JPH0216974B2 - - Google Patents
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- JPH0216974B2 JPH0216974B2 JP57171879A JP17187982A JPH0216974B2 JP H0216974 B2 JPH0216974 B2 JP H0216974B2 JP 57171879 A JP57171879 A JP 57171879A JP 17187982 A JP17187982 A JP 17187982A JP H0216974 B2 JPH0216974 B2 JP H0216974B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
- G01F1/00—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
- G01F1/56—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects
- G01F1/58—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects by electromagnetic flowmeters
- G01F1/60—Circuits therefor
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Fluid Mechanics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measuring Volume Flow (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は矩形波又は台形波の励磁方式をとつた
電磁流量計に係り、特に励磁周波数とサンプリン
グ時間とを改良した電磁流量計に関する。
電磁流量計に係り、特に励磁周波数とサンプリン
グ時間とを改良した電磁流量計に関する。
第１図は従来の方形波励磁電磁流量計の構成で
あつて、これは流量計本体１と、この流量計本体
１から出力される流量信号に比例したパルス幅の
パルスに変換するパルス幅変換回路１０と、この
回路１０から出力されたパルスを平滑化して直流
アナログ信号に変換するパルス幅−電圧変換回路
３０とからなつている。この流量計本体１は、流
体の流通する導管２と、励磁コイル３と、流体の
流れ方向および磁束に直交するように対向配置さ
れた一対の電極４，４とを有し、励磁コイル３は
タイミング制御回路１１からのスイツチ制御信号
（第２図ａ）によつて切換えられるスイツチ１２
を介して２つの定電流源１３，１４が交互に与え
られ、これにより第２図ｂのように方形波の定電
流によつて励磁される。この状態において導管２
内に導電性流体が流れれば、一対の電極４，４間
には磁界の強さおよび流速に比例した起電力が発
生する。そこで、この起電力を一対の電極４，４
で取り出し、交流増幅器１５で適当な電圧値迄増
幅（第２図ｃ）された後、タイミング制御回路１
１で制御されるスイツチ１６により、デユアルス
ロープ方式のパルス幅変換回路１０に取込む。ス
イツチ１７は、磁束が安定したタイミング即ち磁
束の方向が切替わる直前に商用電源周波数の一周
期にタイミング制御回路１１からの信号（第２図
ｄ）によつてオンとなり、増幅された起電力をサ
ンプリングする。このようにサンプリングするこ
とにより、云わゆる直角位相雑音を含まない流量
信号を得ることができかつ商用電源の一周期を抵
抗１８，１９、コンデンサ２０およびオペアンプ
２１よりなる積分回路でサンプリング積分するこ
とにより、商用電源雑音の除去された第２図ｅの
ような積分出力を得る。更に、この積分出力が最
大値から零に達したときに“１”から“０”の論
理信号に変化するコンパレータ２２の出力でフリ
ツプフロツプ２３をリセツトし、かつタイミング
制御回路１１のオン・オフタイミング信号でフリ
ツプ・フロツプ２３をセツトとすることにより、
流量計本体１から出力する流量信号に比例するパ
ルス幅のパルス信号（第２図ｆ）を出力する。２
４は基準電源、２５はフリツプ・フロツプ２３の
Ｑの出力でオン・オフするスイツチである。そし
て、このフリツプ・フロツプ２３から出力された
パルス信号は発光素子３１および受光素子３２で
絶縁されてパルス幅−電圧変換回路３０に送ら
れ、スイツチ３３をン・オフ制御する。このオ
ン・オフ制御により、基準電源３４がパルス化さ
れ、このパルスを抵抗３５、コンデンサ３６およ
びオペアンプ３７よりなる平滑化回路で、３８は
出力回路であり、例えば４〜20ｍＡ・DCの直流
アナログ信号に変換して出力するものである。な
お、回路２１，２２，２４，３１のアース点と３
４，３７のアース点は異なつた部分に行なうもの
とする。
あつて、これは流量計本体１と、この流量計本体
１から出力される流量信号に比例したパルス幅の
パルスに変換するパルス幅変換回路１０と、この
回路１０から出力されたパルスを平滑化して直流
アナログ信号に変換するパルス幅−電圧変換回路
３０とからなつている。この流量計本体１は、流
体の流通する導管２と、励磁コイル３と、流体の
流れ方向および磁束に直交するように対向配置さ
れた一対の電極４，４とを有し、励磁コイル３は
タイミング制御回路１１からのスイツチ制御信号
（第２図ａ）によつて切換えられるスイツチ１２
を介して２つの定電流源１３，１４が交互に与え
られ、これにより第２図ｂのように方形波の定電
流によつて励磁される。この状態において導管２
内に導電性流体が流れれば、一対の電極４，４間
には磁界の強さおよび流速に比例した起電力が発
生する。そこで、この起電力を一対の電極４，４
で取り出し、交流増幅器１５で適当な電圧値迄増
幅（第２図ｃ）された後、タイミング制御回路１
１で制御されるスイツチ１６により、デユアルス
ロープ方式のパルス幅変換回路１０に取込む。ス
イツチ１７は、磁束が安定したタイミング即ち磁
束の方向が切替わる直前に商用電源周波数の一周
期にタイミング制御回路１１からの信号（第２図
ｄ）によつてオンとなり、増幅された起電力をサ
ンプリングする。このようにサンプリングするこ
とにより、云わゆる直角位相雑音を含まない流量
信号を得ることができかつ商用電源の一周期を抵
抗１８，１９、コンデンサ２０およびオペアンプ
２１よりなる積分回路でサンプリング積分するこ
とにより、商用電源雑音の除去された第２図ｅの
ような積分出力を得る。更に、この積分出力が最
大値から零に達したときに“１”から“０”の論
理信号に変化するコンパレータ２２の出力でフリ
ツプフロツプ２３をリセツトし、かつタイミング
制御回路１１のオン・オフタイミング信号でフリ
ツプ・フロツプ２３をセツトとすることにより、
流量計本体１から出力する流量信号に比例するパ
ルス幅のパルス信号（第２図ｆ）を出力する。２
４は基準電源、２５はフリツプ・フロツプ２３の
Ｑの出力でオン・オフするスイツチである。そし
て、このフリツプ・フロツプ２３から出力された
パルス信号は発光素子３１および受光素子３２で
絶縁されてパルス幅−電圧変換回路３０に送ら
れ、スイツチ３３をン・オフ制御する。このオ
ン・オフ制御により、基準電源３４がパルス化さ
れ、このパルスを抵抗３５、コンデンサ３６およ
びオペアンプ３７よりなる平滑化回路で、３８は
出力回路であり、例えば４〜20ｍＡ・DCの直流
アナログ信号に変換して出力するものである。な
お、回路２１，２２，２４，３１のアース点と３
４，３７のアース点は異なつた部分に行なうもの
とする。
第３図は各種のスイツチ１２，１６，１７等を
制御する従来のタイミング制御回路１１の構成図
である。この回路１１は、商用電源１１１から出
力される第４図ｇのような商用電源周波数をバツ
フア回路１１２を介して第４図ｈのようなパルス
ス信号とした後、Ｄ形フリツプ・フロツプ１１３
〜１１５で分周してスイツチ１２，１６を制御す
る信号（第４図ｋ）を得、更にフリツプ・フロツ
プ１１３，１１４の端子の出力（第４図ｉ，
ｊ）をアンドゲート１１４でアンドしてスイツチ
１７を制御する信号ｌを得ている。第３図の回路
では、励磁半周期の極性切替え直前で商用電源一
周期だけオンするパルスが容易に得られる。
制御する従来のタイミング制御回路１１の構成図
である。この回路１１は、商用電源１１１から出
力される第４図ｇのような商用電源周波数をバツ
フア回路１１２を介して第４図ｈのようなパルス
ス信号とした後、Ｄ形フリツプ・フロツプ１１３
〜１１５で分周してスイツチ１２，１６を制御す
る信号（第４図ｋ）を得、更にフリツプ・フロツ
プ１１３，１１４の端子の出力（第４図ｉ，
ｊ）をアンドゲート１１４でアンドしてスイツチ
１７を制御する信号ｌを得ている。第３図の回路
では、励磁半周期の極性切替え直前で商用電源一
周期だけオンするパルスが容易に得られる。
しかし、第３図の回路のタイミングは、その流
量信号をサンプリングする迄の時間が周波数50Hz
或いは60Hzの場合では異なることとなる。これは
厳密に極性反転の過渡応答の影響（流量計本体１
の磁束の遅れ、変換回路１０，３０の遅れ等）を
考慮すると、励磁電流が一定であるとはいえ、得
られる出力は流量計が同一でも微妙に異なつて来
ることがわかる。その状態を図５に示す。
量信号をサンプリングする迄の時間が周波数50Hz
或いは60Hzの場合では異なることとなる。これは
厳密に極性反転の過渡応答の影響（流量計本体１
の磁束の遅れ、変換回路１０，３０の遅れ等）を
考慮すると、励磁電流が一定であるとはいえ、得
られる出力は流量計が同一でも微妙に異なつて来
ることがわかる。その状態を図５に示す。
第５図イは磁束の遅れ、回路の遅れを考慮した
信号を示す曲線であり、ロは60Hzの場合の励磁電
流を示す波形、ハは50Hzの場合の励磁電流を示す
波形である。また、横線ニで影をつけた部分は、
60Hzの場合、斜線ホで影をつけた部分は50Hzの場
合のサンプリングするタイミングを示したもので
ある。励磁電流が同一でも５０Hzと６０Hzでは高
さが異なること、つまり信号の大きさが異なるこ
とを示している。このことは、高精度で使用する
場合には50Hzと60Hzとでは、変換回路１０の増幅
度または励磁電流の大きさを変えなくてはならな
いことを示す。実際には変換回路１０の互換性の
ため、各変換回路間で増幅度を一定としているた
め50Hzと60Hzでは励磁電流の大きさを変えるとい
うことが行われている。これを避けるには、流量
計本体１の磁束の立ち上がり（応答性）、回路１
０の応答性を速くすればよいのだが、磁束の立ち
上がりを速くするには流量計本体１を渦電流が流
れにくい構造にしたり、励磁回路、定電流源１
３，１４の回路電圧を高くすることが考えられ
る。しかし、このことは流量計本体１の構造を複
雑に、かつコスト高にしたり、励磁回路を大型化
させてしまう。
信号を示す曲線であり、ロは60Hzの場合の励磁電
流を示す波形、ハは50Hzの場合の励磁電流を示す
波形である。また、横線ニで影をつけた部分は、
60Hzの場合、斜線ホで影をつけた部分は50Hzの場
合のサンプリングするタイミングを示したもので
ある。励磁電流が同一でも５０Hzと６０Hzでは高
さが異なること、つまり信号の大きさが異なるこ
とを示している。このことは、高精度で使用する
場合には50Hzと60Hzとでは、変換回路１０の増幅
度または励磁電流の大きさを変えなくてはならな
いことを示す。実際には変換回路１０の互換性の
ため、各変換回路間で増幅度を一定としているた
め50Hzと60Hzでは励磁電流の大きさを変えるとい
うことが行われている。これを避けるには、流量
計本体１の磁束の立ち上がり（応答性）、回路１
０の応答性を速くすればよいのだが、磁束の立ち
上がりを速くするには流量計本体１を渦電流が流
れにくい構造にしたり、励磁回路、定電流源１
３，１４の回路電圧を高くすることが考えられ
る。しかし、このことは流量計本体１の構造を複
雑に、かつコスト高にしたり、励磁回路を大型化
させてしまう。
また、回路の応答性を速くすることは、回路１
０の帯域を広げることとなり、電極４，４間に発
生する起電力が微弱なことを考えあわせるＳ／Ｎ
比を低下させ得策ではない。また、スイツチ１７
がオンしている時間を100ｍsecとすることによ
り、50Hzでも60Hzでも雑音が除去でき、励磁周波
数を固定する方法も考えられるが、この方法では
励磁周波数がかなり低くなり、電磁流量計の応答
が遅くなるという大きな欠点をもつ。
０の帯域を広げることとなり、電極４，４間に発
生する起電力が微弱なことを考えあわせるＳ／Ｎ
比を低下させ得策ではない。また、スイツチ１７
がオンしている時間を100ｍsecとすることによ
り、50Hzでも60Hzでも雑音が除去でき、励磁周波
数を固定する方法も考えられるが、この方法では
励磁周波数がかなり低くなり、電磁流量計の応答
が遅くなるという大きな欠点をもつ。
本発明は上記実情にかんがみてなされたもの
で、従来の励磁周波数よりも低下させないで共通
の励磁周波数とし、50Hzと60Hzとでは励磁電流が
異なるという欠点を除去した電磁流量計を提供す
ることにある。
で、従来の励磁周波数よりも低下させないで共通
の励磁周波数とし、50Hzと60Hzとでは励磁電流が
異なるという欠点を除去した電磁流量計を提供す
ることにある。
商用電源周波数の偶数分の１の周波数の方形波
の励磁電流を励磁コイルに供給する励磁回路と、
導電性流体に誘起された電圧を検出する一対電極
と、前記励磁電流が定常値になるタイミングで、
前記一対の電極から取り出される誘起電圧をサン
プリングする回路からなる方形波励磁方式の電磁
流量計において、方形波励磁電流の励磁周波数を
50Hzの偶数分の１とし、サンプリングする時間を
１／６０秒とし、または励磁周波数を60Hzの偶数分の
１とし、サンプリングする時間を1/50秒としたタ
イミング制御回路を備えた電磁流量計である。
の励磁電流を励磁コイルに供給する励磁回路と、
導電性流体に誘起された電圧を検出する一対電極
と、前記励磁電流が定常値になるタイミングで、
前記一対の電極から取り出される誘起電圧をサン
プリングする回路からなる方形波励磁方式の電磁
流量計において、方形波励磁電流の励磁周波数を
50Hzの偶数分の１とし、サンプリングする時間を
１／６０秒とし、または励磁周波数を60Hzの偶数分の
１とし、サンプリングする時間を1/50秒としたタ
イミング制御回路を備えた電磁流量計である。
次に、本発明の一実施例について第６図ないし
第１０図を参照して説明する。なお、第６図はタ
イミング制御回路４０の概念図、第７図はその回
路４０から出力するスイツチ制御信号のタイミン
グ図、第８図は本発明の要部となるタイミング制
御回路４０の具体的構成を示す図、第９図および
第１０図は雑音除去の説明をする波形図である。
なお、電磁流量計全体の構成は第１図と同じであ
るので、ここではその構成の説明は省略する。先
ず、第６図に示すタイミング制御回路４０におい
てｍは第１図に示すスイツチ１２，１６をオン・
オフ制御するスイツチ制御信号であり、ｎはスイ
ツチ１７をオン・オフ制御するスイツチ制御信号
である。このタイミング制御回路４０は、スイツ
チ制御信号ｍが商用電源周波数50Hzの偶数分の１
の周波数であるならば、ｎはサンプリングする時
間を1/60secとしたパルスを出力する。これは、
スイツチ制御信号ｍが60Hzの偶数分の１の周波数
のときには、ｎによるサンプリング時間は1/50
secでもよい。
第１０図を参照して説明する。なお、第６図はタ
イミング制御回路４０の概念図、第７図はその回
路４０から出力するスイツチ制御信号のタイミン
グ図、第８図は本発明の要部となるタイミング制
御回路４０の具体的構成を示す図、第９図および
第１０図は雑音除去の説明をする波形図である。
なお、電磁流量計全体の構成は第１図と同じであ
るので、ここではその構成の説明は省略する。先
ず、第６図に示すタイミング制御回路４０におい
てｍは第１図に示すスイツチ１２，１６をオン・
オフ制御するスイツチ制御信号であり、ｎはスイ
ツチ１７をオン・オフ制御するスイツチ制御信号
である。このタイミング制御回路４０は、スイツ
チ制御信号ｍが商用電源周波数50Hzの偶数分の１
の周波数であるならば、ｎはサンプリングする時
間を1/60secとしたパルスを出力する。これは、
スイツチ制御信号ｍが60Hzの偶数分の１の周波数
のときには、ｎによるサンプリング時間は1/50
secでもよい。
次に、第８図はスイツチ制御信号ｎが1/60sec
のタイミング時間で、かつスイツチ制御信号ｍが
50Hzの偶数分の１の周波数の場合の具体的なタイ
ミング制御回路４０である。同図において信号発
振器４１は、例えば水晶振動子等から発振される
パルス周波数を分周して300Hzのパルス信号を出
力するフリーランの発振器であり、この信号発振
器４１からのパルス信号はポジテイブ・トリガの
Ｄ型フリツプ・フロツプ４２ａ〜４２ｃおよび
JK形フリツプ・フロツプ４３ａ，４３ｂからな
る分周回路４４で24分周する。JK形フリツプ・
フロツプ４３ａ，４３ｂのＫ端子はVDD（Ｈレベ
ル）に接続されている。従つて、以上のような分
周回路４４で300Hzのパルス信号を分周すれば、3
００／２４＝50/4となる。各フリツプ・フロツプ４２
ａ〜４２ｃ，４３ａ，４３ｂの出力はインバータ
４４ａ，４４ｂ、NORゲート４５ａ〜４５ｇに
より、300Hzが５周期分即ち、1/60secだけオンと
なるスイツチ制御信号ｎを得る。さらに、スイツ
チ制御信号ｎはＤ形フリツプ・フロツプ４６で1/
２分周されてスイツチ制御信号ｍとなる。このＤ
形フリツプ・フロツプ４６は、ポジイテイブ・エ
ツジトリガなので、インバータ４７で反転し、同
フリツプ・フロツプ４６のクロツクとして入力す
る。
のタイミング時間で、かつスイツチ制御信号ｍが
50Hzの偶数分の１の周波数の場合の具体的なタイ
ミング制御回路４０である。同図において信号発
振器４１は、例えば水晶振動子等から発振される
パルス周波数を分周して300Hzのパルス信号を出
力するフリーランの発振器であり、この信号発振
器４１からのパルス信号はポジテイブ・トリガの
Ｄ型フリツプ・フロツプ４２ａ〜４２ｃおよび
JK形フリツプ・フロツプ４３ａ，４３ｂからな
る分周回路４４で24分周する。JK形フリツプ・
フロツプ４３ａ，４３ｂのＫ端子はVDD（Ｈレベ
ル）に接続されている。従つて、以上のような分
周回路４４で300Hzのパルス信号を分周すれば、3
００／２４＝50/4となる。各フリツプ・フロツプ４２
ａ〜４２ｃ，４３ａ，４３ｂの出力はインバータ
４４ａ，４４ｂ、NORゲート４５ａ〜４５ｇに
より、300Hzが５周期分即ち、1/60secだけオンと
なるスイツチ制御信号ｎを得る。さらに、スイツ
チ制御信号ｎはＤ形フリツプ・フロツプ４６で1/
２分周されてスイツチ制御信号ｍとなる。このＤ
形フリツプ・フロツプ４６は、ポジイテイブ・エ
ツジトリガなので、インバータ４７で反転し、同
フリツプ・フロツプ４６のクロツクとして入力す
る。
次に、以上のようなタイミング制御回路４を使
用した場合の電磁流量計の作用を説明する。今、
タイミング制御回路４０からスイツチ制御信号
ｎ，ｍが出力されるが、特にｎはスイツチ１７、
ｍはスイツチ１２，１６の制御に用いられる。し
かして、スイツチ制御信号ｍによつて定電流源１
３が選択されたとき、交流増幅器１５の出力端に
負電圧が表われるものとすると、このとき同時に
スイツチ１６がオンして交流増幅器１５の出力Ｃ
をサンプルする。スイツチ１２により、定電流源
１４を選択したときは、交流増幅器１５の出力Ｃ
は正電圧、反転増幅器２６の出力は負電圧とな
り、スイツチ１６は反転増幅器２６の出力に接続
されるものとする。即ちスイツチ１７には常に負
電圧が加わるようスイツチ１６は選択される。
用した場合の電磁流量計の作用を説明する。今、
タイミング制御回路４０からスイツチ制御信号
ｎ，ｍが出力されるが、特にｎはスイツチ１７、
ｍはスイツチ１２，１６の制御に用いられる。し
かして、スイツチ制御信号ｍによつて定電流源１
３が選択されたとき、交流増幅器１５の出力端に
負電圧が表われるものとすると、このとき同時に
スイツチ１６がオンして交流増幅器１５の出力Ｃ
をサンプルする。スイツチ１２により、定電流源
１４を選択したときは、交流増幅器１５の出力Ｃ
は正電圧、反転増幅器２６の出力は負電圧とな
り、スイツチ１６は反転増幅器２６の出力に接続
されるものとする。即ちスイツチ１７には常に負
電圧が加わるようスイツチ１６は選択される。
今、本タイミング制御回路４０を採用した電磁
流量計が商用電源周波数が60Hz地区で使用され、
60Hzの誘導雑音が流量信号に混入したとする。こ
の場合、スイツチ１７のオン時間は1/60secなの
で一周期積分されることとなり、第９図に示すよ
うに誘導雑音には信号は全く影響を受けないこと
がわかる。第９図c′は雑音が重畳した信号波形、
ｄはｎと等しい、e′は雑音が重畳したときのｅの
出力であつて雑音重畳しない場合と積分終了時の
電圧は等しい。
流量計が商用電源周波数が60Hz地区で使用され、
60Hzの誘導雑音が流量信号に混入したとする。こ
の場合、スイツチ１７のオン時間は1/60secなの
で一周期積分されることとなり、第９図に示すよ
うに誘導雑音には信号は全く影響を受けないこと
がわかる。第９図c′は雑音が重畳した信号波形、
ｄはｎと等しい、e′は雑音が重畳したときのｅの
出力であつて雑音重畳しない場合と積分終了時の
電圧は等しい。
次に、50Hz地区で使用され、同様に誘導雑音が
重畳したときの雑音除去の機能は第１０図に示す
通りである。ｆ，f′で示される出力パルスの幅は
サンプリング（積分）したときのｅおよびe″の電
圧に比例するから、以後、e″のサンプリング後の
電圧値をもつて説明する。ｃの電圧が正極性のと
き、スイツチ１６によつて反転出力が選択される
ので、信号に与える雑音の影響ΔN＋は、 ΔN+＝−k∫ts 0−sin（100πt＋θ）dθ ………(1) となる。ここで、tsはサンプリング時間（＝1/60
ｓ）、ｋは定数、ｋの前の−符号は積分すること
によるものであり、sin（100πt＋θ）の前の−符
号は反転出力が選択されたことによるものであ
る。θはｔ＝０における雑音の位相である。そこ
で、(1)式を整理すると、 ΔN+＝2k／100π〔sin（50πts＋θ）sin50πts〕 ………(2) となる。
重畳したときの雑音除去の機能は第１０図に示す
通りである。ｆ，f′で示される出力パルスの幅は
サンプリング（積分）したときのｅおよびe″の電
圧に比例するから、以後、e″のサンプリング後の
電圧値をもつて説明する。ｃの電圧が正極性のと
き、スイツチ１６によつて反転出力が選択される
ので、信号に与える雑音の影響ΔN＋は、 ΔN+＝−k∫ts 0−sin（100πt＋θ）dθ ………(1) となる。ここで、tsはサンプリング時間（＝1/60
ｓ）、ｋは定数、ｋの前の−符号は積分すること
によるものであり、sin（100πt＋θ）の前の−符
号は反転出力が選択されたことによるものであ
る。θはｔ＝０における雑音の位相である。そこ
で、(1)式を整理すると、 ΔN+＝2k／100π〔sin（50πts＋θ）sin50πts〕 ………(2) となる。
また、ｃの電圧が負極性のとき、信号に与える
雑音の影響ΔN-は同様に ΔN-＝−k∫0.08+ts 0.08sin（100πt＋θ）dt ＝−2k／100sin（50πts＋θ）sin50πts ………(3) となる。ΔN+、ΔN-は積分するときの位相のず
れによつて信号に＋、−又は−、＋の影響を与える
が、絶縁後のパルス幅を電圧値に戻す回路のスム
ージングコンデンサ３６で平滑平均化されるの
で、 ΔN+＋ΔN-＝０ ………(4) となり、雑音の影響は除去される。
雑音の影響ΔN-は同様に ΔN-＝−k∫0.08+ts 0.08sin（100πt＋θ）dt ＝−2k／100sin（50πts＋θ）sin50πts ………(3) となる。ΔN+、ΔN-は積分するときの位相のず
れによつて信号に＋、−又は−、＋の影響を与える
が、絶縁後のパルス幅を電圧値に戻す回路のスム
ージングコンデンサ３６で平滑平均化されるの
で、 ΔN+＋ΔN-＝０ ………(4) となり、雑音の影響は除去される。
次に、第１１図にてタイミング制御回路４０の
他の例を説明する。これは、パラレレイン／シリ
アルアウト又はシリアルイン／シリアルアウトの
８ビツトシフトレジスタ（例えば東芝C2MOS
TC4021BP）５１と18ビツトのシフトレジスタ
（同TC4006BP）５２を使用したタイミング制御
回路である。本回路は、全体を24ビツトのシフト
レジスタとし、最初にイニシヤライズ回路５３に
より、b1〜b5をＨレレベル、他をＬレベルにセツ
トし、信号発振器４１により1/300secごとに右へ
シフトさせ、b24をスイツチ制御信号ｎとしてと
りだすものである。この信号ｎはＨレベルになつ
て1/300×５＝1/60sec経過すると立ち上がるの
で、これをシリアルイン／パラレルインコントロ
ール回路５４で検出しパラレルインとし、再びb1
〜b5をＨレベルとすることにより、サンプリング
時間1/60ｓ、周期80ｍｓのパルスが得られる。本
回路はシフトレジスタ５１のＰ１６をＨレベルに
接続し全20ビツトの構成とすれば、サンプリング
時間1/50ｓ、周期66.66…ｍｓのパルスが容易に
得られる。
他の例を説明する。これは、パラレレイン／シリ
アルアウト又はシリアルイン／シリアルアウトの
８ビツトシフトレジスタ（例えば東芝C2MOS
TC4021BP）５１と18ビツトのシフトレジスタ
（同TC4006BP）５２を使用したタイミング制御
回路である。本回路は、全体を24ビツトのシフト
レジスタとし、最初にイニシヤライズ回路５３に
より、b1〜b5をＨレレベル、他をＬレベルにセツ
トし、信号発振器４１により1/300secごとに右へ
シフトさせ、b24をスイツチ制御信号ｎとしてと
りだすものである。この信号ｎはＨレベルになつ
て1/300×５＝1/60sec経過すると立ち上がるの
で、これをシリアルイン／パラレルインコントロ
ール回路５４で検出しパラレルインとし、再びb1
〜b5をＨレベルとすることにより、サンプリング
時間1/60ｓ、周期80ｍｓのパルスが得られる。本
回路はシフトレジスタ５１のＰ１６をＨレベルに
接続し全20ビツトの構成とすれば、サンプリング
時間1/50ｓ、周期66.66…ｍｓのパルスが容易に
得られる。
次に、第１２図はフエーズロツクドループ回路
６０を用いて信号発振器４１を構成した例であ
る。即ち、この発振器４１は、商用電源６１の出
力をコンパレータ６２で比較することにより、電
源周波数に同期したパルスを得るとともに、この
電源周波数に同期させてフエーズロツクドループ
回路６０で発振させて300Hzを得るものである。
６０１はフエーズコンパレータ、６０２は電圧制
御発振器、６０３は分周回路であつて切換スイツ
チ６０４により1/5又は1/6分周に切換え設定され
る。このようにフエーズロツクドループ回路６０
を用いれば、通常電源周波数が比較的安定してい
るので、更に雑音除去を完全に行うことができ
る。
６０を用いて信号発振器４１を構成した例であ
る。即ち、この発振器４１は、商用電源６１の出
力をコンパレータ６２で比較することにより、電
源周波数に同期したパルスを得るとともに、この
電源周波数に同期させてフエーズロツクドループ
回路６０で発振させて300Hzを得るものである。
６０１はフエーズコンパレータ、６０２は電圧制
御発振器、６０３は分周回路であつて切換スイツ
チ６０４により1/5又は1/6分周に切換え設定され
る。このようにフエーズロツクドループ回路６０
を用いれば、通常電源周波数が比較的安定してい
るので、更に雑音除去を完全に行うことができ
る。
従つて、以上のようなタイミング制御回路を用
いた本発明の電磁流量計によれば、励磁周波数が
固定であつても従来方式と同様に50Hz、60Hzの電
源誘導雑音を除去できるので、50Hz地区と60Hz地
区とを区別する必要がなくなる。更に、従来は50
Hzと60Hzの差が小さくなるよう設計されていた
が、固定励磁周波数となるとさほどその必要性が
なくなり、流量計本体の応答性の向上や変換回路
の広帯域が従来ほど必要がなくなるので、流量計
本体のコスト低減および変換回路の狭帯域化によ
るＳ／Ｎ比の向上などが期待できる。
いた本発明の電磁流量計によれば、励磁周波数が
固定であつても従来方式と同様に50Hz、60Hzの電
源誘導雑音を除去できるので、50Hz地区と60Hz地
区とを区別する必要がなくなる。更に、従来は50
Hzと60Hzの差が小さくなるよう設計されていた
が、固定励磁周波数となるとさほどその必要性が
なくなり、流量計本体の応答性の向上や変換回路
の広帯域が従来ほど必要がなくなるので、流量計
本体のコスト低減および変換回路の狭帯域化によ
るＳ／Ｎ比の向上などが期待できる。
なお、サンプリング時間1/60ｓ、励磁周波数5
０／８Hzの場合しか説明していないが、サンプリン
グ時間1/60ｓ、励磁周波数50／2q（ｑ：整数）の
場合でも、サンプリング時間1/50ｓ、励磁周波数
60／2qの場合でも同様に50/60Hzの雑音が除去で
きるものである。
０／８Hzの場合しか説明していないが、サンプリン
グ時間1/60ｓ、励磁周波数50／2q（ｑ：整数）の
場合でも、サンプリング時間1/50ｓ、励磁周波数
60／2qの場合でも同様に50/60Hzの雑音が除去で
きるものである。
第１図は従来の方形波励磁方式の電磁流量計の
構成図、第２図は第１図の電磁流量計の各部の信
号波形図、第３図は第１図のタイミング制御回路
の具体的構成図、第４図は第３図の各部の信号波
形図、第５図は従来の電磁流量計における50Hzと
60Hzとの差による欠点を説明する図、第６図ない
し第８図は本発明の電磁流量計に適用するタイミ
ング制御回路を説明するためのもので、第６図は
タイミング制御回路の概念図、第７図は第６図か
ら出力するスイツチ制御信号の波形図、第８図は
本発明の要部であるタイミング制御回路の構成
図、第９図および第１０図は60Hzおよび50Hzの場
合の雑音除去の状態を示す図、第１１図はタイミ
ング制御回路の他の構成例を示す図、第１２図は
タイミング制御回路に用いる信号発振器の他の構
成例を示す図である。 １……流量計本体、３……励磁コイル、４……
電極、１０……パルス幅変換回路、１２，１６，
１７……スイツチ、１３，１４……定電流源、１
５……交流増幅器、３０……パルス幅／電圧変換
回路、４０……タイミング制御回路、４１……信
号発振器、４４……分周回路、４６……フリツ
プ・フロツプ、５１，５２……シフトレジスタ、
５３……イニシヤライズ回路、５４……シリアル
イン／パラレルイン・コントロール回路、６０…
…フエーズロツクドループ回路、６１……商用電
源、６２……コンパレータ。
構成図、第２図は第１図の電磁流量計の各部の信
号波形図、第３図は第１図のタイミング制御回路
の具体的構成図、第４図は第３図の各部の信号波
形図、第５図は従来の電磁流量計における50Hzと
60Hzとの差による欠点を説明する図、第６図ない
し第８図は本発明の電磁流量計に適用するタイミ
ング制御回路を説明するためのもので、第６図は
タイミング制御回路の概念図、第７図は第６図か
ら出力するスイツチ制御信号の波形図、第８図は
本発明の要部であるタイミング制御回路の構成
図、第９図および第１０図は60Hzおよび50Hzの場
合の雑音除去の状態を示す図、第１１図はタイミ
ング制御回路の他の構成例を示す図、第１２図は
タイミング制御回路に用いる信号発振器の他の構
成例を示す図である。 １……流量計本体、３……励磁コイル、４……
電極、１０……パルス幅変換回路、１２，１６，
１７……スイツチ、１３，１４……定電流源、１
５……交流増幅器、３０……パルス幅／電圧変換
回路、４０……タイミング制御回路、４１……信
号発振器、４４……分周回路、４６……フリツ
プ・フロツプ、５１，５２……シフトレジスタ、
５３……イニシヤライズ回路、５４……シリアル
イン／パラレルイン・コントロール回路、６０…
…フエーズロツクドループ回路、６１……商用電
源、６２……コンパレータ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 励磁電流を励磁コイルに与えることによつて
導電性流体に誘起される電圧を電極で取出す流量
計検出器と、この検出器から出力された信号をそ
の安定領域でサンプリングし、流量信号に比例す
る信号を得る電磁流量計において、第１の制御信
号が前記励磁電流の周波数を50Hzの偶数分の１の
周波数としたとき、第２の制御信号が前記サンプ
リングの時間を1/60秒とし、第１の制御信号が前
記励磁電流の周波数を60Hzの偶数分の１の周波数
としたとき、第２の制御信号が前記サンプリング
の時間を1/50秒とする第１、第２の制御信号を出
力するタイミング制御回路を備えた電磁流量計。 ２ 第１のスイツチを制御して方形波の励磁電流
を得、この励磁電流を励磁コイルに与えることに
よつて導電性流体に誘起される電圧を一対の電極
で流量信号として取出す流量計本体と、この流量
計本体から出力された流量信号を第２のスイツチ
を制御して取込むとともに、前記励磁電流が定常
値となるタイミングで第３のスイツチを所定期間
オン制御して前記第２のスイツチによつて取込ん
だ信号をサンプリングし、前記流量信号に比例す
るパルス幅の信号に変換するパルス幅変換回路
と、前記第１ないし第３のスイツチを制御するス
イツチ制御信号を出力するタイミング制御回路と
を備えた電磁流量計において、前記タイミング制
御回路は、前記第１および第２のスイツチを制御
する第１のスイツチ制御信号が前記方形波励磁電
流の周波数50Hzの偶数分の１の周波数のとき、前
記第３のスイツチをオンとするサンプリング時間
が1/60秒になるように前記第２のスイツチ制御信
号を出力し、前記第１のスイツチ制御信号が方形
波励磁電流の周波数60Hzの偶数分の１の周波数の
とき、前記第３のスイツチをオンとするサンプリ
ング時間が1/50秒となるように第２のスイツチ制
御信号を出力するようにしたことを特徴とする電
磁流量計。 ３ タイミング制御回路は、300Hzのパルス信号
を出力する信号発生部と、この信号発生部のパル
ス信号を所定の分周比で分周して第２のスイツチ
制御信号を得る第１の分周回路と、この第１の分
周回路の出力を更に分周して第１のスイツチ制御
信号を得る第２の分周回路とを備えていることを
特徴とする特許請求の範囲第２項記載の電磁流量
計。 ４ タイミング制御回路は300Hzのパルス信号を
出力する信号発生部と、この信号発生部の出力
を、パラレルイン／シリアルアウト又はシリアル
イン／シリアルアウトのシフトレジスタとを用い
ていることを特徴とする特許請求の範囲第２項記
載の電磁流量計。 ５ 信号発生部は、フエーズロツクドループ回路
を用いて、商用電源周波数に同期させて300Hzの
パルス信号を出力するものである特許請求の範囲
第３項又は第４項に記載の電磁流量計。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57171879A JPS5960318A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 電磁流量計 |
| US06/535,401 US4545257A (en) | 1982-09-30 | 1983-09-23 | Electromagnetic flow meter |
| GB08326111A GB2127978B (en) | 1982-09-30 | 1983-09-29 | Electromagnetic flow meter |
| DE3335587A DE3335587C2 (de) | 1982-09-30 | 1983-09-30 | Verfahren zum Messen des Durchsatzes eines Fluids |
| GB868618365A GB8618365D0 (en) | 1982-09-30 | 1986-07-28 | Measuring flow of fluid |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57171879A JPS5960318A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 電磁流量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5960318A JPS5960318A (ja) | 1984-04-06 |
| JPH0216974B2 true JPH0216974B2 (ja) | 1990-04-19 |
Family
ID=15931482
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57171879A Granted JPS5960318A (ja) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | 電磁流量計 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4545257A (ja) |
| JP (1) | JPS5960318A (ja) |
| DE (1) | DE3335587C2 (ja) |
| GB (2) | GB2127978B (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3423076A1 (de) * | 1984-06-22 | 1986-01-02 | Bopp & Reuther Gmbh, 6800 Mannheim | Magnetisch-induktives durchflussmessverfahren |
| JPS6166123A (ja) * | 1984-09-07 | 1986-04-04 | Toshiba Corp | 電磁流量計変換器 |
| DE3442272A1 (de) * | 1984-11-20 | 1986-05-22 | Turbo-Werk Messtechnik GmbH, 5000 Köln | Induktiver durchflussmesser |
| JPS61204521A (ja) * | 1985-03-08 | 1986-09-10 | Hitachi Ltd | 電磁流量計 |
| GB2183343B (en) * | 1985-11-25 | 1989-11-01 | Danfoss As | Electromagnetic flowmeters |
| JPH0541380Y2 (ja) * | 1987-05-08 | 1993-10-20 | ||
| US4784001A (en) * | 1987-07-13 | 1988-11-15 | Emerson Electric Co. | Magnetic flowmeter with isolation amplifier and ranging circuit therefor and method |
| US5930103A (en) * | 1998-03-02 | 1999-07-27 | Motorola, Inc. | Control circuit for an electromechanical device |
| US6708569B2 (en) * | 2001-07-06 | 2004-03-23 | Endress + Hauser Flowtec Ag | Method of operating an electromagnetic flowmeter |
| EP1493231A2 (en) * | 2001-08-29 | 2005-01-05 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Improved frequency divider with reduced jitter and transmitter based thereon |
| DE10335205A1 (de) * | 2003-07-30 | 2005-02-17 | Endress + Hauser Flowtec Ag, Reinach | Verfahren zur magnetisch-induktiven Bestimmung der Durchflußrate eines Mediums |
| US7124057B2 (en) * | 2003-08-19 | 2006-10-17 | Festo Corporation | Method and apparatus for diagnosing a cyclic system |
| CN103206990B (zh) * | 2013-04-15 | 2015-05-20 | 福建上润精密仪器有限公司 | 一种电容式电磁流量计 |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1445188A (en) * | 1973-12-08 | 1976-08-04 | Fischer & Porter Co | Electromagnetic flowmeters with squarewave excitation |
| DE2410407C3 (de) * | 1974-03-05 | 1981-05-21 | Fa. Ludwig Krohne, 4100 Duisburg | Verfahren zur Kompensation der elektrochemischen Störgleichspannung bei der induktiven Durchflußmessung mit periodisch zwischen zwei Induktionswerten hin- und hergeschaltetem Gleichfeld |
| JPS5430066A (en) * | 1977-08-10 | 1979-03-06 | Toshiba Corp | Electromagnetic flow meter |
| DE2744845C3 (de) * | 1977-10-05 | 1985-08-08 | Flowtec AG, Reinach, Basel | Verfahren zur Kompensation der elektrochemischen Störgleichspannung bei der magnetisch-induktiven Durchflußmessung mit periodisch umgepoltem magnetischem Gleichfeld |
| US4227408A (en) * | 1978-12-07 | 1980-10-14 | Fischer & Porter Company | Harmonic noise suppression in electromagnetic flowmeter |
| US4409846A (en) * | 1979-02-08 | 1983-10-18 | Aichi Tokei Denki Co., Ltd. | Electromagnetic flow meter |
| US4303980A (en) * | 1979-12-03 | 1981-12-01 | Fischer & Porter Company | Electromagnetic flowmeter system having automatically adjusted response characteristics |
-
1982
- 1982-09-30 JP JP57171879A patent/JPS5960318A/ja active Granted
-
1983
- 1983-09-23 US US06/535,401 patent/US4545257A/en not_active Expired - Lifetime
- 1983-09-29 GB GB08326111A patent/GB2127978B/en not_active Expired
- 1983-09-30 DE DE3335587A patent/DE3335587C2/de not_active Expired
-
1986
- 1986-07-28 GB GB868618365A patent/GB8618365D0/en active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5960318A (ja) | 1984-04-06 |
| DE3335587C2 (de) | 1987-04-23 |
| GB8326111D0 (en) | 1983-11-02 |
| GB8618365D0 (en) | 1986-09-03 |
| GB2127978B (en) | 1987-06-03 |
| DE3335587A1 (de) | 1984-04-05 |
| US4545257A (en) | 1985-10-08 |
| GB2127978A (en) | 1984-04-18 |
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