧e₄は時間部分T₄の場合と同様に指
数関数的に減少し、積分回路（15）は時点t₃の値E
₂（t₃）とは逆極性の補償電圧E₂（t₆）を生じる。

この時間部分T₁〜T₆において補償サイクルの１周期TM
を形成する。

以上の閉ループ調整回路の動作を数式を用いて、以下
に詳しく説明する。

スイッチ（S1）がONすると積分回路（15）はC1×R1の
時定数で増幅器（９）の出力e₄を積分し、時点t₂でプラ
ス極性であった積分回路（15）の出力E₂（t₂）は時点t₂
ではマイナス極性のE₂（t₃）となる。この関係は、 E₂（t₃）＝E₂（t₂）・Ｘ−E₁（１−Ｘ） ……（１） で表される。ここで Ｘ＝ε^{−（A/C1・R1）・T3} ……（２） である。

増幅器（９）の出力電圧_e4は差動増幅器（７）の出力
電圧_e1と積分回路（15）の出力電圧_e2を加算回路（８）
で加算した値_e3を増幅度Ａ倍の増幅器（９）で増幅した
値であるため_e4 ＝Ａ・_e3 ＝Ａ・（_e1＋_e2） ……（３） で表される。（３）式の_e2に式を代入すると時点t₃にお
ける増幅器（９）の出力電圧E₄（t₃）が求められる。

E₄（t₃）＝Ａ・｛E₁＋E₂（t₂）・Ｘ−E₁（１−Ｘ）｝ ＝Ａ・｛E₂（t₂）＋_e1｝・Ｘ （３）式よりE₄（t₂）＝Ａ・｛E₁＋E₂（t₂）｝であるか
ら E₄（t₃）＝E₄（t₂）・Ｘ ……（４） となる。つまり、時点t₃における_e4の値E₄（t₃）は、時
点t₂における_e4の値E₄（t₃）にＸを掛けた値に等しい。

次に時間部分T₄において、励磁電流Ｉがプラス極性か
らマイナス極性に変化すると、差動増幅器（７）の出力
_e1も−E₁に変化する。

励磁電流が定常状態に達した時点t₄における、増幅器
（９）の出力E₄（t₄）は E₄（t₄）＝Ａ・（_e1＋_e2） ……（５） である。時点t₄では_e1＝E₁であり、補償電圧_e2は（１）
式で表される時点t₃の値E₂（t₃）が保持されているため
（５）式に代入すると E₄（t₄）＝Ａ・｛−E₁＋E₂（t₂）・Ｘ−E₁・ （１−Ｘ）｝ ＝−２・Ａ・E₁＋Ａ・｛E₁＋E₂（t₂）｝・Ｘ……（６） となる。Ａ・｛E₁＋E₂（t₂）｝E₄（t₂）であるから E₄（t₄）＝−２・Ａ・E₁＋E₄（t₂）・Ｘ ……（７） となる。定常状態では増幅器（９）の出力の正負の値は
等しくE₄（t₂）＝−E₄（t₄）であるから、 E₄（t₄）＝−２・Ａ・E₁−E₄（t₄）・Ｘ ∴E₄（t₄）＝−２・A/（１＋Ｘ）・E₁ ……（８） となる。（８）式から正負両極性の出力を持つ閉ループ
調整回路（16）の増幅度Ｇを一般的な形で表すと Ｇ＝_e4/_e1＝（２・Ａ）／（１＋Ｘ） ……（９） となる。

またＸの意味を考えると（４）式より Ｘ＝（E₄（t₃）／（E₄（t₂）） ……（10） となり、Ｘは閉ループ調整回路（16）による補償の程度
を現す係数として用いると便利である。

このＸをパラメータとする時間部分T₃における増幅器
（９）の出力電圧_e4の時間的な動作を第８図に示す。

従来の技術の特開昭57−146113号公報では、時間部分
T₅の記憶値に対してT₃の記憶値を加えて増幅器（９）の
出力電圧_e4を２倍にする事を目的の１つとするため、時
間部分T₃の出力値を可能な限り早く零値に補償する事を
条件としている。このため、Ｘの値は第８図から考案す
るに10^-6〜10^-30といった小さな値となる。

これに対して本発明はＸ＝0.6〜0.1を最適とするもの
である。

次にＸを0.1から0.6にする事の効果を説明するため補
償期間である時間部分T₃'の最終期間に単発のパルス状
ノイズが差動増幅器（７）の出力_e1に重畳した場合を考
える（第２図参照）。

第２図の時間部分をT₃を中心とする前後の拡大図を第
３図に示す。

第３図の線図_e1は第２図の場合と同じで差動増幅器
（７）の出力であり、これにパルス状のノイズが重畳し
た様子を示している。

時点t₂'からＴχ_１後の時点taにパルス幅Ｔχ_２のノ
イズが重畳し、ノイズが終了する時点tbからt₃'までの
時間幅はTx₃である。

このノイズとビーク値_enは差動増幅器（７）のプラス
極性の出力電圧E₁に等しいとする。

スイッチ（S1）がONする瞬間の時点t₂'における増幅
器（９）の出力をE_4a、積分回路（15）の出力をE_2aとす
る。

スイッチ（S1）がONした後、積分回路（15）はC₁・R₁
の時定数で増幅器（９）の出力を積分し、時点taにおけ
る積分回路（15）の出力_e2の値をE_2aとすると、E_2aは
（１）式と同様に E₂b＝E_2a・X1−E1・（１−X1） ……（11） となる。ここで X1＝ε^{−（A/C1・R1）Tx1} ……（12） である。これは積分時間がT₃からＴχ_１に変わった以外
（２）式のＸと同じである。

補償電圧がE₂bになると、この時点taにおける増幅器
（９）の出力_e4の値E₄bは E₄b＝Ａ・（E₁＋E₂b）で現される。

この時点taで差動増幅器（７）の出力がノイズのピー
ク値に相応するeNだけ増加した場合、積分回路（15）の
出力e₂は瞬間的には変化せずE₂bのままである。

このためノイズが重畳した後の増幅器（９）の出力E₄
cはE₄bに対しノイズのピーク値をＡ倍したＡ・eNだけを
増加する。したがって E₄c＝E₄b＋Ａ・eN ＝Ａ・（E₁＋E₂b＋eN） ……（13） となる。

ノイズが重畳している時間部分Ｔχ_２では積分回路
（15）はC1・R1の時定数でこのノイズを含めた増幅器
（９）の出力を積分し、時点tbにおける積分回路（15）
の出力E₂cは（１）式と同様に次のようになる。

E₂c＝E₂b・X2−（E₁＋eN）・（１−X2） ……（14） ここで X2＝ε^{−（A/C1・R1）・Tx2} ……（15） である。これは積分時間がT₃からＴχ_２に変わった以外
（２）式のＸと同じである。

補償電圧がE₂cとなると、この時点tbにおける増幅器
（９）の出力E₄dは差動増幅器が発生するE1＋eNと補償
電圧E₂cの合計を増幅器（９）の増幅度Ａで増幅したも
のであるため E₄d＝Ａ・（E₁＋eN＋E₂c） ……（16） で表される。

この時点tbでノイズが消滅しても積分回路（15）の出
力は瞬間的には変化せずE₂cのままである。

このためノイズ消滅後の増幅器（９）の出力E₄eはE₄d
においてノイズ分が減少したものに相応するためE₄cは E₄e＝Ａ・（E₁＋E₂c） ……（17） に減少する。

時間部分Ｔχ_３に亘って積分回路（15）はノイズの無
い信号分だけに相応する増幅器（９）の出力を積分し、
時点t₃'ではE₂dとなる。

E₂d＝E₂c・X₃−E1・（１−X₃） ……（18） で表される。このX₃は X₃＝ε^{−（A/C1・R1）Tx3} ……（19） である。

これは積分時間T₃からＴχ_３に変わった以外は（２）
式のＸと同じである。

補償電圧がE₂dとなると、この時点t₃'における増幅器
（９）の出力E₄fは E₄f＝Ａ・（E₁＋E₂d） ……（20） となる。

時刻t₃'にスイッチ（S1）がOFFした後、時間部分T₄'
において励磁電流Ｉの極性がマイナスに反転すると差動
増幅器（７）の出力e₁もマイナス極性の−E1に反転す
る。

一方積分回路（15）の出力は補償電圧E₂dに保持され
るため、時点t₄'における増幅器（９）の出力電圧E₄（t
₄）は E₄（t₄'）＝Ａ・（−E₁＋E₂d） ……（21） となる。

この値が励磁の後半周期に対応した求める出力電圧で
あるが、ノイズが重畳しなかった場合の値E₄（t₄）に比
べて誤差を持つ。

このE₄（t₄）とE₄（t₄'）の比率を Ｋ＝E₄（t₄'）/E₄（t₄） ……（22） とすると、このＫは単発ノイズの影響度を表すのに利用
できる。このＫほ正しい出力電圧に対するノイズが重畳
した次の半周期における出力電圧の倍率を表す。

第９図は単発ノイズの影響がＸの値によって変化する
事を前記Ｋを用いて表したものである。

この第９図は0.6〜10^-5の範囲のＫに対して、（11）
式〜（22）式までの計算を用いてシミュレーションを行
なった結果である。

またシミュレーションの条件は、スイッチ（S1）がON
する補償時間間隔T₃'＝10msとし、単発ノイズの時間幅T
x₂＝1ms,そして単発ノイズのピーク値を入力信号である
差動増幅器（７）の出力電圧に等しくeN＝E₁とした。ま
たノイズが重畳する時間を以下のように２種類とした。

1,Tχ_３＝0ms,tχ_１＝9ms 2,Tχ_３＝0.2ms,Tχ_１＝8.8ms この第９図よりＴχ_３＝０及びＴχ_３＝0.2msの２つ
の条件とともにＸが小さくなるのに逆比例して、ノイズ
の影響度Ｋは大きくなっている。特にＴχ_３＝０つまり
時間部分T₃'の完全な最終時期にノイズが重畳するとＫ
の増加の傾向が大となっている。本発明のようにＸ＝0.
6〜0.1とすれば、上記のノイズの影響度Ｋは1.1程度以
下であるが、公知の特開昭57−146113号公報のように補
償時間間隔である時間部分T₃'の間には完全に零値に補
償する目的では、第８図の傾向から考えてもＸ＝10^-4以
下とする必要があり、ノイズの影響により出力は第９図
で見るように1.3から1.4倍となる。

ノイズが時間部分T₃'の最終時期に重畳した場合Ｘを1
0^-2程度以下の値に小さくすると増幅器（９）の出力e₄
はノイズを含んだ状態で零値に補償される。したがっ
て、補償電圧E₂dとしてはノイズ分だけの誤差を持つ。
このたむ励磁電流の極性が反転した後の時間部分T₄,T₅
では誤差を持った補償電圧E₂dによって補償されるため
第９図で明らかなように大きな誤差を持つことになる。
なお、Ｘの値が変わると（６）式で表される閉ループ調
整回路（16）の増幅度は変化するが、第９図ではこの変
化は補正されている。

このため、縦軸の値は一定の増幅度の条件においてＸ
の変化に対するＫの変動を示している。

次に一般的なランダムなノイズが流量信号に重畳した
場合を考える。

第４図は第２図と同じく、第１図における各部の出力
信号を示しているが、第４図ではスイッチ（S1）がONす
る時間部分T₃',T₆',T₃',T₆'……の各期間にランダムの
ノイズが重畳した場合を表している。

なお上記のようなノイズは全ての期間に重畳するもの
であるが、ここでは補償期間（T₃又はT₆）に重畳したノ
イズによって補償動作が影響を受ける程度を検討してい
るため、第４図では時間部分T₃,T₆に重畳するノイズだ
けを示して、その他の期間に重畳したノイズは省略して
ある。

第５図は第４図においてノイズが重畳した時間部分T₃
及びT₆の前後を拡大したものである。

差動増幅器（７）の出力電圧e₁は時間部分T₂では信号
分のみでその値はE1であるが、時間部分T₃は50の等しい
時間幅の小時間部分T_1-1,T_1-2,T_1-3,……T_1-50,に分割
されそれぞれの小時間部分にパルスのノイズが重畳して
いる。

つまり、時間部分T_1-1ではE1にT_1-1の間中一定の波高
値N_1-1のノイズが重畳し、次の小時間部分T_1-2ではE1に
T_1-2の間中マイナス極性で一定の波高値N_1-2のノイズが
重畳しているとする。

以下同様に小時間部分T_1-3,T_1-4,……T_1-50では各々
その期間中一定の値のノイズN_1-3,N_1-4……_1-50が重畳
している。

次に第５図の時間部分T₆では時間部分T₃における小時
間部分T_1-1,T_1-2,……T_1-50をT_2-1,T_2-2,……T_2-50に置
き換え、そこに重畳するノイズのピーク値をN_2-1,N_2-2,
……N_2-50に置き換えたものである。

この時間部分T₁〜T₆で１周期の補償サイクルTMを形成
する。

第５図の時間部分T₃'T₆'も同様にT_3-1,T_3-2,……T
_3-50及びT₆−₁,T₆−₂,……T₆−₅₀の小時間部分があり、
この小時間部分に重畳するランダムに変動するノイズの
ピーク値N_3-1,N_3-2,……N_3-50及びN_4-1,N_4-2,……N_4-50
とする。この時間部分T₁'T₆'も１周期がTMである補償サ
イクルである。

このシミュレーションでは以上のような１周期間をTM
とする補償サイクルを50周期とした。

このため小時間部分は全体で50×50×20＝5000個であ
りすべて等しい時間幅である。

一方小時間部分に重畳するノイズも5000個であり、そ
のピーク値N_1-1,N_1-2,……N_1-50,N_2-1……N_2-50さらにN
_100-1,N_100-2,……N_100-50,は本発明の目的とする使用
条件において差動増幅器（７）の出力に生じた変動を各
時間部分T₃,T₆,T₃',T₆',……に相応した部分で各々50回
でづつサンプリングしたものである。

具体的には補償時間間隔であるかく時間部分T₃,T₆,
T₃',T₆',……を10msとしたため、小時間部分は各々0.2m
sである。

ノイズの重畳による差動増幅器（７）のランダムに変
動する出力電圧を10msの時間部分に亘って0.2msごとに
正規化した全部で5000個のデータとして、これを１組の
ノイズモデルとしてシミュレーションに用いたものであ
るため、得られた結果は実際の電子回路の動作とまった
く同一と見なすことができる。

以上のシミュレーションの方法を説明する。

第５図の時点ｔにおいてスイッチ（S1）がONすると同
時にノイズが重畳し差動増幅器（７）の出力はE1＋N_1-1
となるが、積分回路（15）の出力e₂は瞬間的には変化せ
ずE_2-0のままであり、増幅器（９）の出力e₄は E_4-1＝Ａ・（E₁＋N_1-1＋E_2-0） ……（23） となる。

積分回路（15）はC1・R1の時定数で増幅器（９）の出
力を積分し、時点t_2-1におけるt₂の値をE_2-1とすると E_2-1＝E_2-0・Xa−（E₁＋N_1-1）・（１−Xa）……（24） となる。ここで Xa＝ε^{−（A/C1・R1・）Ta} ……（25） である。ここでは積分時間がT₃から各小時間部分の時間
幅Taに変わった以外（２）式のＸと同じである。

積分回路（15）の出力がE_2-0からE_2-1に変化したこと
による時点t_2-1における増幅器（９）の出力e₄の値E_4-2
は E_4-2＝Ａ・（E₁＋N_1-1＋E_2-1） ……（26） となる。次に同じ時点t_2-1において瞬間的にノイズのピ
ーク値がN_1-1からN_1-2に切換っても積分器の出力は変化
せずE_2-1のままである。

したがってe₄の値E_4-3は（26）式のE_4-2においてN_1-1
をN_1-2に置き換えたものとなる。

E_4-3＝Ａ・（E₁＋N_1-2＋E_2-1） ……（27） ただしN_1-2は第５図のように負の値である。

次の小時間部分T_1-2,では積分回路（15）はC1・R1の
時定数で増幅器（９）の出力を積分し、時点t_2-2におけ
るt₂の値をE_2-2とすると E_2-2＝E_2-1・Xa−（E₁＋N_1-2）・（１−Xa）……（28） となる。

この変化に伴う時点t_2-2における増幅器（９）の出力
e₄の値E_4-4は E_4-4＝Ａ・（E₁＋N_1-2＋E_2-2） ……（29） となる。

以下同様に小時間部分ごとにノイズの影響を計算して
いくことにより、励磁電流の極性が切換わった後のノイ
ズの無い時点t₄（第４図参照）における増幅器（９）の
出力E₄（t₄）を求めることができる。

この方法は単発ノイズの影響を解析した方法と同じで
ある。またこのE₄（t₄）は時間部分T₃に重畳したノイズ
の影響によって誤差を生じた値である。

以上と同じ手順で補償サイクルTMの後半において時間
部分T₆に重畳したノイズN_2-1,N_2-2……N_2-50の影響を受
けた、次の補償サイクルTM'の前半の値E₄（t₁'）を求め
ることができる。

以下同様に各半周期ごとに全50周期に亘ってノイズの
影響を受けた出力を全部で100個の出力として求める事
ができる。

なお各補償時間間隔T₃,T₆,T₃',T₆'……に重畳する各
々50個ずつのノイズのパターンはすべて異なるため、そ
の影響をうけた各半周期ごとの出力電圧の値もすべて異
なる。

以上の計算は一見複雑であるが、コンピュータにより
プログラム化すれば計算は非常に容易である。

以上求めた100個の出力に対して前半周期の50個はそ
のままの値として、後半周期の50個は１倍して符号を反
転させた。これは第１図のサンプルアンドホールド回路
（10），（11）及び減算回路（12）の処理と等価にする
ためである。こうして求めた100個の出力は半周期ご
と、つまり１出力ごとに変動しているためバラツキの標
準偏差１σをノイズの影響として用いた。

第10図はこの影響度を示すもので、横軸（２）式で表
されるＸで、縦軸は前記バラツキの標準偏差の１σであ
る。

この第10図より、Ｘが小さくなるのに逆比例して補償
ループ出力のバラツキが大きくなることを示している。

なおＸが変わると（９）式で表される閉ループ調整回
路（16）の増幅度は変化するが、第10図ではこの変化は
補正されている。

したがって、第10図は一定の増幅度の条件において、
Ｘを変化させた場合の出力のバラツキが変化する様子を
示している。またこのシミュレーションに用いたノイズ
は、本発明の目的とする使用条件における差動増幅器
（７）の出力変動をサンプリングした5000個の出力であ
り、これを１組のノイズモデルとして0.6〜１×10^-15の
範囲のＸに対する全てのシミュレーションに用いた。ま
たこのシミュレーションはスイッチ（S1）がONする時間
部分T₃,T₆のみにノイズを重畳させ、スイッチ（S2）又
は（S3）がONして流量信号を記憶する時間部分T₂,T₅に
は信号分のみでノイズは重畳させなかった。

以上の３点から第10図はＸを変化させた場合に、一定
レベルのランダムなノイズモデルに対して、純粋に閉ル
ープ調整回路が受ける影響を示している。

以上単発ノイズが重畳した場合、及びランダムノイズ
が重畳した場合の２通りのシミュレーションにおいて
も、Ｘが小さくなるのに逆比例して閉ループ調整回路
（16）の出力に対するノイズの影響が大きくなってい
る。

閉ループ調整回路（16）に対するノイズの影響は補償
期間の最終時期にノイズが重畳した場合に大きな誤差が
発生する。これは閉ループ調整回路（16）がノイズを含
めて零値に補償することによりノイズのピーク値に相当
する誤差が発生するためである。

一方単発ノイズが補償期間の前半に重畳した場合には
影響は小さい。

この点からランダムに変動するノイズの影響を考える
と、大きなノイズが補償期間の最終時期に畳する確率も
他の部分に重畳する確率も同一の時間幅であたり平等で
あるため、このノイズによって閉ループ調整回路（16）
の出力が大きく影響を受ける半周期と影響の小さい半周
期とが発生し、出力のバラツキとなる。

閉ループ調整回路（16）の出力のバラツキは、ランダ
ムに変動するノイズによる影響であるため、出力のバラ
ツキはノイズが無い場合の正しい出力を中心値として正
規分布となる。このため、ノイズの影響があっても、長
時間の平均値は正しい計測値を示す。しかし、流量計測
は可能な限り短時間に行なうことが望ましく、本発明の
ように補償期間における補償を、補償前の値の60％〜10
％程度、つまりＸ＝0.6〜0.1とすることによりノイズが
あっても出力に発生するバラツキを小さくすることがで
き、ひいては短時間に流量を計測することが可能とな
る。第７図に補償回路の他の実施例を示す。基本的には
第11図の動作と同じであるので異なる部分のみ記す。

スイッチ（S1）は第１図のスイッチ（S1）とまったく
同じタイミングでONし、R₂・C₆の時定数で増幅器（９）
の出力電圧e₄を積分し、R₂とC₆の接続点に接がるインピ
ーダンス変換器（17）の出力電圧e₂が補償電圧して減算
回路（18）の減算側入力に加えられる。

第１図の積分回路（15）は入力e₁に対して出力e₂の位
相が反転する反転回路であるため、出力e₂は加算回路
（８）に接続される。一方、第７図ではインピーダンス
変換器（17）が非反転回路であるため、その出力e₂は減
算回路（18）に接続されて補償機能を働かす閉ループ調
整回路を構成する。

これにより、第１図と第７図は同等の機能となる。

ハ．発明の効果 大きなノイズを含む信号を増幅するにあたって、差動
増幅器及び次段の交流増幅器自身から発生する直流オフ
セットを除去しながら、障害電圧に含まれるランダムに
変動するノイズに影響されにくい補償ができる。

又、差動増幅器（７）は電極とコンデンサを介して接
続しているので、電極に生じる障害直流電圧は入力され
ないため、差動増幅器（７）が飽和する恐れがなく、そ
の増幅度を自己のオフセット電圧で制限されるまで大き
くすることが可能で、低消費電力化された電磁流量計に
有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の方法を実施する装置を示すブロック
図、第２図は第１図の装置の種々の位置で観測される信
号の時間変化を示す線図、第３図は第２図の一部を拡大
した線図、第４図は、交流ノイズが重畳したときの第１
図に対応する線図、第５図は第４図においてノイズが重
畳した時間部分の前後を拡大した線図、第６図は電極に
生じる高速流体ノイズの周波数成分を示す線図、第７図
はこの発明の装置の電気回路の要部、第８図〜第10図は
この発明の作用、効果を説明するための線図である。 （１）……管 （３）（４）……電極 （７）……差動増幅器 （８）……加算回路 （９）……増幅器 （17）……インピーダンス変換器 （C4）（C5）……コンデンサ （S1）……スイッチ （R2）……時定数回路の抵抗 （C6）……時定数回路のコンデンサ （18）……減算回路

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】周期的に極性が反転する直流磁界によっ
   て、電極間に生ずる有効信号を磁界が正極性をとる期間
   と負極性をとる期間の各々のサンプリング期間中に亘っ
   てサンプリングし、サンプリングされた標本値の差を形
   成して出力信号とし、またそれぞれのサンプリング期間
   に後続する補償期間で前記信号電圧をサンプリングする
   ことによって前記信号電圧に相対して重畳される補償電
   圧を発生し、前記補償電圧によって前記信号電圧を、補
   償しかつ次の補償期間まで保持するようにした電磁流量
   計において、 補償期間における補償を補償前の値に対して60％〜10％
   になるように前記補償回路の時定数を大きく定め、電極
   間に生じる交流ノイズに影響されないようにしたことを
   特徴とする電圧流量計。