JP3602636B2 - 電磁流量計 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は電磁流量計に関する。
【0002】
【従来の技術】
出願人は国際公開番号WO93−05367で提案した電磁流量計を改良し、特開平5−312610号公報で、流量信号を誘起する電極を短絡抵抗を介して間欠的に接地する導電率測定用の短絡スイッチと、流量信号中に含まれる直流分を除去するためのオフセット補償回路とを有する電磁流量計において、導電率測定用の短絡スイッチをオン・オフした直後のオフセット補償回路の出力を流量信号としてサンプリングしないようにした電磁流量計を開示した。
【0003】
この電磁流量計は、導電率測定用短絡スイッチをオン・オフに切り換えたときの直流オフセット電圧分の変化による流量測定への誤差が入り込まないようにして、流量計測の精度を良くすることを狙いとしていた。
【0004】
図8はこの従来技術の回路図で、1は流体を流す円筒形の流管、2a,2bは流管1の内周壁に対向配置されて流量信号を誘起する電極、2cはアース電極で、流管1〜アース電極2cと図示されてない励磁コイルとで周知の電磁流量計検出器を構成している。
【0005】
電極2aとアース電極2cとの間に接続した短絡抵抗Rs1 と導電率測定用の短絡スイッチS1の直列回路と、電極2bとアース電極2cとの間に接続した短絡抵抗Rs2 と導電率測定用の短絡スイッチS1の直列回路とで導電率測定用の短絡回路を構成している。
【0006】
A1は電極2a,2b間に誘起した電圧を増幅するプリアンプである。
5はオフセット補償回路で、抵抗Ra,Rb及びオペアンプOP1を図示のように接続して構成した利得が−Gの反転増幅器51と、抵抗R1、コンデンサC1及びオペアンプOP2を図示のように接続した積分器52と、スイッチS2とからなる。
【0007】
なお、このスイッチS2と前記短絡スイッチS1は、図示されてない励磁コイルの励磁電流の方形波と同期してオン・オフされる。
電極2a,2bに誘起した信号はプリアンプA1で増幅されたあと、オフセット補償回路5で「直流的な電圧の変動」を除去している。この直流的な電圧が大きい場合は、電子回路が飽和する可能性があるため、オフセット補償回路5は不可欠なものである。
【0008】
図8の短絡スイッチS1を図9−Bのタイミングでオフ・オンする場合、電極2a,2b間には図9−Aのような波形のオフセット電圧の変化が発生する。
この図9−Aで符号δ2及びδ1で示す段差の影響はオフセット補償回路5では除去できない。
【0009】
そのため、短絡スイッチS1をオフした直後とオンした直後のオフセット補償回路の出力を流量信号としてサンプリングしない(つまり用いない)で、その悪影響を受けないようにしたのが特開平5−312610号公報で開示した従来技術である。
【0010】
この従来技術では、図9−Aのような段差δ2及びδ1の影響は除去できる。
また、「直流オフセット電圧の変動」が図9−Aのように直線的と見なせる場合には、その影響を除去することができる。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来の技術では、短絡スイッチS1をオフした後の「直流オフセット電圧の変動」は、図10のように段差δ2が生じ、その後は直線的ではなく、指数関数的な傾きをもって増加し続け、実用上直線と見なせるのは短絡スイッチS1オフ後30秒以上経過した後である。
【0012】
また、「直流オフセット電圧の変動」の大きさが経時的に変化する。短絡スイッチS1がオフした直後の段差δ2が大きくなる他、短絡スイッチS1のオフ期間の指数関数的な変動も大きくなる。つまり、短絡スイッチS1をオフした直後の段差δ2も大きくなり、指数関数的な傾きも、日時の経過や電極2a,2b等への付着物が付着する影響で図11に示すように増大する傾向にある。
【0013】
なお、短絡スイッチS1がオンした後は、図10のように段差δ1が生じ、短期間の傾きの後はほぼ一定の値となる傾向にある。
このように、上記従来技術では直線的な変動の直流オフセット電圧の悪影響はオフセット補償回路5により除去できるが、指数関数的に変化し続ける場合は、その悪影響を除去できない。
【0014】
この点に関し、図8と図12に基づいてより詳しく説明する。
図12−Aはオフセット補償回路5への理想的な方形波の入力信号で、図12−BはスイッチS2のオン・オフするタイミングを示す。図12−Cが図12−Aの入力信号を入れたときのオフセット回路5の出力信号である。
【0015】
図12−Aはノイズや直流のオフセット電圧を含まない場合で、期間T1ではスイッチS2がオフであるため、方形波入力のピーク値E1が反転増幅器51で所定の倍率で増幅されて図12−Cに示すように−V1となる。
【0016】
スイッチS2が期間T2でオンすると、反転増幅器51の出力が積分器52で積分され、積分器52の出力は反転増幅器51を構成するオペアンプOP1の非反転入力に接続されているため、反転増幅器51の出力が零になる方向でフィードバック動作が行われる。
【0017】
このフィードバック動作がオフセット補償回路5の基本的な補償動作である。この補償動作により、時刻t2におけるオフセット補償回路5の出力の値はV2となり、このV2と前記V1の比V2/V1は、
V2/V1=ε−(1+G)・ T2/C1・R1
となる。
【0018】
なお、G=Rb/Ra である。
時刻t2でスイッチS2がオフすると同時にオフセット補償回路5への入力信号の極性が反転し、期間T1の場合と同様に入力信号が増幅されて出力の値がV3となり、期間T3の間に亘りこの値V3を保持する。
【0019】
期間T3ではスイッチS2はオフであり、積分器52の出力値は一定値を保持するため、時刻t2におけるオフセット補償回路5の入力の変化分だけが、反転増幅器51で−G倍されるからである。
【0020】
時刻t3でスイッチS2がオンすると、反転増幅器51の出力V3が零となるように補償動作が働き、期間T4の最終時刻t4ではV4となる。
この場合も、
V4/V3=ε−(1+G)・ T4/C1・R1
である。
【0021】
以上がオフセット補償回路5の一周期間の動作である。
次に直流オフセット電圧が直線的に変化する場合におけるオフセット補償回路5の動作を説明する。
【0022】
図12−Dが直流オフセット電圧が直線的に減少変化する場合を示し、図12−Eがそのときのオフセット補償回路5の出力である。期間T1ではスイッチS2がオフであり、入力である図12−Dの波形の変化分が−G倍されて、Va1となり、時刻t1でスイッチS2がオンすると出力が零になる方向で補償動作が働き、期間T2の最終の時刻t2では出力がVb1となる。
【0023】
次の期間T3における入力の増加分は期間T1におけるマイナス方向に増加する変化分と同一であり、この変化分が期間T1の場合と同じだけ反転増幅器51で増幅されてVa2となり、
Va2=Va1
が成り立つ。
【0024】
期間T4ではスイッチS2がオンするため期間T2と同じように零方向に補償動作が働き、出力がVb2となる。ここでも、
Vb2=Vb1
である。
【0025】
後段のサンプリング回路61で期間T2部分の面積m1と期間T4部分の面積m2がサンプリングされて、m1 −m2 が出力信号となる。
この場合、Va1=Va2、Vb1=Vb2であり、期間T2とT4の間のオフセット補償回路5の出力波形の傾斜も図12−Eに示すように等しいため、m1 =m2 であり、出力Voは、
Vo=m1 −m2 =0
となる。
【0026】
こうして、直流オフセット電圧が図12−Dのように直線的に変化する場合には、その影響が除去される。
次に直流オフセット電圧が図12−Fのように指数関数的に変化減少する場合のオフセット補償回路5の出力波形を図12−Gに示す。
【0027】
期間T1では図12−Fに示す入力波形の期間T1における変化分が反転増幅器51で−G倍されて、時刻t1ではVc1となる。次の期間T2でスイッチS2がオンすると出力が零になるように補償動作が働き出力はVd1となる。次の期間T3ではスイッチS2がオフであるため、期間T3における入力の変化分が−G倍されてVc2となる。
【0028】
入力の変化は図12−Fのように指数関数的であるので、期間T3における入力の変化量は期間T1における変化量より小さいためVc2はVc1より小さな値となる。
【0029】
また期間T4における補償動作によって零近くに補償されたVd2も当然Vd1より小さくなる。
図12−Gの期間T2とT4に相当する傾斜部分の面積がサンプリング回路61によってサンプリングされる。
【0030】
それぞれをMg1 ,Mg2 とすると、Mg1 はMg2 より小さいことは明らかである。出力をVoとすると、
Vo=Mg1 −Mg2
は零にならない。
【0031】
つまり入力の変動が図12−Fのように指数関数的な場合は、その影響を除去できない。
このように、特開平5−312610号公報に開示されている従来技術では「直流オフセット電圧の変動」の影響を除去できないことを示している。
【0032】
そこで、本発明は直流オフセット電圧が指数関数的に変化する場合でもその影響を除去して正確な流量計測や流体の導電率の計測ができる電磁流量計を提供することを目的とする。
【0033】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、第1の発明の電磁流量計は、
二つの電極(2a)(2b)とアース電極(2c)との間にオフ・オンする短絡スイッチ(S1)を設け、この短絡スイッチ(S1)をオフにしてプリアンプ(A1)を高入力インピーダンス状態で作動させたときの出力を流量信号とすると共に、前記短絡スイッチ(S1)をオンにしてプリアンプ(A1)を低入力インピーダンス状態で作動させた出力と前記高入力インピーダンス状態での出力の比率に基づいて流体の導電率を演算して求める電磁流量計において、
励磁状態で短絡スイッチ(S1)がオフの時とオンの時の出力を求めた後、
無励磁状態で前記励磁状態と同様に短絡スイッチ(S1)がオフの時とオンの時の出力を求め、
前記励磁状態での出力から無励磁状態での出力を引き算して、
短絡スイッチ(S1)がオフ・オンすることに伴って発生する「直流オフセット電圧の変動」の影響を除去することを特徴とするものである。
第2の発明は、上記短絡スイッチS1をオン・オフした後の1周期を捨て、2周期目を信号としてサンプリングすることを特徴とするものである。
【0034】
【作用】
励磁期間の電極信号には、流量信号と「直流オフセット電圧の変動」による影響の両方が含まれている。これに対し、無励磁期間の出力は流量信号が含まれず「直流オフセット電圧の変動」の影響だけである。
【0035】
励磁期間の出力から無励磁期間の出力を引き算することにより、「直流オフセット電圧の変動」の影響は相殺されて除去される。そして流量に比例した有効な信号だけが取り出される。
【0036】
また「直流オフセット電圧の変動」が経時的に増大しても、引き算を隣り合った短い経過時間で行うため、ほぼ一定と見なせる値を引き算するため、その影響を除去できる。
【0037】
この引き算によって得られた有効信号には、短絡スイッチ(S1)がオフの時の高入力インピーダンス状態における通常の電磁流量計としての流量信号と、短絡スイッチ(S1)がオンの時の低入力インピーダンス状態における流体の導電率を演算するための情報の二つがあり、短絡スイッチ(S1)のオフ・オンに伴う「直流オフセット電圧の変動」の大きさが電極への付着物などの影響により増大しても、通常の流量計測が正しくできるだけでなく、流体の導電率も正しく計測できる。
【0038】
【発明の実施の形態】
図1は本発明の電磁流量計の好ましい実施形態で、1は流体を流す円筒形の流管、2a,2bは流管1の内周壁に対向配置されて誘起した流量信号を取り出す一対の電極、2cは測定流体を接地するためのアース電極で電磁流量計変換器の共通電位に接続されている。
【0039】
3は励磁コイル、4は励磁コイル3に励磁電流を供給する励磁回路である。
電極2a,2bは高入力インピーダンスのプリアンプA1の差動入力に接続されると共に、それぞれ短絡抵抗Rs1 と短絡スイッチS1の直列接続と、短絡抵抗Rs2 と短絡スイッチS1の直列接続を介して前記共通電位に接続されたり開放されたりする。
【0040】
プリアンプA1の出力E1はオフセット補償回路5で直流のオフセット電圧を除去した後、所定の期間だけ信号を積分するサンプリング回路6でサンプリングし、サンプリング期間毎にホールドする四つのホールド回路11,12,13及び14に接続される。
【0041】
オフセット補償回路5は、抵抗Ra,RbとオペアンプOP1を図示のように接続した反転増幅器51と、抵抗R1とコンデンサC1とオペアンプOP2を図示のように接続した積分器52と、前記短絡スイッチS1と同期して作動するスイッチS2が図示のように接続して構成されている。
【0042】
サンプリング回路6は、利得が−1の反転増幅器A2、スイッチS3、S4、S5、コンデンサC2、オペアンプOP3及び符号を付けてない二つの抵抗が図示のように接続して構成されている。
【0043】
ホールド回路11はスイッチP1とコンデンサC3と符号を付けてない増幅器とが図示のように接続して構成されている。
ホールド回路12はスイッチP1とコンデンサC4と符号を付けてない増幅器とが図示のように接続して構成されている。
【0044】
ホールド回路13はスイッチP3とコンデンサC5と符号を付けてない増幅器とが図示のように接続して構成されている。
そして、ホールド回路14はスイッチP4とコンデンサC6と符号を付けてない増幅器とが図示のように接続して構成されている。
【0045】
A3は差動増幅器でホールド回路11とホールド回路12の出力を入力し、流量信号Vo1を出力する。
A4は差動増幅器で、ホールド回路13とホールド回路14の出力を入力し、短絡スイッチS1がオンした場合の出力Vo2を出力する。
【0046】
8は演算回路で、差動増幅器A3の出力である流量信号Vo1と差動増幅器A4の出力Vo2の比率関係から流体の導電率を演算して出力する。
7はタイミング回路で、励磁回路4にタイミング信号を送ると共に所定のタイミングでそれぞれ、短絡スイッチS1,S1、スイッチS2,S3,S4,S5をオン・オフさせ、更に、四つのホールド回路11〜14の各スイッチP1〜P4をそれぞれ所定のタイミングでオンしてサンプリング回路6の出力をコンデンサC3〜C6にホールドさせる。
【0047】
なお、各ホールド回路11〜14を構成するホールド用のコンデンサC3〜C6に接続された符号を付けてない前記各増幅器は高入力インピーダンスのバッファアンプである。
【0048】
図2〜4は図1の回路の動作を示す波形とタイミングチャートである。
図2−Aは励磁の磁界を示す波形で、期間Taで2周期の方形波励磁を加えた後、期間Taと同じ長さ(時間)の無励磁期間Tbを設けている。
【0049】
期間Taは短絡スイッチS1がオフ状態の1周期Ta1と、短絡スイッチS1がオン状態の1周期Ta2の合計2周期の励磁期間からなる(図4)。
期間Tbは無励磁である点だけが期間Taと異なり、他の条件は期間Taと同一で、短絡スイッチS1は励磁の1周期Tb1の間オフで、Tb1に続く励磁の1周期Tb2の間オンとなる。
【0050】
なお、この場合、各周期Ta1,Ta2,Tb1及びTb2は何れも等しい長さの期間に定めてある。
図2−Aの励磁磁界によって図1の電極2a,2b間には流体の流速に比例した信号が発生し、プリアンプA1で増幅され、図2−Bに示す出力E1となる。
【0051】
期間Ta1では短絡スイッチS1がオフで、プリアンプA1の入力インピーダンスは高インピーダンスである。この間に発生する出力E1の値E1OFF は流量に比例した信号である。
【0052】
期間Ta2では短絡スイッチS1がオンで、プリアンプA1の入力は短絡抵抗Rs1 ,Rs2 を介して接地されていて低入力インピーダンスであるため、プリアンプA1の出力E1の値E1ONは前記E1OFF より小さくなる。
【0053】
この出力E1OFF とE1ONの比率から流体の正確な導電率を求めるのが本発明の目的の一つである。
以上が前半の期間Taの動作であり、後半の期間Tbでは無励磁状態であるため流量比例信号は発生しない。
【0054】
これらの期間TaとTbの間に電極2a,2bに発生する流量比例信号、つまりプリアンプA1の出力信号が図2−Bに示すものである。
図2−Cの実線は短絡スイッチS1がオフ・オンすることにより発生する「直流オフセット電圧の変動」VDcを示す。
【0055】
励磁期間のTaと無励磁期間のTbでは「直流オフセット電圧の変動」VDcは全く同様な波形となる。
これは、「直流オフセット電圧の変動」VDcが短絡スイッチS1のオフ・オンによる電極2a,2b及びアース電極2cと流体との電気化学的平衡によってのみ生じるもので、励磁磁界の有無に関係しないためである。
【0056】
また図2−Cの期間Taにおける破線は図2−Bの流量信号が重畳した様子を示すもので、実際に電極2a,2bに発生する信号、つまりプリアンプA1の出力は、図2−Cの期間Taの破線と期間Tbの実線で示す波形となる。
【0057】
図2−Dは図2−Bの流量比例信号に対する図1のオフセット補償回路5の出力波形を示す。
図1のオフセット補償回路5は前記図5で説明した従来技術のオフセット補償回路5と同じ構成であり、〔発明が解決しようとする課題〕の欄で説明したと同様に、期間T1では図4に示すようにスイッチS2がオフであるため、入力が−G倍に増幅された後、期間T2でスイッチS2がオンすると出力が零になるように補償動作が働き、以後期間T3〜T8でも〔発明が解決しようとする課題〕での説明と同様に増幅される。
【0058】
図2−Cの実線で示す「直流オフセット電圧の変動」に対する図1のオフセット補償回路5の出力を図3−Eの実線で示す。
期間T1ではスイッチS2がオフで、図2−Cの実線で示すプラス方向の入力変動が−G倍される。
【0059】
次の期間T2ではスイッチS2がオンするため、出力が零となるように補償動作が働くが、図2−Cの実線で示す入力も期間T2を通して指数関数的に増加し続けるため、出力の減少スピードは少し穏やかになる。
【0060】
次の期間T3では、再びスイッチS2がオフであるため、入力のプラス方向への増加分だけが−G倍されて、マイナス方向に増加した後、期間T4でスイッチS2が再びオンすると出力が零に向かう方向で補償動作が働く。
【0061】
期間T5の最初の時刻t4で、図2−Cの実線で示す入力はマイナス方向の瞬間的な段差を持って変化した後、時間の経過と共に指数関数的にマイナス方向に増加する波形であるため、期間T5では、出力は−G倍されてプラス方向の値となり、以後期間T6〜T8では期間T2〜T4の場合と同様に動作する。
【0062】
無励磁期間Tbでも、「直流オフセット電圧の変動」は前記期間Taと同じ波形であるため、オフセット補償回路5の出力波形は期間Taにおける出力波形と同一となる。
【0063】
期間Taの間のみに示す図3−Eの破線は、上記出力波形に流量比例信号に応じた図2−Dの出力波形を重畳させたものである。
従って、図3−Eの期間Taの間の破線と期間Tbの間の実線がオフセット補償回路5の実際の出力波形を示すものとなる。
【0064】
図3−Fは図2−Dの流量信号に対する図1のサンプリング回路6の出力波形を示す。サンプリング期間はスイッチS2のオン期間と同一にした場合の例で、図2−Dの流量比例信号を利得が−1倍の反転増幅器A2を通して図4のタイミングでスイッチS4がオンして図2−Dの波形を積分した後、図4のタイミングでスイッチS3がオンして直接積分したのが期間Ta1おけるサンプリング回路6の出力Es1 である(図3−F)。
【0065】
同様に反転増幅器A2を通じて図4に示すスイッチS4のタイミングで積分し、続いて図4に示すスイッチS3のタイミングで積分したものが期間Ta2における出力Es2 である(図3−F)。
【0066】
この出力Es1 とEs2 が流量信号に比例した出力である。
一方、期間Tb1とTb2における流量信号は零である。
図3−Gは図3−Eの実線「直流オフセット電圧の変動」VDcに対応したサンプリング回路6の出力で、流量信号のサンプリングと同様にサンプリングされ、期間Ta1,Ta2に対応する出力はそれぞれEDc1,EDc2であり、無励磁期間Tbでも期間Tb1,Tb2に期間Ta1,Ta2と同じ値の出力EDc1,EDc2が出力となる。
【0067】
なお、各出力Es1 ,Es2 ,EDc1,EDc2はスイッチS5のタイミングでスイッチS5がオンしてリセットされる。
期間Ta1に対応した実際の出力はEs1 +EDc1を合計したものであり、図4のスイッチP1のタイミングで図1のホールド回路11にホールドされる。
【0068】
期間Tb1に対応した出力は前記EDc1だけで、図4のスイッチP2のタイミングでホールド回路12にホールドされた後、差動増幅器A3で次の引き算が実施される。
【0069】
Vo1 =(Es1 +EDc1)−EDc1=Es1
上式において、Es1 +EDc1は期間Ta1における出力で、EDc1は期間Tb1における出力である。
【0070】
この引き算によって「直流オフセット電圧の変動」の影響が除去されて流量比例信号Es1 だけとなる。
この流量比例信号Es1 つまりVo1 は短絡スイッチS1がオフの状態のときの電磁流量計の出力信号で、短絡スイッチS1や短絡抵抗Rs1 ,Rs2 を備えていない普通一般の電磁流量計の出力信号と同じである。
【0071】
期間Ta2に対応したサンプリング回路6の出力信号は、Es2 +EDc2で、図4に示すスイッチP3のタイミングでホールド回路13にホールドされる。
期間Tb2に対応した出力はEDc2だけであり、図4に示すスイッチP4のタイミングでホールド回路14にホールドされ、前述と同様に差動増幅器A4で引き算される。
【0072】
Vo2 =(Es2 +EDc2)−EDc2=Es2
上式において、Es2 +EDc2は期間Ta2における出力で、EDc2は期間Tb2における出力である。
【0073】
こうして「直流オフセット電圧の変動」の影響が除去され流量比例信号Es2 だけとなる。
この流量比例信号Es2 つまりVo2 は短絡スイッチS1がオンの時、即ちプリアンプA1の入力インピーダンスが低インピーダンス状態のときの出力信号であり、流体の導電率を求めるための情報(以後導電率情報と言う)となる。
【0074】
差動増幅器A3の出力Vo1 =Es1 は図示されてない電圧/電流変換器で4〜20mAの電流出力としたり、積算表示器により流量の積算値として表示される。
【0075】
出力Vo2 は出力Vo1 と共に演算回路8で流体の導電率を求めるために利用される。こうして求めた流体の導電率は、導電率信号として外部へ出力したり、導電率の変化による流量信号に発生する誤差の補正に利用して流量計測をより正確にすることもできる。
【0076】
なお、図1〜4で説明した実施態様は本発明の基本原理を説明するためのもので、実用上は多少の問題点を残している。
第1の問題点は、オフセット補償回路の動作原理によるもので、その点を図13に基づいて説明する。
【0077】
オフセット補償回路は方形波信号が連続的に入力されることが前程で、図13−Aのように期間Tc1 〜Tc4 の2周期だけの入力の場合、出力図13−Bのように期間Tc1 では1/2となり、入力が無い期間Tc′1 でも1/2の出力が生じる。
【0078】
この点について期間Tc2 を中心としたオフセット補償の基本的な動作は、期間Tc2 の入力と一つ前の期間Tc1 の入力を積分回路52のフィードバック動作により逆極性で加えて、直流オフセット電圧を除去することである。
【0079】
このため、期間Tc1 では一つ前の期間Tc″4 に信号がないため、出力は期間Tc2 ,Tc3 における出力の1/2となり、入力が無くなった期間Tc′1 でも期間Tc4 の入力が逆極性で加えられるため1/2の出力が発生する。
【0080】
第2の問題点は、短絡スイッチS1のオフ・オンに伴う「直流オフセット電圧の変動」についても図10−Bのように短絡スイッチS1がオフした時の段差δ2と次のオフ時の段差δ2′は完全に一定ではなく、1回ごとに極微小な差異がある。
【0081】
このため図1の実施態様における引き算による補正では完全に除去しきれない。
【0082】
【実施例】
図5〜7の実施例は、図1〜4の実施態様におけるオフセット補償の問題と「直流オフセット電圧の変動」の1回毎のばらつきの二つの問題にも対処できる実用的な実施例で、図5は電気回路図、図6〜7はその動作を示す各部波形を示す。
【0083】
この実施例の基本的な構成と動作は図1〜4で説明した実施態様と同じであるので、異なる部分を中心に述べる。
図6−Aが方形波励磁の磁界を示し、励磁期間Taは図7に示すように短絡スイッチS1がオフの励磁周期Ta1,Ta2と短絡スイッチS1がオンの励磁周期Ta3,Ta4の合計4周期からなり、後半の無励磁期間Tbは、前記励磁期間Taと同一の長さで、励磁期間Taと同様に短絡スイッチS1がオフの周期Tb1とTb2及び短絡スイッチS1がオンの周期Tb3とTb4の合計4周期からなる。
【0084】
そして、全体としては、励磁期間Taと無励磁期間Tbで計測動作の1周期を構成している。
図6−Bが磁界に対する流量信号で、図6−Cの実線が短絡スイッチS1のオフ・オンに伴って発生する「直流オフセット電圧の変動」を示す波形で、期間Taの間の破線が流量信号が重畳した様子を示す波形であり、図6−A,B,Cはそれぞれ図2−A,B,Cと対応し、同一波形である。
【0085】
図6−Dは図6−Bに示す入力に対する図5のオフセット回路5の出力波形を示し、図2−Dに対応するが、図6−Dでは入力信号が零からスタートした場合のオフセット補償回路の特性のため、期間Ta1の前半周期では出力の値が期間Ta2の1/2になっている。
【0086】
また、期間Ta3の前半周期でも、出力の値が期間Ta4の出力値より大きく、期間Tb1の前半周期では入力が零であるにもかかわらず期間Ta4の1/2の値の出力が生じている。
【0087】
この理由は先に図13に基づいて説明した通りである。
短絡スイッチS1のオフとオンの期間には各々励磁期間のTa1とTa2及びTa3とTa4が存在し、無励磁期間のTbでも、Tb1とTb2及びTb3とTb4の各2周期ずつが存在するため、期間Ta1,Ta3,Tb1,Tb3の前半周期では理想的な出力波形と異なっても、各々の2周期目のTa2,Ta4,Tb2,Tb4では理想どおりの出力となる。
【0088】
図7−Eは図6−Cを入力とした場合のオフセット補償回路5の出力波形を示すもので、実線は「直流オフセット電圧の変動」だけの場合、破線は流量信号電圧が重畳した場合で、この点も図2,図3の場合と同様である。
【0089】
図7−Fが、図5のサンプリング回路6で図6−Dの流量出力を図7に示すスイッチS4とS3のタイミングでサンプリングした波形を表す。
この場合も図2〜4の場合と同様であるが、短絡スイッチS1がオフ・オンした直後の1周期目を避けて2周期目のTa2とTa4をサンプリングしていて、期間Ta2におけるサンプリング値がEs1 、期間Ta4におけるサンプリング値がEs2 である。
【0090】
図7−Gも同様にスイッチS3とS4のタイミングで図7−Eの実線の「直流オフセット電圧の変動」に対する出力だけをサンプリングした波形で、期間Ta2ではEDc1が、期間Ta4ではEDc2がサンプリング値である。
【0091】
無励磁期間Tbでも、短絡スイッチS1がオフ・オンした直後の1周期目を避けていて、期間Tb2とTb4におけるサンプリング値は期間Ta2とTa4におけるサンプリング値と同じ値のEDc1とEDc2になる。
【0092】
図5の実施例では、図7−F及び図7−Gの斜線部で示すホールド値Es1 ,Es2 及びEDc1とEDc2をA/D変換コントロール信号P10のタイミングでA/D変換回路10を動作させて、A/D変換された値をMPU9に取り入れている。
【0093】
MPU9の内部では次の演算が行われる。
Vo1 =(Es1 +EDc1)−EDc1=Es1
Vo2 =(Es2 +EDc2)−EDc2=Es2
上式で、Es1 +EDc1は期間Ta2における出力、EDc1は期間Tb2における出力である。また、Es2 +EDc2は期間Ta4における出力、EDc2は期間Tb4における出力である。
【0094】
上式のVo1 が流量に比例した出力信号であり、Vo2 は短絡スイッチS1がオンの状態でプリアンプA1が低入力インピーダンス時に測定した値であり、流体の導電率を演算するための情報となり、MPU9でVo1 との比率関係から流体の導電率を計算する。
図5〜7の実施例では、S1をオン・オフした後の1周期を捨て、2周期目を信号としてサンプリングしているため、図10−Bで示したように段差δ2と次のδ2′が完全に一致しなくとも計測に影響しない。
【0095】
【発明の効果】
本発明の電磁流量計は上述のように構成されているので、短絡スイッチ(S1)のオフ・オンに伴う「直流オフセット電圧の変動」の大きさが電極付着物などの影響で変化しても、正しく流体の導電率を計測できる。
【0096】
また、流体の導電率の変化が流量計測に及ぼす影響を補正する精度を向上できる。
また短絡スイッチS1をオン・オフした後の1周期を捨て、2周期目を信号としてサンプリングすることにより、図10−Bで示したように段差δ2と次のδ2′が完全に一致しなくても計測に影響しない。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の好ましい実施形態の電気回路図である。
【図2】図1の実施形態の電気信号の波形とタイミング図である。
【図3】図1の実施形態の電気信号の波形とタイミング図である。
【図4】図1の実施形態の電気信号の波形とタイミング図である。
【図5】本発明の他の実施例である。
【図6】図5の実施例の電気信号の波形とタイミング図である
【図7】図5の実施例の電気信号の波形とタイミング図である。
【図8】従来技術の電気回路図である。
【図9】図8の従来技術の電気信号の波形とタイミング図である。
【図10】図8の従来技術の電気信号の波形とタイミング図である。
【図11】図8の従来技術の電気信号の波形の経時変化を説明する図である。
【図12】図8の従来技術の電気信号の波形とタイミング図である。
【図13】図1の電気回路の電気信号の波形とタイミング図である。
【符号の説明】
1 流管
2a,2b 電極
2c アース電極
5 オフセット補償回路
A1 プリアンプ
δ1 短絡スイッチ
Rs1 ,Rs2 短絡抵抗
Claims (2)
- 二つの電極(2a)(2b)とアース電極(2c)との間にオフ・オンする短絡スイッチ(S1)を設け、この短絡スイッチ(S1)をオフにしてプリアンプ(A1)を高入力インピーダンス状態で作動させたときの出力を流量信号とすると共に、前記短絡スイッチ(S1)をオンにしてプリアンプ(A1)を低入力インピーダンス状態で作動させた出力と前記高入力インピーダンス状態での出力の比率に基づいて流体の導電率を演算して求める電磁流量計において、
励磁状態で短絡スイッチ(S1)がオフの時とオンの時の出力を求めた後、
無励磁状態で前記励磁状態と同様に短絡スイッチ(S1)がオフの時とオンの時の出力を求め、
前記励磁状態での出力から無励磁状態での出力を引き算して、
短絡スイッチ(S1)がオフ・オンすることに伴って発生する「直流オフセット電圧の変動」の影響を除去することを特徴とする電磁流量計。 - 短絡スイッチS1をオン・オフした後の1周期を捨て、2周期目を信号としてサンプリングすることを特徴とする請求項1記載の電磁流量計。
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