JPH0216974B2 - - Google Patents
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- JPH0216974B2 JPH0216974B2 JP57171879A JP17187982A JPH0216974B2 JP H0216974 B2 JPH0216974 B2 JP H0216974B2 JP 57171879 A JP57171879 A JP 57171879A JP 17187982 A JP17187982 A JP 17187982A JP H0216974 B2 JPH0216974 B2 JP H0216974B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/56—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects
- G01F1/58—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects by electromagnetic flowmeters
- G01F1/60—Circuits therefor
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Fluid Mechanics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Volume Flow (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は矩形波又は台形波の励磁方式をとつた
電磁流量計に係り、特に励磁周波数とサンプリン
グ時間とを改良した電磁流量計に関する。
電磁流量計に係り、特に励磁周波数とサンプリン
グ時間とを改良した電磁流量計に関する。
第1図は従来の方形波励磁電磁流量計の構成で
あつて、これは流量計本体1と、この流量計本体
1から出力される流量信号に比例したパルス幅の
パルスに変換するパルス幅変換回路10と、この
回路10から出力されたパルスを平滑化して直流
アナログ信号に変換するパルス幅−電圧変換回路
30とからなつている。この流量計本体1は、流
体の流通する導管2と、励磁コイル3と、流体の
流れ方向および磁束に直交するように対向配置さ
れた一対の電極4,4とを有し、励磁コイル3は
タイミング制御回路11からのスイツチ制御信号
(第2図a)によつて切換えられるスイツチ12
を介して2つの定電流源13,14が交互に与え
られ、これにより第2図bのように方形波の定電
流によつて励磁される。この状態において導管2
内に導電性流体が流れれば、一対の電極4,4間
には磁界の強さおよび流速に比例した起電力が発
生する。そこで、この起電力を一対の電極4,4
で取り出し、交流増幅器15で適当な電圧値迄増
幅(第2図c)された後、タイミング制御回路1
1で制御されるスイツチ16により、デユアルス
ロープ方式のパルス幅変換回路10に取込む。ス
イツチ17は、磁束が安定したタイミング即ち磁
束の方向が切替わる直前に商用電源周波数の一周
期にタイミング制御回路11からの信号(第2図
d)によつてオンとなり、増幅された起電力をサ
ンプリングする。このようにサンプリングするこ
とにより、云わゆる直角位相雑音を含まない流量
信号を得ることができかつ商用電源の一周期を抵
抗18,19、コンデンサ20およびオペアンプ
21よりなる積分回路でサンプリング積分するこ
とにより、商用電源雑音の除去された第2図eの
ような積分出力を得る。更に、この積分出力が最
大値から零に達したときに“1”から“0”の論
理信号に変化するコンパレータ22の出力でフリ
ツプフロツプ23をリセツトし、かつタイミング
制御回路11のオン・オフタイミング信号でフリ
ツプ・フロツプ23をセツトとすることにより、
流量計本体1から出力する流量信号に比例するパ
ルス幅のパルス信号(第2図f)を出力する。2
4は基準電源、25はフリツプ・フロツプ23の
Qの出力でオン・オフするスイツチである。そし
て、このフリツプ・フロツプ23から出力された
パルス信号は発光素子31および受光素子32で
絶縁されてパルス幅−電圧変換回路30に送ら
れ、スイツチ33をン・オフ制御する。このオ
ン・オフ制御により、基準電源34がパルス化さ
れ、このパルスを抵抗35、コンデンサ36およ
びオペアンプ37よりなる平滑化回路で、38は
出力回路であり、例えば4〜20mA・DCの直流
アナログ信号に変換して出力するものである。な
お、回路21,22,24,31のアース点と3
4,37のアース点は異なつた部分に行なうもの
とする。
あつて、これは流量計本体1と、この流量計本体
1から出力される流量信号に比例したパルス幅の
パルスに変換するパルス幅変換回路10と、この
回路10から出力されたパルスを平滑化して直流
アナログ信号に変換するパルス幅−電圧変換回路
30とからなつている。この流量計本体1は、流
体の流通する導管2と、励磁コイル3と、流体の
流れ方向および磁束に直交するように対向配置さ
れた一対の電極4,4とを有し、励磁コイル3は
タイミング制御回路11からのスイツチ制御信号
(第2図a)によつて切換えられるスイツチ12
を介して2つの定電流源13,14が交互に与え
られ、これにより第2図bのように方形波の定電
流によつて励磁される。この状態において導管2
内に導電性流体が流れれば、一対の電極4,4間
には磁界の強さおよび流速に比例した起電力が発
生する。そこで、この起電力を一対の電極4,4
で取り出し、交流増幅器15で適当な電圧値迄増
幅(第2図c)された後、タイミング制御回路1
1で制御されるスイツチ16により、デユアルス
ロープ方式のパルス幅変換回路10に取込む。ス
イツチ17は、磁束が安定したタイミング即ち磁
束の方向が切替わる直前に商用電源周波数の一周
期にタイミング制御回路11からの信号(第2図
d)によつてオンとなり、増幅された起電力をサ
ンプリングする。このようにサンプリングするこ
とにより、云わゆる直角位相雑音を含まない流量
信号を得ることができかつ商用電源の一周期を抵
抗18,19、コンデンサ20およびオペアンプ
21よりなる積分回路でサンプリング積分するこ
とにより、商用電源雑音の除去された第2図eの
ような積分出力を得る。更に、この積分出力が最
大値から零に達したときに“1”から“0”の論
理信号に変化するコンパレータ22の出力でフリ
ツプフロツプ23をリセツトし、かつタイミング
制御回路11のオン・オフタイミング信号でフリ
ツプ・フロツプ23をセツトとすることにより、
流量計本体1から出力する流量信号に比例するパ
ルス幅のパルス信号(第2図f)を出力する。2
4は基準電源、25はフリツプ・フロツプ23の
Qの出力でオン・オフするスイツチである。そし
て、このフリツプ・フロツプ23から出力された
パルス信号は発光素子31および受光素子32で
絶縁されてパルス幅−電圧変換回路30に送ら
れ、スイツチ33をン・オフ制御する。このオ
ン・オフ制御により、基準電源34がパルス化さ
れ、このパルスを抵抗35、コンデンサ36およ
びオペアンプ37よりなる平滑化回路で、38は
出力回路であり、例えば4〜20mA・DCの直流
アナログ信号に変換して出力するものである。な
お、回路21,22,24,31のアース点と3
4,37のアース点は異なつた部分に行なうもの
とする。
第3図は各種のスイツチ12,16,17等を
制御する従来のタイミング制御回路11の構成図
である。この回路11は、商用電源111から出
力される第4図gのような商用電源周波数をバツ
フア回路112を介して第4図hのようなパルス
ス信号とした後、D形フリツプ・フロツプ113
〜115で分周してスイツチ12,16を制御す
る信号(第4図k)を得、更にフリツプ・フロツ
プ113,114の端子の出力(第4図i,
j)をアンドゲート114でアンドしてスイツチ
17を制御する信号lを得ている。第3図の回路
では、励磁半周期の極性切替え直前で商用電源一
周期だけオンするパルスが容易に得られる。
制御する従来のタイミング制御回路11の構成図
である。この回路11は、商用電源111から出
力される第4図gのような商用電源周波数をバツ
フア回路112を介して第4図hのようなパルス
ス信号とした後、D形フリツプ・フロツプ113
〜115で分周してスイツチ12,16を制御す
る信号(第4図k)を得、更にフリツプ・フロツ
プ113,114の端子の出力(第4図i,
j)をアンドゲート114でアンドしてスイツチ
17を制御する信号lを得ている。第3図の回路
では、励磁半周期の極性切替え直前で商用電源一
周期だけオンするパルスが容易に得られる。
しかし、第3図の回路のタイミングは、その流
量信号をサンプリングする迄の時間が周波数50Hz
或いは60Hzの場合では異なることとなる。これは
厳密に極性反転の過渡応答の影響(流量計本体1
の磁束の遅れ、変換回路10,30の遅れ等)を
考慮すると、励磁電流が一定であるとはいえ、得
られる出力は流量計が同一でも微妙に異なつて来
ることがわかる。その状態を図5に示す。
量信号をサンプリングする迄の時間が周波数50Hz
或いは60Hzの場合では異なることとなる。これは
厳密に極性反転の過渡応答の影響(流量計本体1
の磁束の遅れ、変換回路10,30の遅れ等)を
考慮すると、励磁電流が一定であるとはいえ、得
られる出力は流量計が同一でも微妙に異なつて来
ることがわかる。その状態を図5に示す。
第5図イは磁束の遅れ、回路の遅れを考慮した
信号を示す曲線であり、ロは60Hzの場合の励磁電
流を示す波形、ハは50Hzの場合の励磁電流を示す
波形である。また、横線ニで影をつけた部分は、
60Hzの場合、斜線ホで影をつけた部分は50Hzの場
合のサンプリングするタイミングを示したもので
ある。励磁電流が同一でも50Hzと60Hzでは高
さが異なること、つまり信号の大きさが異なるこ
とを示している。このことは、高精度で使用する
場合には50Hzと60Hzとでは、変換回路10の増幅
度または励磁電流の大きさを変えなくてはならな
いことを示す。実際には変換回路10の互換性の
ため、各変換回路間で増幅度を一定としているた
め50Hzと60Hzでは励磁電流の大きさを変えるとい
うことが行われている。これを避けるには、流量
計本体1の磁束の立ち上がり(応答性)、回路1
0の応答性を速くすればよいのだが、磁束の立ち
上がりを速くするには流量計本体1を渦電流が流
れにくい構造にしたり、励磁回路、定電流源1
3,14の回路電圧を高くすることが考えられ
る。しかし、このことは流量計本体1の構造を複
雑に、かつコスト高にしたり、励磁回路を大型化
させてしまう。
信号を示す曲線であり、ロは60Hzの場合の励磁電
流を示す波形、ハは50Hzの場合の励磁電流を示す
波形である。また、横線ニで影をつけた部分は、
60Hzの場合、斜線ホで影をつけた部分は50Hzの場
合のサンプリングするタイミングを示したもので
ある。励磁電流が同一でも50Hzと60Hzでは高
さが異なること、つまり信号の大きさが異なるこ
とを示している。このことは、高精度で使用する
場合には50Hzと60Hzとでは、変換回路10の増幅
度または励磁電流の大きさを変えなくてはならな
いことを示す。実際には変換回路10の互換性の
ため、各変換回路間で増幅度を一定としているた
め50Hzと60Hzでは励磁電流の大きさを変えるとい
うことが行われている。これを避けるには、流量
計本体1の磁束の立ち上がり(応答性)、回路1
0の応答性を速くすればよいのだが、磁束の立ち
上がりを速くするには流量計本体1を渦電流が流
れにくい構造にしたり、励磁回路、定電流源1
3,14の回路電圧を高くすることが考えられ
る。しかし、このことは流量計本体1の構造を複
雑に、かつコスト高にしたり、励磁回路を大型化
させてしまう。
また、回路の応答性を速くすることは、回路1
0の帯域を広げることとなり、電極4,4間に発
生する起電力が微弱なことを考えあわせるS/N
比を低下させ得策ではない。また、スイツチ17
がオンしている時間を100msecとすることによ
り、50Hzでも60Hzでも雑音が除去でき、励磁周波
数を固定する方法も考えられるが、この方法では
励磁周波数がかなり低くなり、電磁流量計の応答
が遅くなるという大きな欠点をもつ。
0の帯域を広げることとなり、電極4,4間に発
生する起電力が微弱なことを考えあわせるS/N
比を低下させ得策ではない。また、スイツチ17
がオンしている時間を100msecとすることによ
り、50Hzでも60Hzでも雑音が除去でき、励磁周波
数を固定する方法も考えられるが、この方法では
励磁周波数がかなり低くなり、電磁流量計の応答
が遅くなるという大きな欠点をもつ。
本発明は上記実情にかんがみてなされたもの
で、従来の励磁周波数よりも低下させないで共通
の励磁周波数とし、50Hzと60Hzとでは励磁電流が
異なるという欠点を除去した電磁流量計を提供す
ることにある。
で、従来の励磁周波数よりも低下させないで共通
の励磁周波数とし、50Hzと60Hzとでは励磁電流が
異なるという欠点を除去した電磁流量計を提供す
ることにある。
商用電源周波数の偶数分の1の周波数の方形波
の励磁電流を励磁コイルに供給する励磁回路と、
導電性流体に誘起された電圧を検出する一対電極
と、前記励磁電流が定常値になるタイミングで、
前記一対の電極から取り出される誘起電圧をサン
プリングする回路からなる方形波励磁方式の電磁
流量計において、方形波励磁電流の励磁周波数を
50Hzの偶数分の1とし、サンプリングする時間を
1/60秒とし、または励磁周波数を60Hzの偶数分の
1とし、サンプリングする時間を1/50秒としたタ
イミング制御回路を備えた電磁流量計である。
の励磁電流を励磁コイルに供給する励磁回路と、
導電性流体に誘起された電圧を検出する一対電極
と、前記励磁電流が定常値になるタイミングで、
前記一対の電極から取り出される誘起電圧をサン
プリングする回路からなる方形波励磁方式の電磁
流量計において、方形波励磁電流の励磁周波数を
50Hzの偶数分の1とし、サンプリングする時間を
1/60秒とし、または励磁周波数を60Hzの偶数分の
1とし、サンプリングする時間を1/50秒としたタ
イミング制御回路を備えた電磁流量計である。
次に、本発明の一実施例について第6図ないし
第10図を参照して説明する。なお、第6図はタ
イミング制御回路40の概念図、第7図はその回
路40から出力するスイツチ制御信号のタイミン
グ図、第8図は本発明の要部となるタイミング制
御回路40の具体的構成を示す図、第9図および
第10図は雑音除去の説明をする波形図である。
なお、電磁流量計全体の構成は第1図と同じであ
るので、ここではその構成の説明は省略する。先
ず、第6図に示すタイミング制御回路40におい
てmは第1図に示すスイツチ12,16をオン・
オフ制御するスイツチ制御信号であり、nはスイ
ツチ17をオン・オフ制御するスイツチ制御信号
である。このタイミング制御回路40は、スイツ
チ制御信号mが商用電源周波数50Hzの偶数分の1
の周波数であるならば、nはサンプリングする時
間を1/60secとしたパルスを出力する。これは、
スイツチ制御信号mが60Hzの偶数分の1の周波数
のときには、nによるサンプリング時間は1/50
secでもよい。
第10図を参照して説明する。なお、第6図はタ
イミング制御回路40の概念図、第7図はその回
路40から出力するスイツチ制御信号のタイミン
グ図、第8図は本発明の要部となるタイミング制
御回路40の具体的構成を示す図、第9図および
第10図は雑音除去の説明をする波形図である。
なお、電磁流量計全体の構成は第1図と同じであ
るので、ここではその構成の説明は省略する。先
ず、第6図に示すタイミング制御回路40におい
てmは第1図に示すスイツチ12,16をオン・
オフ制御するスイツチ制御信号であり、nはスイ
ツチ17をオン・オフ制御するスイツチ制御信号
である。このタイミング制御回路40は、スイツ
チ制御信号mが商用電源周波数50Hzの偶数分の1
の周波数であるならば、nはサンプリングする時
間を1/60secとしたパルスを出力する。これは、
スイツチ制御信号mが60Hzの偶数分の1の周波数
のときには、nによるサンプリング時間は1/50
secでもよい。
次に、第8図はスイツチ制御信号nが1/60sec
のタイミング時間で、かつスイツチ制御信号mが
50Hzの偶数分の1の周波数の場合の具体的なタイ
ミング制御回路40である。同図において信号発
振器41は、例えば水晶振動子等から発振される
パルス周波数を分周して300Hzのパルス信号を出
力するフリーランの発振器であり、この信号発振
器41からのパルス信号はポジテイブ・トリガの
D型フリツプ・フロツプ42a〜42cおよび
JK形フリツプ・フロツプ43a,43bからな
る分周回路44で24分周する。JK形フリツプ・
フロツプ43a,43bのK端子はVDD(Hレベ
ル)に接続されている。従つて、以上のような分
周回路44で300Hzのパルス信号を分周すれば、3
00/24=50/4となる。各フリツプ・フロツプ42
a〜42c,43a,43bの出力はインバータ
44a,44b、NORゲート45a〜45gに
より、300Hzが5周期分即ち、1/60secだけオンと
なるスイツチ制御信号nを得る。さらに、スイツ
チ制御信号nはD形フリツプ・フロツプ46で1/
2分周されてスイツチ制御信号mとなる。このD
形フリツプ・フロツプ46は、ポジイテイブ・エ
ツジトリガなので、インバータ47で反転し、同
フリツプ・フロツプ46のクロツクとして入力す
る。
のタイミング時間で、かつスイツチ制御信号mが
50Hzの偶数分の1の周波数の場合の具体的なタイ
ミング制御回路40である。同図において信号発
振器41は、例えば水晶振動子等から発振される
パルス周波数を分周して300Hzのパルス信号を出
力するフリーランの発振器であり、この信号発振
器41からのパルス信号はポジテイブ・トリガの
D型フリツプ・フロツプ42a〜42cおよび
JK形フリツプ・フロツプ43a,43bからな
る分周回路44で24分周する。JK形フリツプ・
フロツプ43a,43bのK端子はVDD(Hレベ
ル)に接続されている。従つて、以上のような分
周回路44で300Hzのパルス信号を分周すれば、3
00/24=50/4となる。各フリツプ・フロツプ42
a〜42c,43a,43bの出力はインバータ
44a,44b、NORゲート45a〜45gに
より、300Hzが5周期分即ち、1/60secだけオンと
なるスイツチ制御信号nを得る。さらに、スイツ
チ制御信号nはD形フリツプ・フロツプ46で1/
2分周されてスイツチ制御信号mとなる。このD
形フリツプ・フロツプ46は、ポジイテイブ・エ
ツジトリガなので、インバータ47で反転し、同
フリツプ・フロツプ46のクロツクとして入力す
る。
次に、以上のようなタイミング制御回路4を使
用した場合の電磁流量計の作用を説明する。今、
タイミング制御回路40からスイツチ制御信号
n,mが出力されるが、特にnはスイツチ17、
mはスイツチ12,16の制御に用いられる。し
かして、スイツチ制御信号mによつて定電流源1
3が選択されたとき、交流増幅器15の出力端に
負電圧が表われるものとすると、このとき同時に
スイツチ16がオンして交流増幅器15の出力C
をサンプルする。スイツチ12により、定電流源
14を選択したときは、交流増幅器15の出力C
は正電圧、反転増幅器26の出力は負電圧とな
り、スイツチ16は反転増幅器26の出力に接続
されるものとする。即ちスイツチ17には常に負
電圧が加わるようスイツチ16は選択される。
用した場合の電磁流量計の作用を説明する。今、
タイミング制御回路40からスイツチ制御信号
n,mが出力されるが、特にnはスイツチ17、
mはスイツチ12,16の制御に用いられる。し
かして、スイツチ制御信号mによつて定電流源1
3が選択されたとき、交流増幅器15の出力端に
負電圧が表われるものとすると、このとき同時に
スイツチ16がオンして交流増幅器15の出力C
をサンプルする。スイツチ12により、定電流源
14を選択したときは、交流増幅器15の出力C
は正電圧、反転増幅器26の出力は負電圧とな
り、スイツチ16は反転増幅器26の出力に接続
されるものとする。即ちスイツチ17には常に負
電圧が加わるようスイツチ16は選択される。
今、本タイミング制御回路40を採用した電磁
流量計が商用電源周波数が60Hz地区で使用され、
60Hzの誘導雑音が流量信号に混入したとする。こ
の場合、スイツチ17のオン時間は1/60secなの
で一周期積分されることとなり、第9図に示すよ
うに誘導雑音には信号は全く影響を受けないこと
がわかる。第9図c′は雑音が重畳した信号波形、
dはnと等しい、e′は雑音が重畳したときのeの
出力であつて雑音重畳しない場合と積分終了時の
電圧は等しい。
流量計が商用電源周波数が60Hz地区で使用され、
60Hzの誘導雑音が流量信号に混入したとする。こ
の場合、スイツチ17のオン時間は1/60secなの
で一周期積分されることとなり、第9図に示すよ
うに誘導雑音には信号は全く影響を受けないこと
がわかる。第9図c′は雑音が重畳した信号波形、
dはnと等しい、e′は雑音が重畳したときのeの
出力であつて雑音重畳しない場合と積分終了時の
電圧は等しい。
次に、50Hz地区で使用され、同様に誘導雑音が
重畳したときの雑音除去の機能は第10図に示す
通りである。f,f′で示される出力パルスの幅は
サンプリング(積分)したときのeおよびe″の電
圧に比例するから、以後、e″のサンプリング後の
電圧値をもつて説明する。cの電圧が正極性のと
き、スイツチ16によつて反転出力が選択される
ので、信号に与える雑音の影響ΔN+は、 ΔN+=−k∫ts 0−sin(100πt+θ)dθ ………(1) となる。ここで、tsはサンプリング時間(=1/60
s)、kは定数、kの前の−符号は積分すること
によるものであり、sin(100πt+θ)の前の−符
号は反転出力が選択されたことによるものであ
る。θはt=0における雑音の位相である。そこ
で、(1)式を整理すると、 ΔN+=2k/100π〔sin(50πts+θ)sin50πts〕 ………(2) となる。
重畳したときの雑音除去の機能は第10図に示す
通りである。f,f′で示される出力パルスの幅は
サンプリング(積分)したときのeおよびe″の電
圧に比例するから、以後、e″のサンプリング後の
電圧値をもつて説明する。cの電圧が正極性のと
き、スイツチ16によつて反転出力が選択される
ので、信号に与える雑音の影響ΔN+は、 ΔN+=−k∫ts 0−sin(100πt+θ)dθ ………(1) となる。ここで、tsはサンプリング時間(=1/60
s)、kは定数、kの前の−符号は積分すること
によるものであり、sin(100πt+θ)の前の−符
号は反転出力が選択されたことによるものであ
る。θはt=0における雑音の位相である。そこ
で、(1)式を整理すると、 ΔN+=2k/100π〔sin(50πts+θ)sin50πts〕 ………(2) となる。
また、cの電圧が負極性のとき、信号に与える
雑音の影響ΔN-は同様に ΔN-=−k∫0.08+ts 0.08sin(100πt+θ)dt =−2k/100sin(50πts+θ)sin50πts ………(3) となる。ΔN+、ΔN-は積分するときの位相のず
れによつて信号に+、−又は−、+の影響を与える
が、絶縁後のパルス幅を電圧値に戻す回路のスム
ージングコンデンサ36で平滑平均化されるの
で、 ΔN++ΔN-=0 ………(4) となり、雑音の影響は除去される。
雑音の影響ΔN-は同様に ΔN-=−k∫0.08+ts 0.08sin(100πt+θ)dt =−2k/100sin(50πts+θ)sin50πts ………(3) となる。ΔN+、ΔN-は積分するときの位相のず
れによつて信号に+、−又は−、+の影響を与える
が、絶縁後のパルス幅を電圧値に戻す回路のスム
ージングコンデンサ36で平滑平均化されるの
で、 ΔN++ΔN-=0 ………(4) となり、雑音の影響は除去される。
次に、第11図にてタイミング制御回路40の
他の例を説明する。これは、パラレレイン/シリ
アルアウト又はシリアルイン/シリアルアウトの
8ビツトシフトレジスタ(例えば東芝C2MOS
TC4021BP)51と18ビツトのシフトレジスタ
(同TC4006BP)52を使用したタイミング制御
回路である。本回路は、全体を24ビツトのシフト
レジスタとし、最初にイニシヤライズ回路53に
より、b1〜b5をHレレベル、他をLレベルにセツ
トし、信号発振器41により1/300secごとに右へ
シフトさせ、b24をスイツチ制御信号nとしてと
りだすものである。この信号nはHレベルになつ
て1/300×5=1/60sec経過すると立ち上がるの
で、これをシリアルイン/パラレルインコントロ
ール回路54で検出しパラレルインとし、再びb1
〜b5をHレベルとすることにより、サンプリング
時間1/60s、周期80msのパルスが得られる。本
回路はシフトレジスタ51のP16をHレベルに
接続し全20ビツトの構成とすれば、サンプリング
時間1/50s、周期66.66…msのパルスが容易に
得られる。
他の例を説明する。これは、パラレレイン/シリ
アルアウト又はシリアルイン/シリアルアウトの
8ビツトシフトレジスタ(例えば東芝C2MOS
TC4021BP)51と18ビツトのシフトレジスタ
(同TC4006BP)52を使用したタイミング制御
回路である。本回路は、全体を24ビツトのシフト
レジスタとし、最初にイニシヤライズ回路53に
より、b1〜b5をHレレベル、他をLレベルにセツ
トし、信号発振器41により1/300secごとに右へ
シフトさせ、b24をスイツチ制御信号nとしてと
りだすものである。この信号nはHレベルになつ
て1/300×5=1/60sec経過すると立ち上がるの
で、これをシリアルイン/パラレルインコントロ
ール回路54で検出しパラレルインとし、再びb1
〜b5をHレベルとすることにより、サンプリング
時間1/60s、周期80msのパルスが得られる。本
回路はシフトレジスタ51のP16をHレベルに
接続し全20ビツトの構成とすれば、サンプリング
時間1/50s、周期66.66…msのパルスが容易に
得られる。
次に、第12図はフエーズロツクドループ回路
60を用いて信号発振器41を構成した例であ
る。即ち、この発振器41は、商用電源61の出
力をコンパレータ62で比較することにより、電
源周波数に同期したパルスを得るとともに、この
電源周波数に同期させてフエーズロツクドループ
回路60で発振させて300Hzを得るものである。
601はフエーズコンパレータ、602は電圧制
御発振器、603は分周回路であつて切換スイツ
チ604により1/5又は1/6分周に切換え設定され
る。このようにフエーズロツクドループ回路60
を用いれば、通常電源周波数が比較的安定してい
るので、更に雑音除去を完全に行うことができ
る。
60を用いて信号発振器41を構成した例であ
る。即ち、この発振器41は、商用電源61の出
力をコンパレータ62で比較することにより、電
源周波数に同期したパルスを得るとともに、この
電源周波数に同期させてフエーズロツクドループ
回路60で発振させて300Hzを得るものである。
601はフエーズコンパレータ、602は電圧制
御発振器、603は分周回路であつて切換スイツ
チ604により1/5又は1/6分周に切換え設定され
る。このようにフエーズロツクドループ回路60
を用いれば、通常電源周波数が比較的安定してい
るので、更に雑音除去を完全に行うことができ
る。
従つて、以上のようなタイミング制御回路を用
いた本発明の電磁流量計によれば、励磁周波数が
固定であつても従来方式と同様に50Hz、60Hzの電
源誘導雑音を除去できるので、50Hz地区と60Hz地
区とを区別する必要がなくなる。更に、従来は50
Hzと60Hzの差が小さくなるよう設計されていた
が、固定励磁周波数となるとさほどその必要性が
なくなり、流量計本体の応答性の向上や変換回路
の広帯域が従来ほど必要がなくなるので、流量計
本体のコスト低減および変換回路の狭帯域化によ
るS/N比の向上などが期待できる。
いた本発明の電磁流量計によれば、励磁周波数が
固定であつても従来方式と同様に50Hz、60Hzの電
源誘導雑音を除去できるので、50Hz地区と60Hz地
区とを区別する必要がなくなる。更に、従来は50
Hzと60Hzの差が小さくなるよう設計されていた
が、固定励磁周波数となるとさほどその必要性が
なくなり、流量計本体の応答性の向上や変換回路
の広帯域が従来ほど必要がなくなるので、流量計
本体のコスト低減および変換回路の狭帯域化によ
るS/N比の向上などが期待できる。
なお、サンプリング時間1/60s、励磁周波数5
0/8Hzの場合しか説明していないが、サンプリン
グ時間1/60s、励磁周波数50/2q(q:整数)の
場合でも、サンプリング時間1/50s、励磁周波数
60/2qの場合でも同様に50/60Hzの雑音が除去で
きるものである。
0/8Hzの場合しか説明していないが、サンプリン
グ時間1/60s、励磁周波数50/2q(q:整数)の
場合でも、サンプリング時間1/50s、励磁周波数
60/2qの場合でも同様に50/60Hzの雑音が除去で
きるものである。
第1図は従来の方形波励磁方式の電磁流量計の
構成図、第2図は第1図の電磁流量計の各部の信
号波形図、第3図は第1図のタイミング制御回路
の具体的構成図、第4図は第3図の各部の信号波
形図、第5図は従来の電磁流量計における50Hzと
60Hzとの差による欠点を説明する図、第6図ない
し第8図は本発明の電磁流量計に適用するタイミ
ング制御回路を説明するためのもので、第6図は
タイミング制御回路の概念図、第7図は第6図か
ら出力するスイツチ制御信号の波形図、第8図は
本発明の要部であるタイミング制御回路の構成
図、第9図および第10図は60Hzおよび50Hzの場
合の雑音除去の状態を示す図、第11図はタイミ
ング制御回路の他の構成例を示す図、第12図は
タイミング制御回路に用いる信号発振器の他の構
成例を示す図である。 1……流量計本体、3……励磁コイル、4……
電極、10……パルス幅変換回路、12,16,
17……スイツチ、13,14……定電流源、1
5……交流増幅器、30……パルス幅/電圧変換
回路、40……タイミング制御回路、41……信
号発振器、44……分周回路、46……フリツ
プ・フロツプ、51,52……シフトレジスタ、
53……イニシヤライズ回路、54……シリアル
イン/パラレルイン・コントロール回路、60…
…フエーズロツクドループ回路、61……商用電
源、62……コンパレータ。
構成図、第2図は第1図の電磁流量計の各部の信
号波形図、第3図は第1図のタイミング制御回路
の具体的構成図、第4図は第3図の各部の信号波
形図、第5図は従来の電磁流量計における50Hzと
60Hzとの差による欠点を説明する図、第6図ない
し第8図は本発明の電磁流量計に適用するタイミ
ング制御回路を説明するためのもので、第6図は
タイミング制御回路の概念図、第7図は第6図か
ら出力するスイツチ制御信号の波形図、第8図は
本発明の要部であるタイミング制御回路の構成
図、第9図および第10図は60Hzおよび50Hzの場
合の雑音除去の状態を示す図、第11図はタイミ
ング制御回路の他の構成例を示す図、第12図は
タイミング制御回路に用いる信号発振器の他の構
成例を示す図である。 1……流量計本体、3……励磁コイル、4……
電極、10……パルス幅変換回路、12,16,
17……スイツチ、13,14……定電流源、1
5……交流増幅器、30……パルス幅/電圧変換
回路、40……タイミング制御回路、41……信
号発振器、44……分周回路、46……フリツ
プ・フロツプ、51,52……シフトレジスタ、
53……イニシヤライズ回路、54……シリアル
イン/パラレルイン・コントロール回路、60…
…フエーズロツクドループ回路、61……商用電
源、62……コンパレータ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 励磁電流を励磁コイルに与えることによつて
導電性流体に誘起される電圧を電極で取出す流量
計検出器と、この検出器から出力された信号をそ
の安定領域でサンプリングし、流量信号に比例す
る信号を得る電磁流量計において、第1の制御信
号が前記励磁電流の周波数を50Hzの偶数分の1の
周波数としたとき、第2の制御信号が前記サンプ
リングの時間を1/60秒とし、第1の制御信号が前
記励磁電流の周波数を60Hzの偶数分の1の周波数
としたとき、第2の制御信号が前記サンプリング
の時間を1/50秒とする第1、第2の制御信号を出
力するタイミング制御回路を備えた電磁流量計。 2 第1のスイツチを制御して方形波の励磁電流
を得、この励磁電流を励磁コイルに与えることに
よつて導電性流体に誘起される電圧を一対の電極
で流量信号として取出す流量計本体と、この流量
計本体から出力された流量信号を第2のスイツチ
を制御して取込むとともに、前記励磁電流が定常
値となるタイミングで第3のスイツチを所定期間
オン制御して前記第2のスイツチによつて取込ん
だ信号をサンプリングし、前記流量信号に比例す
るパルス幅の信号に変換するパルス幅変換回路
と、前記第1ないし第3のスイツチを制御するス
イツチ制御信号を出力するタイミング制御回路と
を備えた電磁流量計において、前記タイミング制
御回路は、前記第1および第2のスイツチを制御
する第1のスイツチ制御信号が前記方形波励磁電
流の周波数50Hzの偶数分の1の周波数のとき、前
記第3のスイツチをオンとするサンプリング時間
が1/60秒になるように前記第2のスイツチ制御信
号を出力し、前記第1のスイツチ制御信号が方形
波励磁電流の周波数60Hzの偶数分の1の周波数の
とき、前記第3のスイツチをオンとするサンプリ
ング時間が1/50秒となるように第2のスイツチ制
御信号を出力するようにしたことを特徴とする電
磁流量計。 3 タイミング制御回路は、300Hzのパルス信号
を出力する信号発生部と、この信号発生部のパル
ス信号を所定の分周比で分周して第2のスイツチ
制御信号を得る第1の分周回路と、この第1の分
周回路の出力を更に分周して第1のスイツチ制御
信号を得る第2の分周回路とを備えていることを
特徴とする特許請求の範囲第2項記載の電磁流量
計。 4 タイミング制御回路は300Hzのパルス信号を
出力する信号発生部と、この信号発生部の出力
を、パラレルイン/シリアルアウト又はシリアル
イン/シリアルアウトのシフトレジスタとを用い
ていることを特徴とする特許請求の範囲第2項記
載の電磁流量計。 5 信号発生部は、フエーズロツクドループ回路
を用いて、商用電源周波数に同期させて300Hzの
パルス信号を出力するものである特許請求の範囲
第3項又は第4項に記載の電磁流量計。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57171879A JPS5960318A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 電磁流量計 |
US06/535,401 US4545257A (en) | 1982-09-30 | 1983-09-23 | Electromagnetic flow meter |
GB08326111A GB2127978B (en) | 1982-09-30 | 1983-09-29 | Electromagnetic flow meter |
DE3335587A DE3335587C2 (de) | 1982-09-30 | 1983-09-30 | Verfahren zum Messen des Durchsatzes eines Fluids |
GB868618365A GB8618365D0 (en) | 1982-09-30 | 1986-07-28 | Measuring flow of fluid |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57171879A JPS5960318A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 電磁流量計 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5960318A JPS5960318A (ja) | 1984-04-06 |
JPH0216974B2 true JPH0216974B2 (ja) | 1990-04-19 |
Family
ID=15931482
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57171879A Granted JPS5960318A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 電磁流量計 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4545257A (ja) |
JP (1) | JPS5960318A (ja) |
DE (1) | DE3335587C2 (ja) |
GB (2) | GB2127978B (ja) |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3423076A1 (de) * | 1984-06-22 | 1986-01-02 | Bopp & Reuther Gmbh, 6800 Mannheim | Magnetisch-induktives durchflussmessverfahren |
JPS6166123A (ja) * | 1984-09-07 | 1986-04-04 | Toshiba Corp | 電磁流量計変換器 |
DE3442272A1 (de) * | 1984-11-20 | 1986-05-22 | Turbo-Werk Messtechnik GmbH, 5000 Köln | Induktiver durchflussmesser |
JPS61204521A (ja) * | 1985-03-08 | 1986-09-10 | Hitachi Ltd | 電磁流量計 |
GB2183343B (en) * | 1985-11-25 | 1989-11-01 | Danfoss As | Electromagnetic flowmeters |
JPH0541380Y2 (ja) * | 1987-05-08 | 1993-10-20 | ||
US4784001A (en) * | 1987-07-13 | 1988-11-15 | Emerson Electric Co. | Magnetic flowmeter with isolation amplifier and ranging circuit therefor and method |
US5930103A (en) * | 1998-03-02 | 1999-07-27 | Motorola, Inc. | Control circuit for an electromechanical device |
US6708569B2 (en) * | 2001-07-06 | 2004-03-23 | Endress + Hauser Flowtec Ag | Method of operating an electromagnetic flowmeter |
EP1493231A2 (en) * | 2001-08-29 | 2005-01-05 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Improved frequency divider with reduced jitter and transmitter based thereon |
DE10335205A1 (de) * | 2003-07-30 | 2005-02-17 | Endress + Hauser Flowtec Ag, Reinach | Verfahren zur magnetisch-induktiven Bestimmung der Durchflußrate eines Mediums |
US7124057B2 (en) * | 2003-08-19 | 2006-10-17 | Festo Corporation | Method and apparatus for diagnosing a cyclic system |
CN103206990B (zh) * | 2013-04-15 | 2015-05-20 | 福建上润精密仪器有限公司 | 一种电容式电磁流量计 |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1445188A (en) * | 1973-12-08 | 1976-08-04 | Fischer & Porter Co | Electromagnetic flowmeters with squarewave excitation |
DE2410407C3 (de) * | 1974-03-05 | 1981-05-21 | Fa. Ludwig Krohne, 4100 Duisburg | Verfahren zur Kompensation der elektrochemischen Störgleichspannung bei der induktiven Durchflußmessung mit periodisch zwischen zwei Induktionswerten hin- und hergeschaltetem Gleichfeld |
JPS5430066A (en) * | 1977-08-10 | 1979-03-06 | Toshiba Corp | Electromagnetic flow meter |
DE2744845C3 (de) * | 1977-10-05 | 1985-08-08 | Flowtec AG, Reinach, Basel | Verfahren zur Kompensation der elektrochemischen Störgleichspannung bei der magnetisch-induktiven Durchflußmessung mit periodisch umgepoltem magnetischem Gleichfeld |
US4227408A (en) * | 1978-12-07 | 1980-10-14 | Fischer & Porter Company | Harmonic noise suppression in electromagnetic flowmeter |
US4409846A (en) * | 1979-02-08 | 1983-10-18 | Aichi Tokei Denki Co., Ltd. | Electromagnetic flow meter |
US4303980A (en) * | 1979-12-03 | 1981-12-01 | Fischer & Porter Company | Electromagnetic flowmeter system having automatically adjusted response characteristics |
-
1982
- 1982-09-30 JP JP57171879A patent/JPS5960318A/ja active Granted
-
1983
- 1983-09-23 US US06/535,401 patent/US4545257A/en not_active Expired - Lifetime
- 1983-09-29 GB GB08326111A patent/GB2127978B/en not_active Expired
- 1983-09-30 DE DE3335587A patent/DE3335587C2/de not_active Expired
-
1986
- 1986-07-28 GB GB868618365A patent/GB8618365D0/en active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5960318A (ja) | 1984-04-06 |
DE3335587C2 (de) | 1987-04-23 |
GB8326111D0 (en) | 1983-11-02 |
GB8618365D0 (en) | 1986-09-03 |
GB2127978B (en) | 1987-06-03 |
DE3335587A1 (de) | 1984-04-05 |
US4545257A (en) | 1985-10-08 |
GB2127978A (en) | 1984-04-18 |
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